JP2016123199A - 駆動装置、電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子を駆動する駆動装置を更に改善する。
【解決手段】本開示の駆動装置は、制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一端子と第二端子とを有し、第二端子がスイッチング素子の制御端子に接続される第一インピーダンス素子と、第一電位線とスイッチング素子の制御端子との間にクランプスイッチと直列に接続され、第一インピーダンス素子のインピーダンスより高いインピーダンスを有する第二インピーダンス素子と、充電用スイッチをターンオンさせ、スイッチング素子の第一導通端子と第二導通端子とが同電位に到達する前に充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、充電用スイッチがターンオンされた後にクランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本開示は、制御端子を備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置、その駆動装置を備えた電力変換装置に関する。

ゲート容量が大きい高出力用のスイッチング素子を駆動する駆動装置が知られている（特許文献１参照）。このような駆動装置では、スイッチング素子におけるスイッチング損失を低減することが望まれている。

特許第３２７１５２５号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の技術では、さらなる改善が望まれている。

上記課題を解決するために、本開示の一態様の駆動装置は、制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される第一インピーダンス素子と、前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子の前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子との間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記クランプスイッチと直列に接続され、前記第一インピーダンス素子のインピーダンスより高いインピーダンスを有する第二インピーダンス素子と、前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記第一導通端子と前記第二導通端子とが同電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えるものである。

これらの包括的または具体的な態様は、電力変換装置、モータ駆動システム、車両、蓄電システム、制御回路または制御方法として実現されてもよく、それらの任意の組み合わせで実現されてもよい。

本開示によれば、さらなる改善を実現できる。

第１実施形態のゲート駆動装置を概略的に示す図である。 ゲート駆動部のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第２実施形態のゲート駆動装置を概略的に示す図である。 第２実施形態のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第３実施形態のゲート駆動装置を概略的に示す図である。 第３実施形態のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。 第３実施形態のゲート駆動装置の別の構成例を概略的に示す図である。 モータ駆動システムの一例を概略的に示す図である。 比較例のゲート駆動部を概略的に示す図である。 比較例のゲート駆動部の実動作波形を示す図である。 抵抗値を変化させたときのリンギング電圧及びスイッチング損失の実機検証結果を概略的に示す図である。 比較例のゲート駆動部の動作を概略的に示すタイミングチャートである。 ゲート駆動装置がインバータに適用された例を概略的に示す図である。 第３実施形態のゲート駆動装置の更に別の例を概略的に示す図である。 図１４のゲート駆動装置のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。

（本開示に至った経緯）
まず、本開示に係る一態様の着眼点について説明する。

図８は、制御端子を備えるスイッチング素子を含むモータ駆動システムの一例を示す図である。モータ駆動システム１０は、入力電源Ｅ１１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、ＤＣ−ＡＣコンバータ（以下、「インバータ」と称される）３０、及びモータ４０を備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、リアクトルＬ１１、入力用の平滑コンデンサＣ１１、ロー側のスイッチング素子Ｑ１１、ハイ側のスイッチング素子Ｑ１２、出力用の平滑コンデンサＣ１２、及びゲート駆動装置５０を備える。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、それぞれゲート駆動装置５０により駆動される。

まず、昇圧動作について説明する。ゲート駆動装置５０がロー側のスイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフすることにより、入力電源Ｅ１１のエネルギーは、リアクトルＬ１１を介して、平滑コンデンサＣ１２に移動する。平滑コンデンサＣ１２の電圧は、入力電源Ｅ１１の電圧に対して昇圧されている。この昇圧された電圧は、インバータ３０で交流電圧に変換され、その交流電圧でモータ４０が駆動される。

次に、降圧動作について説明する。モータ４０で発電された交流電力は、インバータ３０で直流電力に変換され、直流電力が平滑コンデンサＣ１２に蓄えられる。ゲート駆動装置５０がハイ側のスイッチング素子Ｑ１２をターンオン及びターンオフすることにより、平滑コンデンサＣ１２に蓄えられたエネルギーが、リアクトルＬ１１を介して入力電源Ｅ１１に移動する。入力電源Ｅ１１の電圧は、平滑コンデンサＣ１２の電圧に対して降圧されている。

ゲート駆動装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のゲートに駆動信号を供給する。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、例えばＰＷＭ制御によって、ターンオン及びターンオフされる。

図８に示されるような、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を駆動するゲート駆動装置５０では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２におけるスイッチング損失を低減することが望まれている。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２としては、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の電圧制御型のスイッチング素子が用いられる。

スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、制御端子と、第一導通端子と、第二導通端子とを備える。例えば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＭＯＳＦＥＴである場合、制御端子はゲートであり、第一導通端子及び第二導通端子の一方はソースであり、他方はドレインである。例えば、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＩＧＢＴである場合、制御端子はゲートであり、第一導通端子及び第二導通端子の一方はコレクタであり、他方はエミッタである。

また、第一導通端子及び第二導通端子の一方は、制御端子の電圧の基準となる基準端子となる。電圧制御型のスイッチング素子は、制御端子と基準端子との間に等価的に形成される容量を有する。

以下では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がＭＯＳＦＥＴであり、制御端子はゲートであり、第一導通端子がソースであり、第二導通端子がドレインであり、ソースが基準端子であり、ゲートとソースとの間に容量Ｃｉｓｓを有する例について説明する。但し、上述のように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２としてＩＧＢＴを用いることもできる。

図８に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とインバータ３０との負側の接続ラインＷ１１及び正側の接続ラインＷ１２には、それぞれ、寄生インダクタンスＬｐ１，Ｌｐ２が発生する。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間には、それぞれ、寄生キャパシタンスＣｐ１，Ｃｐ２が発生する。

図８に示されるモータ駆動システム１０において、一般に、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧を高速で応答させる（つまり、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を高速でスイッチングさせる）ことにより、スイッチング損失を低減させることができる。

しかし、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を高速でスイッチングさせると、以下のような問題が生じることが分かった。例えば、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる場合を考える。この場合には、スイッチング素子Ｑ１１がオンで、スイッチング素子Ｑ１２がオフになっている。したがって、スイッチング素子Ｑ１１、寄生インダクタンスＬｐ１、インバータ３０、寄生インダクタンスＬｐ２、寄生キャパシタンスＣｐ２の共振ループが形成される。

このため、オフになっているスイッチング素子Ｑ１２の寄生キャパシタンスＣｐ２の両端にリンギング電圧が発生する。このリンギング電圧が大きくなると、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の耐圧を増大させる必要が生じる。その結果、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の大型化及びコスト上昇を招く。そこで、本発明者は、リンギング電圧の発生状況を詳細に検討した。

図９は、図８のゲート駆動装置５０に含まれる、比較例のゲート駆動部６００を概略的に示す図である。ゲート駆動部６００は、電源Ｅ６１、第１クランプスイッチＳＷ６３、第２クランプスイッチＳＷ６４、第１クランプダイオードＤ６３、第２クランプダイオードＤ６４、第１抵抗Ｒ６１、及び第２抵抗Ｒ６２を含む。

第一基準電位線Ｗ６１は、電源Ｅ６１の正極に接続されている。第一基準電位線Ｗ６１は、第一基準電位Ｖｃｃを与える。第二基準電位線Ｗ６２は、電源Ｅ６１の負極に接続されている。第二基準電位線Ｗ６２は、第二基準電位Ｖｓｓを与える。第一基準電位Ｖｃｃは、第二基準電位Ｖｓｓよりも高い。電源Ｅ６１の第二基準電位Ｖｓｓと、スイッチング素子Ｑ１１のソースの電位とは共通する。

第１クランプスイッチＳＷ６３と第１抵抗Ｒ６１との直列回路は、第一基準電位線Ｗ６１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に設けられる。第２クランプスイッチＳＷ６４と第２抵抗Ｒ６２との直列回路は、第二基準電位線Ｗ６２とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に設けられる。図９の例では、第１クランプスイッチＳＷ６３は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、第２クランプスイッチＳＷ６４は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。

第１クランプダイオードＤ６３は、第一基準電位線Ｗ６１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆方向に設けられる。すなわち、第１クランプダイオードＤ６３は、第一基準電位Ｖｃｃとスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に逆バイアス接続される。第２クランプダイオードＤ６４は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートと第二基準電位線Ｗ６２との間に逆方向に設けられる。すなわち第２クランプダイオードＤ６４は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートと第二基準電位Ｖｓｓとの間に逆バイアス接続される。第１クランプダイオードＤ６３及び第２クランプダイオードＤ６４は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

図９に示されるゲート駆動部６００を用いて、以下に説明されるように、スイッチング損失及びリンギング電圧は、第１抵抗Ｒ６１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値の大きさに依存することが確認された。

図１０は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際のゲート駆動部６００の実動作波形を示す図である。図１０において、電圧Ｖｄｓ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧である。損失Ｅｏｎは、スイッチング素子Ｑ１１に発生するスイッチング損失である。電流Ｉｄｓ１１は、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース電流である。電圧Ｖｄｓ１２は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧である。

図１０において、セクション（Ａ）〜（Ｄ）では、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が変更されている。すなわち、セクション（Ａ）は、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が０Ωの場合（つまり第１抵抗Ｒ６１が省略されている場合）を示す。セクション（Ｂ）は、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が０．３Ωの場合を示す。セクション（Ｃ）は、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が２Ωの場合を示す。セクション（Ｄ）は、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が５．１Ωの場合を示す。このように、セクション（Ｄ）からセクション（Ａ）まで、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値は順に低下している。

図１０から分かるように、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１の立下り、及びスイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２の立上りは、セクション（Ｄ）からセクション（Ａ）まで、順に急峻になっている。すなわち、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が低下するにつれて、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度は高くなっている。

図８を参照して説明されたように、スイッチング素子Ｑ１１をターンオンさせる際には、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間にリンギング電圧が発生する。図１０では、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２のピーク値である。

図１０に破線の矢印で示されるように、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が低下するにつれて（つまりスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が高くなるにつれて）、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は増大している。

また、図１０から分かるように、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２の高周波成分の振幅は、セクション（Ｄ）からセクション（Ａ）まで、順に増大している。このため、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が低下するにつれて（つまりスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が高くなるにつれて）、スイッチング素子Ｑ１２に発生する輻射ノイズも悪化している。

スイッチング素子Ｑ１１に発生するスイッチング損失Ｅｏｎは、Ｅｏｎ＝Ｖｄｓ１１×Ｉｄｓ１１で表される。図１０に破線の矢印で示されるように、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が低下するにつれて（つまりスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング速度が高くなるにつれて）、スイッチング損失Ｅｏｎは低下している。

図１１は、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値を変化させたときのリンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）及びスイッチング損失Ｅｏｎの実機検証結果を概略的に示す図である。図１１において、横軸は第１抵抗Ｒ６１の抵抗値を表す。図１１において、左の縦軸はリンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を表し、右の縦軸はスイッチング損失Ｅｏｎを表す。

図１１でも、図１０と同様に、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値が低下するにつれて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は増大する一方、スイッチング損失Ｅｏｎは低下していることが分かる。このように、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）とスイッチング損失Ｅｏｎとはトレードオフの関係になっており、一方を低下させると、他方が増大してしまう。

以上の考察により、本発明者は、以下の本開示の各態様を想到するに至った。

本開示の第１態様は、制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される第一インピーダンス素子と、前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子の前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子との間の通電をオンオフする充電用スイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記クランプスイッチと直列に接続され、前記第一インピーダンス素子のインピーダンスより高いインピーダンスを有する第二インピーダンス素子と、前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記第一導通端子と前記第二導通端子とが同電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備えるものである。

本態様によれば、充電用スイッチがターンオンされると、第一電位線とスイッチング素子の制御端子とが、第一インピーダンス素子を介して接続される。充電用スイッチがターンオンされた後にクランプスイッチがターンオンされると、第一電位線とスイッチング素子の制御端子とが、第二インピーダンス素子を介して接続される。第二インピーダンス素子は、第一インピーダンス素子のインピーダンスより高いインピーダンスを有する。

このため、クランプスイッチがターンオンされた場合でも、充電用スイッチがターンオンされている間は、第一電位線からスイッチング素子の制御端子に、第一インピーダンス素子を介して、第二インピーダンス素子を介する場合に比べて大きい電流が、第一電位により供給される。したがって、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始する。

一方、スイッチング素子の第一導通端子と第二導通端子とが同電位に到達する前に充電用スイッチがターンオフされる。充電用スイッチがターンオフされると、クランプスイッチがターンオンされている場合には、第一電位線とスイッチング素子の制御端子とが、第二インピーダンス素子を介して接続される。

このため、第一電位線からスイッチング素子の制御端子に、第二インピーダンス素子を介して、第一インピーダンス素子を介する場合に比べて小さい電流が、第一電位により供給される。したがって、スイッチング素子の第一導通端子と第二導通端子とが同電位に到達する前、つまりスイッチング素子のスイッチングが終了する前に、スイッチング素子は、比較的低速のスイッチングに移行する。

このように、本態様によれば、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始した後、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行する。したがって、比較的高速のスイッチングを開始することにより、スイッチング損失の過度の増大を防止することができる。また、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行することにより、スイッチング素子に直列に接続された回路素子の寄生キャパシタンスの両端に発生するリンギング電圧の過度の増大を抑制することができる。

上記第１態様において、例えば、前記第二電位線と前記第一インピーダンス素子の前記第一端子との間に接続された充電用ダイオードをさらに備え、前記充電用ダイオードのアノードは、前記第二電位線に接続され、前記充電用ダイオードのカソードは、前記第一インピーダンス素子の前記第一端子に接続され、前記第一インピーダンス素子は、コイルであり、前記第二インピーダンス素子は、抵抗素子であってもよい。

本態様によれば、充電用スイッチがターンオンされると、第一電位線とスイッチング素子の制御端子とが、コイルを介して接続される。したがって、充電用スイッチがターンオンされている間に、コイルにエネルギーが貯められる。充電用スイッチがターンオフされると、充電用ダイオードからコイルを介してスイッチング素子の制御端子に、コイルに貯められたエネルギーによる電流が供給される。したがって、制御回路が、クランプスイッチをターンオンさせる前に、充電用スイッチをターンオフさせても、スイッチング素子の制御端子への電流供給は、コイルに貯められたエネルギーにより継続する。

上記第１態様において、例えば、前記第一インピーダンス素子は、抵抗素子であり、前記第二インピーダンス素子は、前記第一インピーダンス素子より高い抵抗値を有する抵抗素子であってもよい。

本態様によれば、第一及び第二インピーダンス素子が抵抗素子である。このため、充電用スイッチのターンオフと同時又は充電用スイッチのターンオフまでに、クランプスイッチをターンオンさせることにより、スイッチング素子の制御端子への電流供給を続けることができる。

本開示の第２態様は、制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有するスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、第一電位を与える第一電位線と、前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記クランプスイッチと直列に接続される抵抗素子と、前記第一電位よりも低く前記第二電位よりも高いツェナー電圧を有するツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに直列に接続され、前記スイッチング素子が有する容量より大きい容量を有するコンデンサとを含み、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される直列回路と、前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号を出力する制御回路とを備えるものである。

本態様によれば、クランプスイッチがターンオンされると、スイッチング素子の制御端子に、第一電位を与える第一電位線から、抵抗素子を介して電流が供給される。直列回路は、スイッチング素子の制御端子に接続されているため、直列回路にも、第一電位を与える第一電位線から、抵抗素子を介して電流が供給される。したがって、ツェナーダイオードの逆方向電圧は上昇する。

ツェナーダイオードの逆方向電圧がツェナー電圧を超えると、ツェナーダイオードがターンオンされる。ツェナーダイオードがターンオンされるまでは、スイッチング素子の制御端子の電位は、第一電位を与える第一電位線から、抵抗素子を介して供給される電流により、比較的急峻に上昇する。したがって、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始する。

ツェナー電圧は、第一電位よりも低く第二電位よりも高い。このため、ツェナーダイオードは、スイッチング素子の制御端子が第一電位に到達する前にターンオンされる。ツェナーダイオードがターンオンされると、スイッチング素子の制御端子の電位は、抵抗素子の抵抗値とコンデンサの容量とによって決まる時定数で上昇する。コンデンサは、スイッチング素子が有する容量より大きい容量を有する。このため、スイッチング素子の制御端子の電位は、比較的緩やかに上昇する。したがって、スイッチング素子の制御端子が第一電位に到達する前、つまりスイッチング素子のスイッチングが終了する前に、スイッチング素子は、比較的低速のスイッチングに移行する。

このように、本態様によれば、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始した後、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行する。したがって、比較的高速のスイッチングを開始することにより、スイッチング損失の過度の増大を防止することができる。また、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行することにより、スイッチング素子に直列に接続された回路素子の寄生キャパシタンスの両端に発生するリンギング電圧の過度の増大を抑制することができる。

上記第２態様において、例えば、前記ツェナーダイオードのカソードは、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続され、前記ツェナーダイオードのアノードは、前記コンデンサの一端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続されてもよい。

上記第２態様において、例えば、前記ツェナーダイオードのアノードは、前記第一電位線に接続され、前記ツェナーダイオードのカソードは、前記コンデンサの一端に接続され、前記コンデンサの他端は、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続されてもよい。

本開示の第３態様は、
制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有するスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
第一電位を与える第一電位線と、
前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
前記クランプスイッチと前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続される、第一抵抗素子及びツェナーダイオードを含む直列回路と、
前記直列回路と並列に接続される第二抵抗素子と、
前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号を出力する制御回路と、
を備え、
前記ツェナーダイオードのカソードは、前記第一抵抗素子に接続され、
前記ツェナーダイオードのアノードは、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続され、
前記ツェナーダイオードは、前記第一電位よりも低く前記第二電位よりも高いツェナー電圧を有し、
前記第二抵抗素子は、前記第一抵抗素子より高い抵抗値を有するものである。

本態様によれば、クランプスイッチがターンオンされると、スイッチング素子の制御端子に、第一電位を与える第一電位線から、第二抵抗素子を通る経路で電流が供給される。クランプスイッチのターンオン直後は、スイッチング素子の制御端子の電位が低いため、ツェナーダイオードの両端電圧は、ツェナー電圧となる。その結果、スイッチング素子の制御端子に、第一電位を与える第一電位線から、第一抵抗素子及びツェナーダイオードを通る経路でも、電流が供給される。したがって、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始する。

ツェナー電圧は、第一電位よりも低く第二電位よりも高い。このため、ツェナーダイオードは、スイッチング素子の制御端子が第一電位に到達する前に、ターンオフされる。ツェナーダイオードがターンオフされると、スイッチング素子の制御端子に、第一電位を与える第一電位線から、第二抵抗素子を通る経路でのみ、電流が供給される。第二抵抗素子は、第一抵抗素子より高い抵抗値を有する。このため、スイッチング素子の制御端子の電位は、ツェナーダイオードのターンオフ後は、ターンオン前に比べて緩やかに上昇する。したがって、スイッチング素子の制御端子が第一電位に到達する前、つまりスイッチング素子のスイッチングが終了する前に、スイッチング素子は、比較的低速のスイッチングに移行する。

このように、本態様によれば、スイッチング素子は、比較的高速のスイッチングを開始した後、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行する。したがって、比較的高速のスイッチングを開始することにより、スイッチング損失の過度の増大を防止することができる。また、スイッチング素子のスイッチングが終了する前に、比較的低速のスイッチングに移行することにより、スイッチング素子に直列に接続された回路素子の寄生キャパシタンスの両端に発生するリンギング電圧の過度の増大を抑制することができる。

上記第１態様又は第２態様又は第３態様において、例えば、前記第二電位線は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続されてもよい。

上記第１態様又は第２態様又は第３態様において、例えば、前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記第一導通端子との間に、前記スイッチング素子の前記第一導通端子の電位を前記第二電位線の電位よりも高くする補助電源をさらに備えてもよい。

本態様によれば、スイッチング素子の制御端子と第二電位線とが通電したときに、スイッチング素子の制御端子と第一導通端子との間に負の電圧を印加することができる。その結果、スイッチング素子の誤点弧を防止することができる。

本開示の第４態様は、入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子を駆動する上記各態様のいずれかの駆動装置とを備えるものである。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、各図面において、同じ構成要素については同じ符号が用いられている。

（第１実施形態）
図１は、第１実施形態のゲート駆動装置５０を概略的に示す図である。ゲート駆動装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１（図８）を駆動する。

ゲート駆動装置５０は、ゲート駆動部６０及び制御回路７０を備える。ゲート駆動部６０は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフする。制御回路７０は、ゲート駆動部６０の動作を制御する。

なお、スイッチング素子Ｑ１２（図８）にも、ゲート駆動部６０と同様の駆動回路が接続されている。制御回路７０は、スイッチング素子Ｑ１２に接続された駆動回路の動作も制御してもよい。ゲート駆動部６０と制御回路７０とは、同一の基板に実装されてもよいし、別々の基板に実装されてもよい。これらの点については、以降の実施形態でも同様である。

ゲート駆動部６０は、電源Ｅ１、共振回路部６１及びクランプ部６２を有する。共振回路部６１は、コイルＬ１及び回収部を有する。回収部は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１回収ダイオードＤ１、及び第２回収ダイオードＤ２（充電用ダイオードの一例）を含む。クランプ部６２は、第１クランプスイッチＳＷ３、第２クランプスイッチＳＷ４、第１クランプダイオードＤ３、第２クランプダイオードＤ４、第１抵抗Ｒ１、及び第２抵抗Ｒ２を含む。

電源Ｅ１の正極には、第一基準電位線Ｗ１が接続されている。第一基準電位線Ｗ１は、第一基準電位Ｖｃｃを与える。電源Ｅ１の負極には、第二基準電位線Ｗ２が接続されている。第二基準電位線Ｗ２は、第二基準電位Ｖｓｓを与える。第一基準電位Ｖｃｃは、第二基準電位Ｖｓｓよりも高い。

共振回路部６１のコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１（第一端子の一例）は、第１回収スイッチＳＷ１を介して第一基準電位線Ｗ１と接続可能に構成されている。共振回路部６１のコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１は、第２回収スイッチＳＷ２を介して第二基準電位線Ｗ２と接続可能に構成されている。

コイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２（第二端子の一例）は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート（制御端子の一例）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１のソースは、第二基準電位線Ｗ２により電源Ｅ１の負極に接続されている。したがって、第二基準電位Ｖｓｓと、スイッチング素子Ｑ１１のソースの電位とは共通する。このような接続により、コイルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓとは、ＬＣ直列共振回路を構成する。

本実施形態において、第一基準電位Ｖｃｃは第一電位の一例であり、第二基準電位Ｖｓｓは第二電位の一例である。第一基準電位線Ｗ１は第一電位線の一例であり、第二基準電位線Ｗ２は第二電位線の一例である。また、本開示において、第一電位線は、第一電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。同様に、第二電位線は、第二電位を有する電流経路であればよく、配線でなくてもよい。例えば、配線でない電流経路は、回路素子の端子同士を接続することによって形成される電流経路であってもよい。

電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに第一基準電位Ｖｃｃまたは第二基準電位Ｖｓｓを印加する。例えば、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位を第一基準電位Ｖｃｃと同電位に固定する。また、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１がオフ状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位を第二基準電位Ｖｓｓと同電位に固定する。換言すると、電源Ｅ１は、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングが完了した後の安定した状態において、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に、固定電圧を印加する。

図１に示される例では、第二基準電位Ｖｓｓとスイッチング素子Ｑ１１のソースとが同電位である。そのため、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第一基準電位Ｖｃｃに固定されるとき、スイッチング素子Ｑ１１のソースを基準とするゲートの電圧は、Ｖｃｃ−Ｖｓｓ、すなわち電源Ｅ１の電圧と等しい。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第二基準電位Ｖｓｓに固定されるとき、スイッチング素子Ｑ１１のソースを基準とするゲートの電圧は、０Ｖである。

なお、本開示において、「ＡとＢが同じ電位である」、「Ａの電位がＢの電位に到達する」とは、Ａの電位とＢの電位との間に、例えば配線抵抗、トランジスタのオン抵抗、及び電気回路素子の寄生抵抗に由来する微小な電位差が生じる場合をも含む。なお、電源Ｅ１は、ゲート駆動装置５０の外部に配置されてもよい。

第１回収スイッチＳＷ１は、第一基準電位線Ｗ１とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に設けられる。第２回収スイッチＳＷ２は、第二基準電位線Ｗ２とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に設けられる。図１の例では、第１回収スイッチＳＷ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、第２回収スイッチＳＷ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴには、ドレインからソースに向かう方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴには、ソースからドレインに向かう方向を順方向とする寄生ダイオードが形成される。なお、第１回収スイッチＳＷ１及び第２回収スイッチＳＷ２は、例えば、バイポーラトランジスタ、リレー等の他のスイッチング素子であってもよい。

第１回収ダイオードＤ１は、第一基準電位線Ｗ１とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆方向に設けられる。逆方向とは、第一基準電位Ｖｃｃ側から第二基準電位Ｖｓｓ側に向かって電流が流れている状態で、電位が高い側にカソードが接続され、電位が低い側にアノードが接続される方向である。すなわち、第１回収ダイオードＤ１は、第一基準電位ＶｃｃとコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆バイアスで接続される。

第２回収ダイオードＤ２は、第二基準電位線Ｗ２とコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆方向に設けられる。すなわち、第２回収ダイオードＤ２は、第二基準電位ＶｓｓとコイルＬ１の入力側端子Ｌｔ１との間に逆バイアスで接続される。第１回収ダイオードＤ１のカソードは、第一基準電位線Ｗ１に接続されている。第２回収ダイオードＤ２のアノードは、第二基準電位線Ｗ２に接続されている。第１回収ダイオードＤ１及び第２回収ダイオードＤ２は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

第１クランプスイッチＳＷ３及び第１抵抗Ｒ１の直列回路は、第一基準電位線Ｗ１とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に設けられる。第２クランプスイッチＳＷ４及び第２抵抗Ｒ２の直列回路は、第二基準電位線Ｗ２とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に設けられる。図１の例では、第１クランプスイッチＳＷ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴであり、第２クランプスイッチＳＷ４は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴである。

第１クランプダイオードＤ３は、第一基準電位線Ｗ１とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆方向に設けられる。すなわち、第１クランプダイオードＤ３は、第一基準電位ＶｃｃとコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆バイアスで接続される。第２クランプダイオードＤ４は、第二基準電位線Ｗ２とコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆方向に設けられる。すなわち、第２クランプダイオードＤ４は、第二基準電位ＶｓｓとコイルＬ１の出力側端子Ｌｔ２との間に逆バイアスで接続される。第１クランプダイオードＤ３及び第２クランプダイオードＤ４は、例えば、ショットキーバリアダイオードであってもよい。

第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、コイルＬ１のインピーダンスより第１抵抗Ｒ１のインピーダンスの方が大きくなるように、決められている。言い換えると、コイルＬ１のインダクタンスは、第１抵抗Ｒ１のインピーダンスよりコイルＬ１のインピーダンスの方が小さくなるように、決められている。ここで、コイルＬ１のインピーダンスは、容量Ｃｉｓｓとの共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（Ｌ１×Ｃｉｓｓ）｝を用いて、２πｆｒ×Ｌ１、すなわち√（Ｌ１／Ｃｉｓｓ）で表される。

ゲート駆動部６０は、コイルＬ１、４つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４、及び４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を含むブリッジ回路を有する。第１クランプスイッチＳＷ３及び第１クランプダイオードＤ３は並列接続される。第１クランプスイッチＳＷ３がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第一基準電位Ｖｃｃより高くなると、第１クランプダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートから電流が引き抜かれる。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第一基準電位Ｖｃｃより低くなると、第１クランプスイッチＳＷ３を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。このように、第１クランプスイッチＳＷ３がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位は第一基準電位Ｖｃｃにクランプされる。

第２クランプスイッチＳＷ４及び第２クランプダイオードＤ４は並列接続される。第２クランプスイッチＳＷ４がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第二基準電位Ｖｓｓより高くなると、第２クランプスイッチＳＷ４を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートから電流が引き抜かれる。スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位が第二基準電位Ｖｓｓより低くなると、第２クランプダイオードＤ４を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。このように、第２クランプスイッチＳＷ４がオン状態のとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電位は第二基準電位Ｖｓｓにクランプされる。

制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３、及び第２クランプスイッチＳＷ４を制御する。具体的には、制御回路７０は、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の制御端子（図１ではゲート）にパルス信号を入力して、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４をターンオン及びターンオフする。これにより、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が上昇し、ゲート電流Ｉｇ１１が発生してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに供給される。

スイッチング素子Ｑ１１をターンオンする際には、まず、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンする。その結果、第一基準電位Ｖｃｃを与える第一基準電位線Ｗ１から供給される電流により、スイッチング素子Ｑ１１のゲート（制御端子）とソース（基準端子）との間の容量Ｃｉｓｓが充電され始め、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。その後、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする。すると、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓ及び第２回収ダイオードＤ２により閉ループが形成される。そして、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓがさらに充電される。

一方、スイッチング素子Ｑ１１をターンオフする際には、制御回路７０は、まず、第２回収スイッチＳＷ２をターンオンする。その結果、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓが放電され始め、放電されたエネルギーがコイルＬ１に蓄積される。その後、制御回路７０は、第２回収スイッチＳＷ２をターンオフする。すると、コイルＬ１とスイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓに残っているエネルギーが、第１回収ダイオードＤ１を介して電源Ｅ１に回生される。

なお、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、第１クランプスイッチＳＷ３、及び第２クランプスイッチＳＷ４がターンオン又はターンオフされるタイミングは、理論値、又は実験もしくはシミュレーションにより得られた値を用いて、決定されてもよい。それらのタイミングの情報は、制御回路７０内に予め記録されていてもよい。あるいは、例えば、ゲート駆動装置５０が、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１及びゲート電流Ｉｇ１１の少なくとも一方を検出する検出部を備え、検出部によって検出された検出値が制御回路７０にフィードバックされてもよい。この場合、制御回路７０は、検出値を用いて、各スイッチのターンオン及びターンオフのタイミングを決定してもよい。

次に、比較例のゲート駆動部６００（図９）と対比しつつ、ゲート駆動部６０の動作が説明される。

図１２は、比較例のゲート駆動部６００のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図２は、ゲート駆動部６０のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。なお、図２では、図１に示される各素子の値として、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、１２［Ω］とされ、コイルＬ１のインダクタンスＬ１は、Ｌ１＝１３５［ｎＨ］とされ、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は、１［Ω］とされている。図１２では、第１抵抗Ｒ６１の抵抗値は、５．１［Ω］とされている。

まず、図１２において、時刻ｔ６１に第１クランプスイッチＳＷ６３がターンオンされると、第一基準電位Ｖｃｃにより、第一基準電位線Ｗ６１からスイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給される。このゲート電流Ｉｇ１１により、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大する。

ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が閾値を超えると、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース電流Ｉｄｓ１１が上昇し始め、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１が低下し始め、かつ、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２が上昇し始める。リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）は、上述のように、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２のピーク値である。

次に、図２において、ゲート駆動装置５０の制御回路７０は、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が図１２の場合とほぼ同じ値になるように、ゲート駆動部６０の制御を行った。時刻ｔ１に、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンする。すると、第一基準電位Ｖｃｃを与える第一基準電位線Ｗ１から、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給される。このゲート電流Ｉｇ１１により、スイッチング素子Ｑ１１のゲートとソースとの間の容量Ｃｉｓｓが充電され始め、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大する。また、コイルＬ１にエネルギーが蓄積される。

スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１が０になる時刻ｔ２より前の時刻ｔ３に、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする。すると、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１１の容量Ｃｉｓｓ、及び第２回収ダイオードＤ２により閉ループが形成される。その結果、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーによって、スイッチング素子Ｑ１１にゲート電流Ｉｇ１１が供給され続ける。このゲート電流Ｉｇ１１により、スイッチング素子Ｑ１１のゲートとソースとの間の容量Ｃｉｓｓがさらに充電され、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１がさらに増大する。以上の動作によって、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは高速で開始される。

時刻ｔ３より後の時刻ｔ４に、制御回路７０は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンする。上述のように、第１クランプスイッチＳＷ３とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に接続されている第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１のインピーダンスがコイルＬ１のインピーダンスより高い値になるように、決められている。このため、図２に示されるように、時刻ｔ４以降のスイッチング素子Ｑ１１のゲート電流Ｉｇ１１の電流値は、時刻ｔ４までのゲート電流Ｉｇ１１の電流値以下になる。その結果、第１回収スイッチＳＷ１がオン状態のままに比べて、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、緩やかに低下し、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２は、緩やかに上昇する。これによって、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度は低くなる。

図２に示されるスイッチング損失Ｅｏｎは、図１２に示されるスイッチング損失Ｅｏｎに比べて、２４％低減している。したがって、ゲート駆動部６０によれば、比較例のゲート駆動部６００（図９）に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を増大させることなく、スイッチング損失Ｅｏｎを低減することが可能になっている。

なお、図２では、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフした後で、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンしているが、第１実施形態は、これに限られない。例えば、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする前に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンしてもよい。

上述のように、コイルＬ１のインダクタンスは、コイルＬ１のインピーダンスが第１抵抗Ｒ１のインピーダンスより低い値になるように、決められている。このため、第１回収スイッチＳＷ１と第１クランプスイッチＳＷ３とが同時にオンになっている間は、第１回収スイッチＳＷ１からコイルＬ１を通る経路ＲＴ１の電流によって、スイッチング素子Ｑ１１の動作が決まる。そして、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた後は、第１クランプスイッチＳＷ３から第１抵抗Ｒ１を通る経路ＲＴ２の電流によって、スイッチング素子Ｑ１１の動作が決まる。その結果、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする前に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした場合でも、図２と同様の動作になる。

（第２実施形態）
図３は、第２実施形態のゲート駆動装置５０を概略的に示す図である。ゲート駆動装置５０は、ゲート駆動部６３及び制御回路７０を備える。ゲート駆動部６３は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフする。制御回路７０は、ゲート駆動部６３の動作を制御する。

ゲート駆動部６３は、電源Ｅ１、スタート部６４及びクランプ部６２を有する。スタート部６４は、第１回収スイッチＳＷ１、第２回収スイッチＳＷ２、及び第３抵抗Ｒ３を含む。第３抵抗Ｒ３の入力側端子Ｒｔ３１（第一端子の一例）は、第１回収スイッチＳＷ１を介して第一基準電位線Ｗ１と接続可能に構成されている。第３抵抗Ｒ３の入力側端子Ｒｔ３１は、第２回収スイッチＳＷ２を介して第二基準電位線Ｗ２と接続可能に構成されている。第３抵抗Ｒ３の出力側端子Ｒｔ３２（第二端子の一例）は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート（制御端子の一例）に接続されている。

第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値より低い値に決められている。言い換えると、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、第３抵抗Ｒ３の抵抗値より高い値に決められている。

次に、比較例のゲート駆動部６００（図９）の動作（図１２）と対比しつつ、ゲート駆動部６３の動作が説明される。

図４は、ゲート駆動部６３のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。なお、図４では、図３に示される各素子の値として、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、１２［Ω］とされ、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は、１［Ω］とされ、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、１．６［Ω］とされている。

図４において、ゲート駆動装置５０の制御回路７０は、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が図１２の場合とほぼ同じ値になるように、ゲート駆動部６３の制御を行った。時刻ｔ１１に、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオンする。すると、第一基準電位Ｖｃｃを与える第一基準電位線Ｗ１から、第３抵抗Ｒ３を介して、スイッチング素子Ｑ１１のゲートにゲート電流Ｉｇ１１が供給される。このゲート電流Ｉｇ１１により、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓが充電され始め、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が徐々に増大する。上述のように、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値より低い値に決められている。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは、高速で開始される。

スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１が０になる時刻ｔ１２より前の時刻ｔ１３に、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフし、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンする。

上述のように、第１クランプスイッチＳＷ３とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に接続されている第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、第３抵抗Ｒ３の抵抗値より高い値になるように、決められている。このため、図４に示されるように、時刻ｔ１３以降のスイッチング素子Ｑ１１のゲート電流Ｉｇ１１の電流値は、時刻ｔ１３までのゲート電流Ｉｇ１１の電流値より小さい値になる。その結果、第１回収スイッチＳＷ１がオン状態のままに比べて、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、緩やかに低下し、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２は、緩やかに上昇する。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度は低くなる。

図４に示されるスイッチング損失Ｅｏｎは、図１２に示されるスイッチング損失Ｅｏｎに比べて、４０％低減している。したがって、ゲート駆動部６３によれば、比較例のゲート駆動部６００（図９）に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を増大させることなく、スイッチング損失Ｅｏｎを低減することが可能になっている。

なお、図４では、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフするのと同時に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンしているが、第２実施形態は、これに限られない。例えば、制御回路７０は、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする前に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンしてもよい。

上述のように、第３抵抗Ｒ３の抵抗値は、第１抵抗Ｒ１の抵抗値より低い値になるように、決められている。このため、第１回収スイッチＳＷ１と第１クランプスイッチＳＷ３とが同時にオンになっている間は、第１回収スイッチＳＷ１から第３抵抗Ｒ３を通る経路ＲＴ３の電流によって、スイッチング素子Ｑ１１の動作が決まる。そして、第１回収スイッチＳＷ１がターンオフされた後は、第１クランプスイッチＳＷ３から第１抵抗Ｒ１を通る経路ＲＴ４の電流によって、スイッチング素子Ｑ１１の動作が決まる。その結果、第１回収スイッチＳＷ１をターンオフする前に、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンした場合でも、図４と同様の動作になる。

（第３実施形態）
図５は、第３実施形態のゲート駆動装置５０を概略的に示す図である。ゲート駆動装置５０は、ゲート駆動部６５及び制御回路７１を備える。ゲート駆動部６５は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフする。制御回路７１は、ゲート駆動部６５の動作を制御する。

ゲート駆動部６５は、クランプ部６２、補助電源Ｅ２、ツェナーダイオードＤ５、及びコンデンサＣ１を含む。クランプ部６２の第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、比較的低い値に定められている。

補助電源Ｅ２は、第二基準電位線Ｗ２とスイッチング素子Ｑ１１のソースとの間に設けられている。補助電源Ｅ２の正極は、スイッチング素子Ｑ１１のソースに接続され、負極は、第二基準電位線Ｗ２に接続されている。このため、スイッチング素子Ｑ１１のソースには、第二基準電位線Ｗ２から第二基準電位Ｖｓｓが供給されず、補助電源Ｅ２の電位が供給される。

このゲート駆動部６５では、電源Ｅ１の第二基準電位Ｖｓｓは、負電位に設定されている。図５の例において、電源Ｅ１の第一基準電位Ｖｃｃが２０Ｖ、第二基準電位Ｖｓｓが−５Ｖ、補助電源Ｅ２が供給する電圧は５Ｖであってもよい。この場合、第３実施形態のゲート駆動装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１を−５Ｖとすることができる。

このように、第３実施形態のゲート駆動装置５０は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオフした後に、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１を負電圧に固定できる。したがって、第３実施形態のゲート駆動装置５０は、例えば、スイッチング素子Ｑ１１がノーマリーオン型のパワーデバイス又は閾値の低いパワーデバイスである場合に、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１を負電圧とすることによって、誤点弧を防止することができる。

ツェナーダイオードＤ５とコンデンサＣ１との直列回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートとソースとの間に接続されている。ツェナーダイオードＤ５のカソードは、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。ツェナーダイオードＤ５のアノードは、コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１１のソースに接続されている。

ツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧Ｖｚは、第一基準電位Ｖｃｃより低い値に設定されている。本実施形態では例えば、Ｖｚ＝Ｖｃｃ／２に設定されている。すなわち、ツェナーダイオードＤ５は、スイッチング素子Ｑ１１の過電圧保護のために設けられたものではない。

コンデンサＣ１の容量値は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓの容量値の２倍以上に設定されている。コンデンサＣ１の容量値が大きくなるほど、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度を低くする効果が大きくなる。しかし、スイッチング速度が低くなり過ぎると、スイッチング損失が大きくなる。一方、コンデンサＣ１の容量値がスイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓの容量値と同じ程度であれば、時定数の変化が少な過ぎて、コンデンサＣ１の効果が発揮されない。

次に、比較例のゲート駆動部６００（図９）の動作（図１２）と対比しつつ、ゲート駆動部６５の動作が説明される。

図６は、ゲート駆動部６５のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図６では、図５に示される各素子の値として、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、１．６［Ω］とされ、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は、１［Ω］とされ、ツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧Ｖｚは、Ｖｚ＝１０［Ｖ］とされ、コンデンサＣ１の容量は、２０［ｎＦ］とされている。図６では、第一基準電位Ｖｃｃは、２０［Ｖ］であり、第二基準電位Ｖｓｓは、−５［Ｖ］であり、補助電源Ｅ２の電圧は、５［Ｖ］である。本実施形態では、例えば、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間の容量Ｃｉｓｓは、４［ｎＦ］程度である。図６では、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が図１２の場合とほぼ同じ値になるように、ツェナー電圧Ｖｚ、コンデンサＣ１の容量の各値が決められている。

時刻ｔ２１に、制御回路７１は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンする。すると、第一基準電位線Ｗ１の第一基準電位Ｖｃｃが、第１抵抗Ｒ１を介して、スイッチング素子Ｑ１１のゲート及び直列回路Ｋ１に印加される。

第１抵抗Ｒ１の抵抗値が１．６［Ω］と低抵抗であるため、図６に示されるように、直列回路Ｋ１に発生する電圧Ｖｏと、スイッチング素子Ｑ１１のゲート電流Ｉｇ１１とは、急峻に増大する。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは、高速で開始される。

ツェナーダイオードＤ５がターンオンされるまでは、第一基準電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のソースとの間で、第１抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間容量Ｃｉｓｓを通る経路ＲＴ５で電流が流れる。

電圧Ｖｏが増大して、ツェナーダイオードＤ５の逆方向電圧がツェナー電圧Ｖｚを超えると、ツェナーダイオードＤ５がターンオンされて、電圧Ｖｏの増大が一旦停止し、コンデンサＣ１に流れる電流Ｉｃ１が急峻に増大する。

ツェナーダイオードＤ５がターンオンされると、第一基準電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のソースとの間で、第１抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間容量Ｃｉｓｓを通る経路ＲＴ５と、第１抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１を通る経路ＲＴ６との、２つの経路が形成される。上述のように、コンデンサＣ１の容量値は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間容量Ｃｉｓｓの容量値の２倍以上に設定されている。したがって、上記２つの経路のうち、第１抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１を通る経路ＲＴ６の方が、インピーダンスが低い。したがって、スイッチング素子Ｑ１１のゲートの電位は、第１抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１の時定数で上昇する。

ツェナーダイオードＤ５のターンオンにより増大が一旦停止した電圧Ｖｏは、コンデンサＣ１の電圧が、第１抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との時定数で増大することにより、緩やかに増大する。また、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１は、電圧Ｖｏの増大に伴って、緩やかに増大する。ここで、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１と電圧Ｖｏとが一致していない箇所があるが、これは、ゲート駆動部６５の出力とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に、寄生インダクタンス（図示省略）が存在するためである。その結果、スイッチング素子Ｑ１１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１１は、緩やかに低下し、スイッチング素子Ｑ１２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１２は、緩やかに上昇する。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度は低くなる。

図６に示されるスイッチング損失Ｅｏｎは、図１２に示されるスイッチング損失Ｅｏｎに比べて、２４％低減している。したがって、ゲート駆動部６５によれば、比較例のゲート駆動部６００（図９）に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を増大させることなく、スイッチング損失Ｅｏｎを低減することが可能になっている。

図５では、ツェナーダイオードＤ５とコンデンサＣ１との直列回路Ｋ１は、スイッチング素子Ｑ１１のゲートとソースとの間に接続されている。しかし、直列回路Ｋ１の接続位置は、図５に示される位置に限られない。

図７は、第３実施形態のゲート駆動装置５０の図５と異なる構成例を概略的に示す図である。ゲート駆動装置５０は、ゲート駆動部６６及び制御回路７１を備える。ゲート駆動部６６は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフする。制御回路７１は、ゲート駆動部６６の動作を制御する。

ツェナーダイオードＤ５とコンデンサＣ１との直列回路Ｋ１は、第一基準電位線Ｗ１とスイッチング素子Ｑ１１のゲートとの間に接続されている。ツェナーダイオードＤ５のアノードは、第一基準電位線Ｗ１に接続されている。ツェナーダイオードＤ５のカソードは、コンデンサＣ１を介して、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。

図７において、制御回路７１は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンする。すると、第一基準電位Ｖｃｃを与える第一基準電位線Ｗ１から、第１抵抗Ｒ１を通ってスイッチング素子Ｑ１１のゲートに至る経路ＲＴ７に流れる電流によって、コンデンサＣ１が充電され、かつ、スイッチング素子Ｑ１１にゲート電流Ｉｇ１１が供給される。第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、図５の場合と同様に比較的低い値に定められている。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは高速で開始される。

充電されるコンデンサＣ１の電圧が上昇すると、ツェナーダイオードＤ５のカソード電位Ｖｚｃが上昇する。カソード電位Ｖｚｃが（Ｖｃｃ＋Ｖｚ）を超えるまでは、第一基準電位線Ｗ１から第１抵抗Ｒ１を通る経路ＲＴ７の電流により、スイッチング素子Ｑ１１にゲート電流Ｉｇ１１が供給される。

カソード電位Ｖｚｃが（Ｖｃｃ＋Ｖｚ）を超えると、ツェナーダイオードＤ５がターンオンされる。ツェナーダイオードＤ５がターンオンされると、第一基準電位線Ｗ１から、第１抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１を通る経路ＲＴ８に電流が流れる。そして、スイッチング素子Ｑ１１のゲートの電位は、第１抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１の時定数で緩やかに上昇する。スイッチング素子Ｑ１１のゲートの電位の上昇に伴って、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１も、緩やかに上昇する。このため、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチング速度が低くなる。

その結果、図７の回路によれば、図５の回路と同様に、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を増大させることなく、スイッチング損失Ｅｏｎを低減することが可能になっている。

図１４は、第３実施形態のゲート駆動装置５０の更に別の例を概略的に示す図である。ゲート駆動装置５０は、ゲート駆動部６７及び制御回路７１を備える。ゲート駆動部６７は、スイッチング素子Ｑ１１をターンオン及びターンオフする。制御回路７１は、ゲート駆動部６７の動作を制御する。

ゲート駆動部６７は、電源Ｅ１及びクランプ部６８を有する。クランプ部６８は、第１クランプスイッチＳＷ３、第２クランプスイッチＳＷ４、第１クランプダイオードＤ３、第２クランプダイオードＤ４、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ４、及びツェナーダイオードＤ５を含む。

ツェナーダイオードＤ５は、第１抵抗Ｒ１と直列に接続されている。すなわち、第１クランプスイッチＳＷ３、第１抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＤ５の直列回路が、第１クランプダイオードＤ３と並列に接続されている。ツェナーダイオードＤ５のカソードは、第１抵抗Ｒ１に接続され、ツェナーダイオードＤ５のアノードは、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。抵抗Ｒ４は、第１抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＤ５の直列回路と並列に接続されている。

第１抵抗Ｒ１の抵抗値は、抵抗Ｒ４の抵抗値より低い値に定められている。ツェナー電圧Ｖｚは、第一基準電位Ｖｃｃ未満、かつ、第二基準電位Ｖｓｓより大きい値に定められている。

次に、比較例のゲート駆動部６００（図９）の動作（図１２）と対比しつつ、ゲート駆動部６７の動作が説明される。

図１５は、ゲート駆動部６７のシミュレーション結果を概略的に示すタイミングチャートである。図１５では、図１４に示される各素子の値として、第１抵抗Ｒ１の抵抗値は０．５［Ω］とされ、第２抵抗Ｒ２の抵抗値は１［Ω］とされ、抵抗Ｒ４の抵抗値は７．５［Ω］とされ、ツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧ＶｚはＶｚ＝６．２［Ｖ］とされている。図１５では、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）が図１２の場合とほぼ同じ値になるように、ツェナー電圧Ｖｚの値が決められている。その他の電圧値等は図５と同様である。

時刻ｔ３１に、制御回路７１は、第１クランプスイッチＳＷ３をターンオンする。第１クランプスイッチＳＷ３のターンオン直後は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が低い。このため、ツェナーダイオードＤ５の両端電圧は、ツェナー電圧Ｖｚとなり、ツェナーダイオードＤ５はターンオンされる。したがって、低インピーダンスの第１抵抗Ｒ１を通る経路ＲＴ９と、高インピーダンスの抵抗Ｒ４を通る経路ＲＴ１０との両方から、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。これによって、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは、高速で開始される。

スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１１が上昇すると、ツェナーダイオードＤ５の両端電圧は、ツェナー電圧Ｖｚ未満となる。このため、ツェナーダイオードＤ５は、ターンオフされる。したがって、高インピーダンスの抵抗Ｒ４を通る経路ＲＴ１０のみから、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに電流が供給される。これによって、スイッチング素子Ｑ１１のスイッチングは、低速に移行する。

図１５に示されるスイッチング損失Ｅｏｎは、図１２に示されるスイッチング損失Ｅｏｎに比べて、２６％低減している。したがって、図１４のゲート駆動部６７によれば、比較例のゲート駆動部６００（図９）に比べて、リンギング電圧Ｖｄｓ（Ｈ）を増大させることなく、スイッチング損失Ｅｏｎを低減することが可能になっている。

さらに、図５のゲート駆動部６５は、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に、コンデンサＣ１を備える。このため、コンデンサＣ１の容量の分だけ、ゲート駆動部６５の損失が増大する。これに対して、図１４のゲート駆動部６７は、コンデンサを備えていない。このため、ゲート駆動部６７の損失が増大することはない。

（その他）
（１）上記第１、第２実施形態のゲート駆動装置５０は、上記第３実施形態の補助電源Ｅ２を備えていない。代替的に、上記第１、第２実施形態のゲート駆動装置５０も、上記第３実施形態と同様に、補助電源を備えるようにしてもよい。

（２）上記第１及び第２実施形態のゲート駆動装置５０は、それぞれ、上記第３実施形態のツェナーダイオードＤ５とコンデンサＣ１との直列回路Ｋ１を、さらに備えるようにしてもよい。

上記第１及び第２実施形態では、第１回収スイッチＳＷ１及び第１クランプスイッチＳＷ３のオンオフ制御により、スイッチング素子Ｑ１１のゲートへの電流経路が切り替えられる。一方、上記第３実施形態では、電圧上昇によりツェナー電圧Ｖｚを超えると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートへの電流経路が切り替えられる。このように、上記第１及び第２実施形態と、上記第３実施形態とでは、電流経路切替のトリガが異なる。したがって、両方を備えている場合には、一方の制御がばらついても、確実に、電流経路を切り替えることができる。

（３）上記第１〜第３実施形態のゲート駆動装置５０は、図８に示されるモータ駆動システム１０のＤＣ−ＤＣコンバータ２０に適用されているが、本開示は、これに限られない。代替的に、上記第１〜第３実施形態のゲート駆動装置５０を、図８に示されるモータ駆動システム１０のインバータ３０に適用してもよい。

図１３は、ゲート駆動装置５０がモータ駆動システム１０のインバータ３０に適用された例を概略的に示す図である。

図１３は、レグが３個並列接続された３相インバータの例を示している。図１３に示すインバータ３０は、Ｕ相のハイ側のスイッチング素子Ｑ１３、Ｕ相のロー側のスイッチング素子Ｑ１４、Ｖ相のハイ側のスイッチング素子Ｑ１５、Ｖ相のロー側のスイッチング素子Ｑ１６、Ｗ相のハイ側のスイッチング素子Ｑ１７、Ｗ相のロー側のスイッチング素子Ｑ１８、およびゲート駆動装置５０を備える。６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、３相ブリッジ接続される。ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、例えばＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴで構成される。スイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、それぞれ、ゲート駆動装置５０により駆動される。ゲート駆動装置５０は、例えば、上述の第１実施形態又は第２実施形態又は第３実施形態のゲート駆動装置５０が使用される。

３相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、ゲート駆動装置５０から供給される駆動信号に応じて、スイッチングされる。これにより、３相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から与えられる直流電力を可変電圧および可変周波数の交流電力に変換して、交流電力をモータ４０に供給する。

ゲート駆動装置５０は、制御回路７０又は制御回路７１からのＰＷＭ制御信号を受けて、３相ブリッジ接続された６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８のゲートに駆動信号を供給する。６個のスイッチング素子Ｑ１３〜Ｑ１８は、例えば、ＰＷＭ制御によってターンオン及びターンオフされる。

（４）図８に示されるモータ駆動システム１０と図１３に示されるモータ駆動システム１０とは、組み合わせて使用されてもよい。すなわち、モータ駆動システム１０のうち、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０とインバータ３０とのそれぞれが、第１実施形態又は第２実施形態又は第３実施形態のゲート駆動装置５０を備えてもよい。

（５）図８及び図１３に示されるモータ駆動システム１０では、入力電源Ｅ１１の電圧値とインバータ３０の電圧値とが同じである場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０が省略されてもよい。

（６）上記第１〜第３実施形態のゲート駆動装置５０は、図８に示されるモータ駆動システム１０に適用されているが、本開示は、これに限られない。代替的に、上記第１〜第３実施形態のゲート駆動装置５０は、スイッチング素子Ｑ１２に代えてダイオードを備えるようなシステムにおいて、スイッチング素子Ｑ１１を駆動してもよい。このようなシステムにおいても、スイッチング素子Ｑ１１がターンオンされるときに、ダイオードの両端にリンギング電圧が発生する。このため、上記第１〜第３実施形態と同様の効果を得ることができる。

本開示は、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータに使用されるスイッチング素子の駆動装置に利用可能である。

１０ モータ駆動システム
５０ ゲート駆動装置
７０，７１ 制御回路
Ｄ５ ツェナーダイオード
Ｅ２ 補助電源
Ｌ１ コイル
Ｑ１１ スイッチング素子
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ３ 第３抵抗
ＳＷ１ 第１回収スイッチ
ＳＷ３ 第１クランプスイッチ
Ｖｃｃ 第一基準電位
Ｖｓｓ 第二基準電位
Ｗ１ 第一基準電位線
Ｗ２ 第二基準電位線

Claims (10)

1. 制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備えるスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   第一電位を与える第一電位線と、
   前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
   第一端子と第二端子とを有し、前記第二端子が前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される第一インピーダンス素子と、
   前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子の前記第一端子との間に接続され、前記第一電位線と前記第一インピーダンス素子との間の通電をオンオフする充電用スイッチと、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記クランプスイッチと直列に接続され、前記第一インピーダンス素子のインピーダンスより高いインピーダンスを有する第二インピーダンス素子と、
   前記充電用スイッチをターンオンさせ、前記スイッチング素子の前記第一導通端子と前記第二導通端子とが同電位に到達する前に前記充電用スイッチをターンオフさせる充電制御信号と、前記充電用スイッチがターンオンされた後に前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号とを出力する制御回路とを備える、
   駆動装置。
2. 前記第二電位線と前記第一インピーダンス素子の前記第一端子との間に接続された充電用ダイオードをさらに備え、
   前記充電用ダイオードのアノードは、前記第二電位線に接続され、
   前記充電用ダイオードのカソードは、前記第一インピーダンス素子の前記第一端子に接続され、
   前記第一インピーダンス素子は、コイルであり、
   前記第二インピーダンス素子は、抵抗素子である、
   請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記第一インピーダンス素子は、抵抗素子であり、
   前記第二インピーダンス素子は、前記第一インピーダンス素子より高い抵抗値を有する抵抗素子である、
   請求項１に記載の駆動装置。
4. 制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有するスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   第一電位を与える第一電位線と、
   前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に前記クランプスイッチと直列に接続される抵抗素子と、
   前記第一電位よりも低く前記第二電位よりも高いツェナー電圧を有するツェナーダイオードと、前記ツェナーダイオードに直列に接続され、前記スイッチング素子が有する容量より大きい容量を有するコンデンサとを含み、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される直列回路と、
   前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号を出力する制御回路とを備える、
   駆動装置。
5. 前記ツェナーダイオードのカソードは、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続され、
   前記ツェナーダイオードのアノードは、前記コンデンサの一端に接続され、
   前記コンデンサの他端は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続される、
   請求項４に記載の駆動装置。
6. 前記ツェナーダイオードのアノードは、前記第一電位線に接続され、
   前記ツェナーダイオードのカソードは、前記コンデンサの一端に接続され、
   前記コンデンサの他端は、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続される、
   請求項４に記載の駆動装置。
7. 制御端子と第一導通端子と第二導通端子とを備え、前記制御端子と前記第一導通端子との間に容量を有するスイッチング素子を駆動する駆動装置であって、
   第一電位を与える第一電位線と、
   前記第一電位よりも小さい第二電位を与える第二電位線と、
   前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続され、前記第一電位線と前記スイッチング素子の前記制御端子との間の通電をオンオフするクランプスイッチと、
   前記クランプスイッチと前記スイッチング素子の前記制御端子との間に接続される、第一抵抗素子及びツェナーダイオードを含む直列回路と、
   前記直列回路と並列に接続される第二抵抗素子と、
   前記クランプスイッチをターンオンさせるクランプ制御信号を出力する制御回路と、
   を備え、
   前記ツェナーダイオードのカソードは、前記第一抵抗素子に接続され、
   前記ツェナーダイオードのアノードは、前記スイッチング素子の前記制御端子に接続され、
   前記ツェナーダイオードは、前記第一電位よりも低く前記第二電位よりも高いツェナー電圧を有し、
   前記第二抵抗素子は、前記第一抵抗素子より高い抵抗値を有する、
   駆動装置。
8. 前記第二電位線は、前記スイッチング素子の前記第一導通端子に接続される、
   請求項１〜７のいずれか１項に記載の駆動装置。
9. 前記第二電位線と前記スイッチング素子の前記第一導通端子との間に、前記スイッチング素子の前記第一導通端子の電位を前記第二電位線の電位よりも高くする補助電源をさらに備える、
   請求項１〜７のいずれか１項に記載の駆動装置。
10. 入力される電力を変換して出力する電力変換装置であって、
    前記スイッチング素子と、
    前記スイッチング素子を駆動する請求項１〜９のいずれか１項に記載の駆動装置とを備える、
    電力変換装置。

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