CN102769451B - 半导体装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

半导体装置(1)中，FET(3)的源极和MOSFET(4)的漏极连接，且所述半导体装置(1)包括：电阻(R_gs)，一端连接于FET(3)的栅极，另一端连接于MOSFET(4)的源极；以及二极管(D1)，阳极连接于FET(3)的栅极，阴极连接于MOSFET(4)的源极。

Description

半导体装置及电子设备

技术领域

本发明涉及一种半导体装置及电子设备，尤其涉及一种具备常导通型(normally on type)场效应晶体管的半导体装置及电子设备。

背景技术

从材料方面的优势来看，当以氮化镓(GaN)、AlGaN及InGaN等为代表的III族氮化物半导体用于功率器件时，可期待获得高耐压、高速动作、高耐热性及低接通电阻等良好的器件特性。因此，正在开发利用III族氮化物半导体的功率器件，来代替作为功率器件的性能不断接近极限的现有的Si材料。

特别是关于场效应晶体管(FET，Field Effect Transistor)，例如通过在AlGaN与GaN的异质结合界面附近形成高浓度的二维电子气(2DEG，two DimensionalElectron Gas)，而可以实现具有高电子移动性的晶体管。也就是说，可以进一步降低FET的接通电阻。而且，提出了利用这种异质结合界面的多种器件结构。

这种GaN FET通常是具有负阈值电压，栅极电压为0V(零伏特)时成为接通状态，流通漏极电流的常导通型。

另一方面，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET，Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)及绝缘栅极型双极晶体管(IGBT，Insulated Gate Bipolar Transistor)的主流为常断开型(normally off type)。也就是说，具有正阈值电压，栅极电压为0V时成为断开状态，未流通漏极电流。

常导通型GaN FET具有高耐压、高速动作、高耐热性及低接通电阻等良好特性，另一方面，必需对栅极供给负电压。由此，当使用常导通型GaN FET时，存在因负电压的供给源而产生成本、电路规模增大的问题。

此处，为了将GaN FET作为常断开型FET使用，而将常导通型场效应晶体管和常断开型MOSFET进行所谓的共源共栅连接(cascode connection)。由此，实现常断开动作的电力用半导体装置已为众所周知。由于可以使用低耐压的MOSFET作为常断开型MOSFET，因此可以使成本增加及特性劣化达到最小限度。

例如，在非专利文献1中公开了一种针对常导通型SiC JFET(Junction FieldEffect Transistor，结型场效应晶体管)和MOSFET的共源共栅连接电路，为了对应EMC(electromagnetic compatibility，电磁兼容性)而控制dv/dt的方法。具体来说，如图9的(a)及(b)所示，通过追加C_dg，M、或者R_d和C_dg，J和R_gs来改变切换动作时的负反馈的时间常数，从而控制dv/dt。

还有，在图9的(a)及(b)的电路图中，将C_dg，M、C_dg，J及R_gs设为可变的原因是为了通过实验表明dv/dt可以通过改变电容值或电阻值来控制，但是可变并非必需。通过根据漏极-栅极间电容或内部栅极电阻在设计时适当决定负反馈的时间常数，来实现因切换损耗而变化的电力效率和噪音达到平衡的电压的变化率dv/dt。

而且，在非专利文献2中公开了一种常导通型SiC JFET和MOSFET的共源共栅连接电路。而且，还公开了一种在所述共源共栅连接电路中，用来避免当断开从源极流向漏极方向的电流时，从漏极流向源极方向的反向恢复电流较大，以及避免较大反方向电流的控制方法。另外，还公开了一种与共源共栅连接电路不同的控制方法。

另外，在专利文献1中，公开了一种能够实现常断开动作并且可以防止制造成本增大的半导体装置。

另外，在专利文献2中，公开了一种减少因反向恢复电流引起的切换损耗的电力用半导体装置。

(现有技术文献)

(专利文献)

专利文献1：日本国专利申请公开公报“特开2011-29386号公报”；2011年2月10日公开。

专利文献2：日本国专利申请公开公报“特开2006-158185号公报”；2006年6月15日公开。

(非专利文献)

非专利文献1：“Controllable dv/dt Behaviour of the SiC MOSFET/JFETCascode An Alternative Hard Commutated Switch for Telecom Applications”Applied Power Electronics Conference and Exposition 2010

非专利文献2：“CASCODE LIGHT-normally-on JFET stand aloneperformance in a normally-off Cascode circuit”Power Conversion/IntelligentMotion(PCIM)Europe 2010

发明内容

但是，在非专利文献2记载的方案中，为了使常导通型JFET断开而必需供给负电源，因此需要负电源。而且，由于需要负电源，因此存在制造成本增大的问题。

而且，在如非专利文献2所示的常导通型SiC JFET和MOSFET的共源共栅连接电路中，如果想要改善反向恢复特性，则存在EMC(electromagneticcompatibility：电磁兼容性)恶化的问题。

此处，使用图10来说明反向恢复特性的测定。

(反向恢复特性测定实验)

(测定装置130)

图10是测定评估对象121的反向恢复特性的测定装置130的电路图。测定装置130包括电压源V130、电容C130、电流计I130、线圈L130、信号产生器OS130以及装置FET125。

评估对象121是图11所示的现有的半导体装置121′(即复合元件)，包括常导通型FET123和常断开型MOSFET124、以及电阻R121。

此处，常导通型FET123和常断开型MOSFET124构成为通过电阻R121共源共栅连接。

还有，将常断开型MOSFET124的栅极称为半导体装置121′的栅极。同样将常断开型MOSFET124的源极称为半导体装置121′的源极。另外，将常导通型FET123的漏极称为半导体装置121′的漏极。

在评估对象121(即半导体装置121′)中，MOSFET124的栅极和MOSFET124的源极形成短路。在这种情况下，MOSFET124的源极作为二极管的阳极发挥作用，MOSFET124的漏极作为二极管的阴极发挥作用。由此，MOSFET124表现出二极管特性。由于共源共栅连接，评估对象121也表现出二极管特性。图10的电路是测定评估对象121的反向恢复特性的电路。

在图10的测定装置130中，电压源V130的输出(+)与电容C130的一端、电流计I130的输出、以及线圈L130的一端相连接。线圈L130的另一端、电阻R121的一端、MOSFET124的源极、MOSFET124的栅极、以及装置FET125的漏极彼此连接。

电阻R121的另一端连接于FET123的栅极。FET123的源极连接于MOSFET124的漏极。FET123的漏极连接于电流计I130的输入。

而且，电压源V130的输入(-)、电容C130的另一端、以及装置FET125的源极电性接地。

(反向恢复特性的测定)

此处，说明使用图10的电路测定反向恢复特性的情况。

首先，在图10的测定电路中，将高位准(high level)信号从信号产生器OS130输出到装置FET125的栅极，使装置FET125接通。于是，通过电源电压(电压源V130的输出电压)会在线圈L130流通电流。在这期间，评估对象121断开。也就是说，评估对象121内的两个FET同时断开。

如果是在线圈L130中流通着电流的状态下使装置FET125断开，则装置FET125的漏极的电位即半导体装置121′的源极的电位上升。

而且，如果半导体装置121′的源极的电位和电源电压大致相等，则常导通型FET123导通。但是，在这种状态下，常断开型MOSFET124仍为断开状态。

如果半导体装置121′的源极的电位上升到常断开型MOSFET124所具备的体二极管(body diode)的顺向电压和电源电压之和的电压程度，则体二极管接通且评估对象121接通。通过接通评估对象121，电流回充，半导体装置121′的源极中的电位停止上升。评估对象121接通时所回充的电流按照“线圈L130的一端→线圈L130的另一端→MOSFET124的源极→MOSFET124的漏极→FET123的源极→FET123的漏极→电流计I130”的路径流通。

以上是反向恢复特性的测定中的预备阶段。

测定反向恢复特性时，在流通着所述回充电流的状态下再次使装置FET125接通。由此，评估对象121中所流通的所述回充电流的值急剧减少。所述回充电流的减少率为di/dt。

如果所述回充电流变成零，则会流通方向和所述回充电流相反的电流即反向恢复电流。反向恢复电流按照“电流计I130→FET123的漏极→FET123的源极→MOSFET124的漏极→MOSFET124的源极→装置FET125的漏极→装置FET125的源极→接地(GND)”的路径流通。

在MOSFET124所具备的体二极管断开即恢复的同时，装置FET125的漏极的电位即半导体装置121′的源极的电位开始下降。伴随着半导体装置121′的源极的电位下降，MOSFET124所具备的体二极管断开，因此MOSFET124的漏极-源极间电压上升。

FET123的栅极-源极间电压如果超过负阈值电压而接近0V，则FET123断开。

装置FET125的漏极的电位即半导体装置121′的源极的电位下降到接地电压为止。更准确的说，装置FET125的漏极的电位即半导体装置121′的源极的电位下降到装置FET125的接通电压为止。

这样一来，可以观察评估对象121从接通状态开始到断开为止的反向恢复电流。也就是说，可以测定评估对象121的反向恢复特性。

(回充后流通的电流)

此处，补充说明产生所述回充后流通的电流。如果在流通着所述回充电流的状态下使装置FET125接通，则流通于线圈L130中的电流从所述回充电流切换成装置FET电流(流通于装置FET125中)。但是，当图10的电路中的各二极管为理想化的二极管时，所述回充电流在变成零后保持零的状态。

在刚切换了电流之后，也就是说在所述回充电流刚变成零之后，电流立即从MOSFET124的漏极向源极流通。其原因在于，MOSFET124所具备的体二极管尚未恢复(断开)。

在将流通于线圈L130中的电流从所述回充电流切换成装置FET电流的过程中，FET123维持着接通状态。

如果断开MOSFET124所具备的体二极管，则向MOSFET124的输出电容(漏极-源极间寄生电容)流通充电电流。FET123维持着接通状态。

此处，考虑MOSFET124的内部栅极电阻较小的情况。在这种情况下，如果MOSFET124的漏极-源极间电压比FET123的阈值电压(FET123为常导通时为负电压)的绝对值高，则FET123断开，并流通充电电流。充电结束后，也就是说，装置FET125的漏极的电位下降到接地电位后，充电电流变成零。

另一方面，考虑MOSFET124的内部栅极电阻较大的情况。在这种情况下，如果MOSFET124的漏极-源极间电压上升，则经过由内部栅极电阻和FET123的输入电容决定的时间常数所对应的延迟而使负电压即FET123的栅极-源极间电压的绝对值变小(接近0V)。由于经过了延迟，因此MOSFET124的漏极-源极间电压在FET123的栅极-源极间电压的绝对值变成阈值以下之前超过击穿电压(breakdown voltage)。结果在MOSFET124中流通和充电电流不同的电流即击穿电流。

如果负电压即FET123的栅极-源极间电压的绝对值变成阈值以下，则FET123断开，流通充电电流。充电结束后，也就是说，装置FET125的漏极的电位下降到接地电位后，充电电流变成零。

从所述回充电流变成零后开始流通直到充电结束的电流为反向恢复电流。

反向恢复电流和充电电流很难明确区分，反向恢复电流中也包含充电电流。

(现有发明存在的问题)

总结现有发明存在的问题。在非专利文献2的发明中，如上所述，存在因追加负电源而增大制造成本的问题。

接下来，在非专利文献1中，记载了使用共源共栅连接构成的半导体装置的反向恢复特性较差的内容。此处，如果只想改善反向恢复特性，则只要在图10的评估对象121中减小电阻R121的电阻值，加快评估对象121的断开便可。但是，如果减小电阻R121的电阻值，则评估对象121的接通也变快。因此，如非专利文献1中所说的那样，EMC恶化。

此处，图12是表示通过减小电阻R121的电阻值从而减小反向恢复电流，缩短反向恢复时间的波形图。图12的(a)是电阻R121为10Ω时的波形图，图12的(b)是电阻R121为0Ω(零欧姆)时的波形图。由图12的(a)及(b)可知，如果减小电阻R121的电阻值，则反向恢复电流Ir减少。而且，如果减小所述电阻值，则反向恢复时间tr也缩短。

最后，专利文献1、2的发明均具备使用共源共栅连接构成的半导体装置。由此，和非专利文献1的发明相同，反向恢复特性和EMC变成折衷(trade-off)关系。

这样一来，在具备使用共源共栅连接构成的半导体装置的现有的半导体装置(例如评估对象121)中，因负电源而增加制造成本，或者反向恢复特性和EMC变成折衷关系。

本发明是鉴于所述现有问题而完成，目的在于提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置及电子设备。

为了解决所述问题，本发明的半导体装置包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，其特征在于：所述第一场效应晶体管的源极电极和所述第二场效应晶体管的漏极电极连接，且所述半导体装置包括：电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；以及二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极，阴极连接于所述第二场效应晶体管的源极。

根据所述发明，所述半导体装置具备所述二极管。由此，在共源共栅连接的两个场效应晶体管(所述第一场效应晶体管及所述第二场效应晶体管)中，当断开流通于所述第二场效应晶体管中的电流时，使栅极驱动电流优先于所述电阻而先在所述二极管中流通。

所述栅极驱动电流是按照“所述第一场效应晶体管的漏极→所述第一场效应晶体管的漏极栅极寄生电容→所述第一场效应晶体管的栅极→所述二极管→所述第二场效应晶体管的源极”的路径、以及“所述第一场效应晶体管的源极→所述第一场效应晶体管的栅极源极寄生电容→所述第一场效应晶体管的栅极→所述二极管→所述第二场效应晶体管的源极”的路径流通。

由此，所述半导体装置可比现有的半导体装置更高速地断开。也就是说，所述半导体装置的切换速度加快。

因此，所述半导体装置中流通所述反向恢复电流的时间比现有的半导体装置短，结果可以实现良好的反向恢复特性。

而且，由于所述半导体装置具备所述二极管，因此无需为了改善反向恢复特性而减小与所述二极管并列连接的所述电阻的电阻值。也就是说，所述电阻的电阻值只要为大到可以实现良好的EMC(electromagnetic compatibility：电磁兼容性)的程度(切换损耗不会过大的程度)的值便可。由此，既可以实现良好的EMC，又可以降低所述半导体装置中的切换损耗。

另外，与现有的半导体装置不同的是无需设置用于使常导通型所述第一场效应晶体管动作的负电源(供给负电压的电压源)，所以比现有的半导体装置廉价。

因此，可以提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置。

为了解决所述问题，本发明的半导体装置包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，其特征在于：所述第一场效应晶体管的源极和所述第二场效应晶体管的漏极连接，且所述半导体装置包括：电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极；以及电容，一端连接于所述第一场效应晶体管的漏极，另一端连接于所述二极管的阴极。

根据所述发明，所述半导体装置具备所述二极管及所述电容。由此，在共源共栅连接的两个场效应晶体管(所述第一场效应晶体管及所述第二场效应晶体管)中，当断开流通于半导体装置的电流时，在所述二极管、所述电容及所述电阻中流通一部分栅极驱动电流。

所述栅极驱动电流按照“所述二极管的寄生电容→所述电容→所述电阻→所述第二场效应晶体管的源极”的路径流通。

由此，所述半导体装置可比现有的半导体装置更高速地断开。也就是说，所述半导体装置的切换速度加快。

因此，所述半导体装置中流通反向恢复电流的时间比现有的半导体装置短，结果可以实现良好的反向恢复特性。

而且，为了流通所述栅极驱动电流，所述半导体装置包括所述二极管及所述电容。由此，无需为实现良好的EMC而增大所述电容的电容值。由此，既可以实现良好的EMC，又可以降低所述半导体装置中的切换损耗。

另外，与现有的半导体装置不同的是无需设置用于使常导通型所述第一场效应晶体管动作的负电源(供给负电压的电压源)，所以比现有的半导体装置廉价。

因此，可以提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置。

本发明的电子设备包括所述任一种半导体装置，因此能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比使用现有的半导体装置的情况廉价。

如上所述，本发明的半导体装置中第一场效应晶体管的源极和第二场效应晶体管的漏极连接，且包括：电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；以及二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极，阴极连接于所述第二场效应晶体管的源极。

而且，如上所述，本发明的半导体装置中第一场效应晶体管的源极和第二场效应晶体管的漏极连接，且包括：电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极；以及电容，一端连接于所述第一场效应晶体管的漏极，另一端连接于所述二极管的阴极。

因此，能够发挥如下效果：提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置及电子设备。

附图说明

图1是本发明的实施方式的半导体装置的电路图。

图2是测定本发明的实施方式的半导体装置的反向恢复特性的测定电路的电路图。

图3是本发明的其他实施方式的半导体装置的电路图。

图4是测定本发明的其他实施方式的半导体装置的反向恢复特性的测定电路的电路图。

图5是用来说明利用了使用共源共栅连接构成的半导体装置的情况下所产生的噪音的电路图。

图6是表示在本发明的实施方式的半导体装置中，反向恢复电流比现有的半导体装置小，且反向恢复时间缩短的波形图，图6的(a)是现有的半导体装置中的波形图，图6的(b)是本发明的实施方式的半导体装置中的波形图。

图7是表示常导通型FET的规格的一例的图。

图8是表示常断开型MOSFET的规格的一例的图。

图9是相当于非专利文献1的图2的图，图9的(a)及(b)是说明通过追加C_dg，M或R_d、C_dg，J及R_gs来改变切换动作时的负反馈的时间常数，从而控制dv/dt的电路图。

图10是测定评估对象的反向恢复特性的电路图。

图11是评估对象即现有的半导体装置的电路图。

图12是表示通过减小电阻R121的电阻值从而减小反向恢复电流，缩短反向恢复时间的波形图，图12的(a)是电阻R121为10Ω时的波形图，图12的(b)是电阻R121为0Ω时的波形图。

[附图标记说明]

1、11         半导体装置

3             FET(第一场效应晶体管)

4             MOSFET(第二场效应晶体管)

4d            体二极管

C_dg，J        电容

D1            二极管

D2            二极管

Ig            栅极驱动电流

Ig1    栅极驱动电流

Ig2    栅极驱动电流

Ir     反向恢复电流

R_gs    电阻

tr     反向恢复时间

具体实施方式

如下所示，基于图1、图2及图5～图8来说明本发明的一实施方式。

[第一实施方式]

(半导体装置1的结构)

图1是本实施方式的半导体装置1的电路图。半导体装置1(即复合元件)包括常导通型FET3(第一场效应晶体管)、常断开型MOSFET4(第二场效应晶体管)、电阻R_gs以及二极管D1。

常导通型FET3和常断开型MOSFET4是进行共源共栅连接而构成的。而且，常断开型MOSFET4具备体二极管4d。

另外，FET3包含以氮化镓(GaN)、AlGaN及InGaN等为代表的III族氮化物半导体(化合物半导体)。由此，可将FET3设为常导通型场效应晶体管，并且FET3可以实现高耐压、高速动作、高耐热性以及低接通电阻。

此处，将MOSFET4的栅极称为半导体装置1的栅极(图1的G)。同样将MOSFET4的源极称为半导体装置1的源极(图1的S)。另外，将FET3的漏极称为半导体装置1的漏极(图1的D)。

在图1的半导体装置1中，MOSFET4的源极、体二极管4d的阳极、电阻R_gs的一端、以及二极管D1的阴极彼此连接。

而且，MOSFET4的漏极、体二极管4d的阴极、以及FET3的源极彼此连接。

另外，电阻R_gs的另一端、二极管D1的阳极、以及FET3的栅极彼此连接。

(半导体装置1的动作)

在图1的半导体装置1中，当接通半导体装置1时，通过抑制(减小)下述电压的变化率dv/dt来实现良好的EMC(electromagnetic compatibility：电磁兼容性)。而且，当断开半导体装置1时，通过使用二极管D1高速断开来实现良好的反向恢复特性。

首先，关于通过抑制电压的变化率dv/dt来实现良好的EMC的情况，下面使用图5说明利用了使用共源共栅连接构成的半导体装置时所产生的噪音。

(电压的变化率dv/dt和噪音的关系)

图5是用来说明利用了使用共源共栅连接构成的半导体装置时所产生的噪音的电路图。

图5的电路包括半导体装置51和反相器(inverter)电路52。

半导体装置51包括高压侧(high side)FET61、低压侧(low side)FET62、振荡电路60以及电容C60。电容C61、C62为下述寄生电容。高压侧FET61具备体二极管(body diode)61d，低压侧FET62具备体二极管62d。

反相器电路52包括线圈L51和电容C52。电容C51为下述寄生电容。

在图5的电路中，对电容C60的一端、高压侧FET61的漏极、体二极管61d的阴极、以及电容C61的一端施加输入电压Vin。

控制信号Sc-1从振荡电路60输入到高压侧FET61的栅极。高压侧FET61根据控制信号Sc-1接通或断开。控制信号Sc-2从振荡电路60输入到低压侧FET62的栅极。低压侧FET62根据控制信号Sc-2接通或断开。

高压侧FET61的源极、体二极管61d的阳极、电容C61的另一端、低压侧FET62的漏极、体二极管62d的阴极、电容C62的一端、线圈L51的一端以及电容C51的一端相连接。

线圈L51的另一端和电容C51的另一端连接于电容C52的一端。

而且，电容C60的另一端、低压侧FET62的源极、体二极管62d的阳极、电容C62的另一端以及电容C52的另一端电性接地。

此处，考虑以下状态，即，在图5的电路中，根据控制信号Sc-2断开低压侧FET62，回流电流通过高压侧FET61的体二极管61d流通。

首先，电容C61寄生于高压侧FET61。同样电容C62寄生于低压侧FET62，电容C51寄生于线圈L51。

考虑在以上所示的状态下根据控制信号Sc-2接通低压侧FET62的情形。在这种情况下，在图5中的附带箭头的虚线L1所示的路径中，流通高压侧FET61的反向恢复电流。

高压侧FET61的反向恢复电流的最大值依赖于即将流通该反向恢复电流之前流通的电流的变化率di/dt，一般来说，变化率di/dt越大，所述就最大值越大。

如果断开高压侧FET61的体二极管61d，则在连接于低压侧FET62的漏极的各寄生电容(电容C51、C61、C62)中，会进行充电或放电。电容C51的充放电电流的路径由附带箭头的实线L2表示。电容C61的充电电流的路径由附带箭头的实线L3表示。电容C62的放电电流的路径由附带箭头的实线L4表示。这些电流(放电电流或充电电流)的大小与输入电压Vin的变化率dv/dt成比例。

另一方面，在图5的电路中，流通电流的路径中寄生着电感(inductance)。寄生电感中的电流的变化会使设于路径上的节点(node)的电位发生变化，或者会使路径周围的磁场发生变化。节点中的电位变化成为供输入电压Vin输入的端子的传导性噪音源。路径周围的磁场变化成为放射到空间的放射性噪音的噪音源。

由此，为了通过降低噪音来实现良好的EMC，有效的方法是减小反向恢复电流的变化和充放电电流的变化。

为了减小反向恢复电流的变化，有效的方法是减小充放电电流的变化率di/dt，或者减小对变化率di/dt的依存性。为了减小充放电电流的变化(即充放电电流的变化率di/dt)，只要减小d²v/dt²便可。而且，为了减小d²v/dt²，有效的方法是减小dv/dt。

一般来说，如果设计成减小接通其中一个FET时的dv/dt，则连接于所述其中一个FET的二极管(另一个FET所具备的体二极管)的di/dt也会减小。

如上所述，为了降低利用了使用共源共栅连接构成的半导体装置时所产生的噪音，实现良好的EMC，只要减小电压的变化率dv/dt便可。但是，如果电压的变化率dv/dt过小，则切换损耗会增加，因此必需兼顾EMC和切换损耗而设为最佳的dv/dt(兼顾良好的dv/dt)。

此处，使用图2说明本实施方式的半导体装置1的反向恢复特性的测定。

(反向恢复特性测定实验)

(测定装置30)

图2是测定本实施方式的半导体装置1的反向恢复特性的测定装置30的电路图。测定装置30包括电压源V30、电容C30、电流计I30、线圈L30、信号产生器OS30以及装置FET25。

在半导体装置1中，MOSFET4的栅极和MOSFET4的源极形成短路。在这种情况下，MOSFET4的源极作为二极管的阳极发挥作用，MOSFET4的漏极作为二极管的阴极发挥作用。由此，MOSFET4表现出二极管特性。图2的电路是测定MOSFET4所构成的二极管的反向恢复特性的电路。

在图2的测定电路30中，电压源V30的输出(+)连接于电容C30的一端、电流计I30的输出以及线圈L30的一端。线圈L30的另一端、电阻R_gs的一端、二极管D1的阴极、MOSFET4的源极、体二极管4d的阳极、MOSFET4的栅极、以及装置FET25的漏极彼此连接。

电阻R_gs的另一端连接于二极管D1的阳极以及FET3的栅极。FET3的源极连接于MOSFET4的漏极以及体二极管4d的阴极。FET3的漏极连接于电流计I30的输入。

而且，电压源V30的输入(-)、电容C30的另一端、以及装置FET25的源极电性接地。

(反向恢复特性的测定)

下面说明使用图2的电路测定反向恢复特性的情况。

首先，在图2的测定电路中，将高位准的信号从信号产生器OS30输出到装置FET25的栅极，使装置FET25接通。这样一来，通过电源电压(电压源V30的输出电压)会在线圈L30中流通电流。在这期间，半导体装置1断开。也就是说，半导体装置1内的两个FET均断开。

如果是在线圈L30中流通着电流的状态下使装置FET25断开，则装置FET25的漏极的电位即半导体装置1的源极的电位上升。

而且，如果半导体装置1的源极的电位和电源电压大致相等，则常导通型FET3导通。当FET3导通时，栅极驱动电流Ig1按照“半导体装置1的源极→电阻R_gs→FET3的栅极”的路径流通。但是，在这种状态下，常断开型MOSFET4仍为断开状态。

如果半导体装置1的源极的电位上升到常断开型MOSFET4所具备的体二极管4d的顺向电压和电源电压之和的电压程度，则体二极管4d接通，进而使半导体装置1接通。通过接通半导体装置1，电流回充，半导体装置1的源极中的电位停止上升。半导体装置1接通时的回充电流按照“线圈L30的一端→线圈L30的另一端→MOSFET4的源极→MOSFET4的漏极→FET3的源极→FET3的漏极→电流计I30”的路径流通。

以上是反向恢复特性的测定中的预备阶段。

测定反向恢复特性时，在流通着所述回充电流的状态下再次使装置FET25接通。由此，在半导体装置1中流通的所述回充电流的值急剧减少。所述回充电流的减少率为di/dt。

如果所述回充电流变成零，则会流通方向和所述回充电流相反的电流即反向恢复电流(图6的Ir)。反向恢复电流按照“电流计I30→FET3的漏极→FET3的源极→MOSFET4的漏极→MOSFET4的源极→装置FET25的漏极→装置FET25的源极→接地(GND)”的路径流通。

而且，半导体装置1具备二极管D1。因此，在MOSFET4所具备的体二极管4d断开的同时流通栅极驱动电流Ig2。栅极驱动电流Ig2按照“电流计I30→FET3的漏极→FET3的栅极→二极管D1→装置FET25的漏极→装置FET25的源极→接地(GND)”的路径流通。即便FET3的栅极-源极电压因栅极驱动电流Ig2而成为阈值以下，FET3也会断开，反向恢复电流变成零。

这样一来，在半导体装置1中，栅极驱动电流Ig2通过二极管D1流通，因此装置FET25的漏极的电位下降即半导体装置1的源极的电位下降比现有的半导体装置早。因此，本实施方式的半导体装置1比现有的半导体装置更高速地断开。也就是说，本实施方式的半导体装置1实现比现有的半导体装置更良好的反向恢复特性。

而且，由于半导体装置1具备二极管D1，因此无需为改善反向恢复特性而减小与二极管D1并列连接的电阻R_gs的电阻值。也就是说，电阻R_gs的电阻值只要为大到可以实现良好的EMC的程度(切换损耗不会过大的程度)的值便可。由此，既可以实现良好的EMC，又可以降低半导体装置1中的切换损耗。

另外，和现有的半导体装置不同的是无需设置用于使常导通型FET3动作的负电源(供给负电压的电压源)，所以比现有的半导体装置廉价。

因此，本发明可提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置1。

(二极管D1)

本实施方式的二极管D1通常只要使用PN结二极管(将P型半导体和N型半导体结合而成的二极管)便可。

另一方面，也可将MOSFET4的源极电极和半导体(例如P型半导体或N型半导体)结合而形成肖特基(Schottky)结二极管，将该肖特基结二极管作为二极管D1使用。

在所述肖特基结二极管中，PN结二极管中的一个半导体被置换成导体(MOSFET4的源极电极)。由此，可以减少零件数量，削减安装成本。

而且，作为肖特基结二极管的二极管D1到接通为止的时间比作为PN结二极管的二极管D1短，因此可以更早地流通栅极驱动电流Ig2，高速断开半导体装置1。

(反向恢复电流、反向恢复时间)

此处，图6是表示在本实施方式的半导体装置1中，反向恢复电流Ir比现有的半导体装置121′小，反向恢复时间tr缩短的波形图。图6的(a)是现有的半导体装置121′中的波形图，图6的(b)是本实施方式的半导体装置1中的波形图。由图6的(a)及(b)可知，在本实施方式的半导体装置1中，和现有的半导体装置121′相比，反向恢复电流Ir减少。而且，在本实施方式的半导体装置1中，反向恢复时间tr也更短。

(FET的规格)

而且，图7是表示常导通型FET3的规格的一例的图。由于为常导通型，因此栅极阈值电压(输入到栅极中的电压的阈值、阈值电压)为负电压(MIN为-5.0V、MAX为-3.0V)。由此，如果对栅极输入0V便会接通。

另外，图8是常断开型MOSFET4的规格的一例的图。由于为常断开型，因此栅极阈值电压(输入到栅极中的电压的阈值、阈值电压)为正电压(MIN为1.0V、MAX为2.5V)。由此，如果对栅极输入0V便会断开。

(半导体装置1的各参数(parameter))

在半导体装置1中，通过使FET3的输入电容和电阻R_gs的电阻值相乘所得的时间常数来规定接通FET3的时间(接通(turn on)时间)和断开FET3的时间(断开(turn off)时间)。所述时间常数的最佳值取决于半导体装置1的设计时的漏极-栅极间电容或内部栅极电阻的确定。

在半导体装置1中，接通时在电阻R_gs中流通栅极驱动电流Ig1，并且断开时在二极管D1中流通栅极驱动电流Ig2。由此，可以使接通时的时间常数和断开时的时间常数不同。

下面所示的式(1)在接通FET3时的半导体装置1的各参数与电流I_D的变化率dI_D/dt_(on)(即di/dt)之间成立。电流I_D从半导体装置1的源极向半导体装置1的漏极流动。

[数1]

$\frac{{\mathrm{dI}}_D}{{\mathrm{dt}}_{\left(\mathrm{on}\right)}}\∝\frac{1}{R_{\mathrm{gs}}(C_{\mathrm{gs}}+C_{\mathrm{dg}})}---\left(1\right)$

而且，施加到半导体装置1的源极的电压即电压V_D的变化率dV_D/dt_(on)(即dv/dt)和电流I_D相同，与半导体装置1的各参数之间存在关系式(下面的式(2))。

[数2]

$\frac{{\mathrm{dV}}_D}{{\mathrm{dt}}_{\left(\mathrm{on}\right)}}\∝-\frac{1}{(g{R}_{\mathrm{gs}}{C}_{\mathrm{dg}}+C_{D\left(\mathrm{all}\right)})}---\left(2\right)$

在式(1)及式(2)中，C_gs表示栅极-源极间的电容。C_dg表示漏极-栅极间的电容。

而且，g表示FET的跨导(trans-conductance)。而且，C_D(all)是连接于半导体装置1的漏极的所有寄生电容之和，包含漏极-源极间的电容、漏极-栅极间的电容、线圈寄生电容等。

由式(1)及式(2)可知，如果增大电阻R_gs的电阻值，则di/dt减小，并且dv/dt减小。

接下来，下面所示的式(3)及式(4)在断开FET3时的半导体装置1的各参数和电压V_D的变化率dV_D/dt_(off)之间成立。

[数3]

$\frac{{\mathrm{dV}}_D}{{\mathrm{dt}}_{\left(\mathrm{off}\right)}}\∝\frac{1}{(g{R}_{\mathrm{gs}}{C}_{\mathrm{dg}}+C_{D\left(\mathrm{all}\right)})}---\left(3\right)$

[数4]

$\frac{d{V}_D}{{\mathrm{dt}}_{\left(\mathrm{off}\right)}}\∝\frac{1}{C_{D\left(\mathrm{all}\right)}}---\left(4\right)$

式(3)是R_gs或C_dg较大，断开较慢的情况(R_gsC_dgI_L比C_D(all)V_TH大的情况)。

I_L是半导体装置接通时流通的电流。V_TH是FET3的阈值电压。

式(4)是R_gs或C_dg较小，断开较快的情况(R_gsC_dgI_L为C_D(all)V_TH以下的情况)。

由式(3)及式(4)可知，如果增大R_gs或C_dg，则变化率dV_D/dt_(off)根据式(3)而变小，结果如式(4)所示，与C_D(all)的倒数成比例。

还有，在本实施方式1中，电阻R_gs也可以在半导体的芯片上制作。由此，通过安装半导体装置1(复合元件)，固定(mount)在基板上的零件数量减少了与电阻相对应的量，因此可以削减成本。

通过将电阻R_gs制作在半导体的芯片上而制作的元件成为相当于电阻R_gs的元件。就所述制作的元件的电气特性而言，有可能与理想的电阻特性产生偏移而显示半导体特性。

[第二实施方式]

如下所述，基于图3及图4说明本发明的其他实施方式即实施方式2。还有，本实施方式2中所说明的内容以外的结构与所述实施方式1相同。而且，为了方便说明，对与所述实施方式1的附图所示的部件具有相同功能的部件标注相同的标记，并且省略其说明。

(半导体装置11的结构)

图3是本实施方式的半导体装置11的电路图。半导体装置11(即复合元件)包括FET3、MOSFET4、电阻R_gs、二极管D2以及电容C_dg，J。

在图3的半导体装置11中，MOSFET4的源极和电阻R_gs的一端彼此连接。二极管4d是寄生于MOSFET4的体二极管。

而且，MOSFET4的漏极、体二极管4d的阴极和FET3的源极彼此连接。

另外，电阻R_gs的另一端、二极管D2的阳极和FET3的栅极彼此连接。

另外，二极管D2的阴极连接于电容C_dg，J的一端。

而且，电容C_dg，J的另一端和FET3的漏极彼此连接。

(反向恢复特性测定实验)

(测定电路30)

图4是测定本实施方式的半导体装置11的反向恢复特性的测定电路30的电路图。测定电路30的结构除了改变了测定对象以外，其他和图2的测定电路相同。也就是说，图4的测定电路30的测定对象是半导体装置11，并且是测定半导体装置11的MOSFET4所构成的二极管的反向恢复特性的电路。

在图2的测定电路30中，线圈L30的另一端、电阻R_gs的一端、MOSFET4的源极、MOSFET4的栅极、以及装置FET25的漏极彼此连接。

电阻R_gs的另一端连接于二极管D2的阳极和FET3的栅极。

二极管D2的阴极连接于电容C_dg，J的一端。而且，电容C_dg，J的另一端和FET3的漏极连接于电流计I30的输入。其他连接关系和图2的测定电路30相同。

(反向恢复特性的测定)

下面说明使用图4的电路测定反向恢复特性的情况。

首先，在图4的测定电路中，将高位准的信号从信号产生器OS30输出到装置FET25的栅极，使装置FET25接通。这样一来，通过电源电压(电压源V30的输出电压)会在线圈L30中流通电流。在这期间，半导体装置11断开。也就是说，半导体装置11内的两个FET均断开。

如果是在线圈L30中流通着电流的状态下使装置FET25断开，则装置FET25的漏极的电位即半导体装置11的源极的电位上升。

而且，如果半导体装置1的源极的电位和电源电压大致相等，则常导通型FET3导通。

如果半导体装置11的源极的电位上升到常断开型MOSFET4所具备的体二极管4d的顺向电压和电源电压之和的电压程度，则体二极管4d接通，进而使半导体装置11接通。通过接通半导体装置11，电流回充，半导体装置11的源极中的电位停止上升。半导体装置11接通时的回充电流按照“线圈L30的一端→线圈L30的另一端→MOSFET4的源极→MOSFET4的漏极→FET3的源极→FET3的漏极→电流计I30”的路径流通。

以上是反向恢复特性的测定中的预备阶段。

测定反向恢复特性时，在流通着所述回充电流的状态下再次使装置FET25接通。由此，半导体装置11中流通的所述回充电流的值逐渐减少。所述回充电流的减少率为di/dt。

如果所述回充电流变成零，则会流通方向和所述回充电流相反的电流即反向恢复电流(图6的Ir)。反向恢复电流按照“电流计I30→FET3的漏极→FET3的源极→MOSFET4的漏极→MOSFET4的源极→装置FET25的漏极→装置FET25的源极→接地(GND)”的路径流通。

而且，半导体装置11具备二极管D2及电容C_dg，J。因此，在反向恢复电流流通的同时，栅极驱动电流Ig按照“电流计I30→电容C_dg，J→二极管D2的寄生电容→电阻R_gs→装置FET25的漏极→装置FET25的源极→接地(GND)”的路径流通。

当栅极驱动电流Ig流通时，二极管D2断开。由此，二极管D2的寄生电容和电容C_dg，J串联构成的电容中流通着栅极驱动电流Ig。

二极管D2的寄生电容的电容值设计成比电容C_dg，J的电容值小。由此，串联构成的电容中，二极管D2的寄生电容所占的比例较大(占主导地位)。也就是说，二极管D2的寄生电容发挥与电容C_dg，J中连接着电容值较小的电容时相同的效果。

这样一来，在半导体装置11中，反向恢复电流和栅极驱动电流Ig同时流通。由此，MOSFET4所具备的体二极管4d在断开即恢复的同时开始的装置FET25的漏极的电位下降即半导体装置11的源极的电位下降比现有的半导体装置早。因此，本实施方式的半导体装置11比现有的半导体装置更高速地断开。也就是说，本实施方式的半导体装置11实现比现有的半导体装置更良好的反向恢复特性。

伴随着半导体装置11的源极的电位下降，MOSFET4所具备的体二极管4d断开，因此MOSFET4的漏极-源极间电压上升。

如果FET3的栅极-源极间电压超过负阈值电压并且接近0V，则FET3断开。

装置FET25的漏极的电位即半导体装置11的源极的电位下降到接地电压为止。更准确来说，装置FET25的漏极的电位即半导体装置11的源极的电位下降到装置FET25的接通电压为止。

这样一来，可以观察半导体装置11接通的状态到断开为止的反向恢复电流。也就是说，可以测定半导体装置11的反向恢复特性。

如上所述，本实施方式的半导体装置11包括二极管D2及电容C_dg，J。由此，在具备共源共栅连接的两个FET的半导体装置中，从半导体装置的源极向半导体装置的漏极流动的电流断开时，流通从半导体装置的漏极流至半导体装置的源极的电流即反向恢复电流。除了该反向恢复电流，二极管D2、电容C_dg，J及电阻R_gs中还流通栅极驱动电流Ig。

栅极驱动电流Ig按照“电容C_dg，J→二极管D2的寄生电容→电阻R_gs→MOSFET4的源极(装置FET25的漏极)→装置FET25的源极→接地(GND)”的路径流通。

由此，半导体装置11可比现有的半导体装置更高速地断开。也就是说，半导体装置11的切换速度加快。

因此，本实施方式的半导体装置11中，反向恢复电流所流通的时间比现有的半导体装置短，结果可以实现良好的反向恢复特性。

而且，为了流通栅极驱动电流Ig，半导体装置11包括二极管D2及电容C_dg，J。由此，无需为改善反向恢复特性而减小电容C_dg，J的电容值。也就是说，电容C_dg，J的电容值只要为大到可以实现良好的EMC的程度(切换损耗不会过大的程度)的值便可。由此，既可以实现良好的EMC，又可以降低半导体装置11中的反向恢复电流损耗。

另外，和现有的半导体装置不同的是无需设置用于使常导通型FET3动作的负电源(供给负电压的电压源)，所以比现有的半导体装置廉价。

因此，本发明可提供一种能够同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比现有的半导体装置廉价的半导体装置11。

(半导体装置11的各参数)

在本实施方式的半导体装置11中，和实施方式1的半导体装置1同样地通过使FET3的输入电容和电阻R_gs的电阻值相乘所得的时间常数来规定接通FET3的时间(接通时间)和断开FET3的时间(断开时间)。

由此，关于接通FET3时的半导体装置11的各参数，实施方式1所记载的式(1)～式(4)成立。

此处，本实施方式的半导体装置11具备电容C_dg，J。追加电容C_dg，J发挥与增大漏极-栅极间的电容C_dg相同的效果。

由此根据式(1)可知，当接通FET3时，电流I_D的变化率dI_D/dt_(on)(即di/dt)根据电容C_dg，J而变小。同样，由式(2)可知电压V_D的变化率dV_D/dt_(on)(即dv/dt)根据电容C_dg，J而变小。

而且，当断开FET3时，根据式(3)及式(4)，如果追加电容C_dg，J(即增大C_dg)，则变化率dV_D/dt_(off)根据式(3)而变小，结果如式(4)所示，与C_{D (all)}的倒数成比例。

(时间常数的选择)

在第一实施方式的半导体装置1以及第二实施方式的半导体装置11中，与非专利文献1中所公开的现有的共源共栅连接电路相比，追加了二极管。

由此，使决定切换速度的时间常数在接通时和断开时不同。更具体来说，使断开时的时间常数小于接通时的时间常数。

由此，加快了断开速度且提高了反向恢复特性。而且，接通时的时间常数和断开时的时间常数可单独调整(设计时进行调整)。因此，可以选择兼顾EMC的时间常数。

减小时间常数的具体含义如下所述。

在第一实施方式的半导体装置1中，能够发挥与因断开时的栅极驱动电流通过二极管D1而减少FET3的栅极电阻的电阻值时相同的效果。

由此，断开时的栅极驱动电流增加，所以来自FET3的输入电容的电荷的牵引加快，结果切换加快。

在第二实施方式的半导体装置11中，通过构成为使栅极驱动电流Ig通过二极管D2的寄生电容来减少FET3的栅极漏极电容。由此，FET3的输入电容减少，因此牵引电荷本身减少，结果切换加快。

在所述半导体装置中，所述二极管也可以是将所述第二场效应晶体管的源极电极和半导体结合而形成的肖特基结二极管。

在这种情况下，由于可以使用相同芯片制作所述第二场效应晶体管和所述二极管，因此和分别安装所述第二场效应晶体管和所述二极管的情况相比，可以削减成本。

而且，作为肖特基结二极管的所述二极管到接通为止的时间比作为PN结二极管的所述二极管短，因此可以更早流通所述栅极驱动电流，高速断开所述半导体装置。

在所述任一种半导体装置中，所述第一场效应晶体管也可以包含III族氮化物半导体。由此，可以将所述第一场效应晶体管设为常导通型场效应晶体管，并且所述第一场效应晶体管中可以实现高耐压、高速动作、高耐热性及低接通电阻。

在所述任一种半导体装置中，所述电阻也可以制作在半导体的芯片上。

由此，通过安装所述半导体装置(复合元件)，固定在基板上的零件数量减少了与电阻相对应的量，因此可以削减成本。

(应用例)

由于本发明的电子设备具备半导体装置1、11的任一种，因此可以同时实现良好的反向恢复特性和良好的EMC，并且比使用现有的半导体装置的情况廉价。

本发明并不限定于所述各实施方式，可在权利要求书所示的范围内进行各种变更，而且通过将不同实施方式中分别公开的技术方案适当组合所得的实施方式也包含在本发明的技术范围内。

[工业上的利用可能性]

本发明的半导体装置能够适用于电子设备。特别是能够很好地适用于存在反向恢复特性的损耗问题的反相器电路。

Claims (7)

1.一种半导体装置，包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，其特征在于：

所述第一场效应晶体管的源极和所述第二场效应晶体管的漏极连接；

所述半导体装置包括：

电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；以及

二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极，阴极连接于所述第二场效应晶体管的源极，

所述电阻与所述二极管并联连接，

当所述半导体装置断开时，电流从所述第一场效应晶体管的栅极经由所述二极管和所述电阻流向所述第二场效应晶体管的源极。

2.根据权利要求1所述的半导体装置，其特征在于：

所述二极管是将所述第二场效应晶体管的源极电极和半导体结合而形成的肖特基结二极管。

3.一种半导体装置，包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，其特征在于：

所述第一场效应晶体管的源极和所述第二场效应晶体管的漏极连接；

所述半导体装置包括：

电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；

二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极；以及

电容，一端连接于所述第一场效应晶体管的漏极，另一端连接于所述二极管的阴极，

所述二极管与所述电容串联连接。

4.根据权利要求1或3所述的半导体装置，其特征在于：

所述第一场效应晶体管包含III族氮化物半导体。

5.根据权利要求1或3所述的半导体装置，其特征在于：

所述电阻制作在半导体的芯片上。

6.一种电子设备，其特征在于：

包括半导体装置，所述半导体装置包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，

所述第一场效应晶体管的源极和所述第二场效应晶体管的漏极连接；

且所述半导体装置包括：

电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；以及

二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极，阴极连接于所述第二场效应晶体管的源极，

所述电阻与所述二极管并联连接，

当所述半导体装置断开时，电流从所述第一场效应晶体管的栅极经由所述二极管和所述电阻流向所述第二场效应晶体管的源极。

7.一种电子设备，其特征在于：

包括半导体装置，所述半导体装置包括常导通型第一场效应晶体管和常断开型第二场效应晶体管，

所述第一场效应晶体管的源极和所述第二场效应晶体管的漏极连接；

且所述半导体装置包括：

电阻，一端连接于所述第一场效应晶体管的栅极，另一端连接于所述第二场效应晶体管的源极；

二极管，阳极连接于所述第一场效应晶体管的栅极；以及

电容，一端连接于所述第一场效应晶体管的漏极，另一端连接于所述二极管的阴极，

所述二极管与所述电容并联连接。