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Diese
Erfindung bezieht sich generell auf die Herstellung elektronischer
Bauelemente und insbesondere auf ein automatisches Testsystem, das
speziell, aber nicht ausschließlich
zum Prüfen
von Chips während
ihrer Fertigung nützlich
ist, die zur Herstellung von Chipkarten verwendet werden.
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„Chipkarten" (Smart cards) bezieht
sich auf einen Typ von Bauelement, der sehr transportabel ist aber
Information in digitaler Form speichern kann. Chipkarten lassen
sich mit Dimensionen von einigen Zentimetern mal einigen Zentimetern
bei einer Stärke von
weniger als einem Millimeter herstellen. Sie können, beispielsweise, in der
Größe einer
konventionellen Kreditkarte hergestellt werden. Wenn in die Nähe eines
Geräts
gehalten, dass ein „Leser" (Reader) genannt
wird, kann die Chipkarte Information mit einem computerisierten
System austauschen.
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Es
gibt viele Anwendungen für
Chipkarten. Ein Beispiel einer Chipkarte ist Ausweiskarten, die
in Verbindung mit Gebäudesicherungssystemen
verwendet werden. Eine Ausweiskarte kann jeder Person ausgestellt
werden, die das Gebäude
benutzt, und wird einen für
diese Person unverwechselbaren Sicherheitscode speichern. Leser
können
in der Nähe
verriegelter Türen
im Gebäude
platziert werden. Wird die Ausweiskarte nahe an den Leser hingehalten,
kann der Leser auf den Sicherheitscode auf der Chipkarte zugreifen.
Das Sicherungssystem kann dann erkennen, welche Person die verriegelte Tür passieren
möchte
und die Tür
nur entriegeln, wenn jene Person autorisiert ist.
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In
einigen Ländern
werden Chipkarten verwendet, normale Kreditkarten oder Kundenkarten
zu ersetzen. Zusätzlich
zum Speichern identifizierender Information über autorisierte Nutzer der
Karte könnte die
Karte Daten über
Transaktionen oder Kontostände
speichern. Andere haben Chipkarten an Vieh in Herden angebracht,
sodass die Aktivitäten
jedes einzelnen Tiers verfolgt werden können. Andere schlagen vor,
dass Ausweiskarten oder „Etiketten" („Tags") an Artikel zum
Verkauf in Geschäften
zur Preisetikettierung und Inventarkontrolle angebracht werden. Hierein
wird der Ausdruck „Chipkarte" verwendet werden,
um generell Elemente wie Kreditkarten mit eingebetteten Chips, Ausweiskarten
und Etikette wie oben beschrieben zu beschreiben. Obwohl erkannt werden
sollte, das Chipkarten in vielen Formen kommen.
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Es
gibt viele Anwendungen für
Chipkarten-Technologie, obwohl die weitläufige Nutzung davon abhängt, dass
derartige Elemente relativ kostengünstig und außerdem zuverlässig sind.
Daher ist es höchst
wünschenswert,
dass der Herstellungsvorgang für
Chipkarten, einschließlich
Testen, kostengünstig
ist und zu zuverlässigen
Produkten führt. Niedrige
Kosten sind speziell für
Chipkarten wichtig, die als Ausweiskarten oder Etiketten verwendet
werden.
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In
einigen Chipkarten kommunizieren die Chips im Innern der Chipkarten
mit dem Leser durch direkte Verbindung. Aber einige Chipkarten kommunizieren
mit einem Leser durch eine RFID-Schnittstelle (HF-Identifizierungsschnittstelle)
ohne direkten Kontakt zwischen der Karte und dem Leser. Der IC-Chip
im Innern der Chipkarte kommuniziert mit der und empfängt Energie
zum Betrieb durch die RFID-Schnittstelle.
Der Leser generiert ein HF-Trägersignal.
Eine leitende Schleife ist in die Chipkarte eingebettet und ist
an Klemmen des IC-Chips befestigt. Das HF-Signal koppelt durch diese
Schleife an den IC-Chip an. Schaltung im IC-Chip kann das empfangene
Trägersignal
gleichrichten und die zum Betreiben des ganzen Chips benötigte Energie
herausziehen.
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Das
HF-Trägersignal
wird außerdem
dazu verwendet, Information zwischen dem Leser und dem IC-Chip zu übertragen.
Um Information vom Leser zur Chipkarte zu senden, moduliert der
Leser das Trägersignal.
Der Chip kann das Trägersignal
demodulieren und die Information herausziehen. Um Information zurückzusenden, ändert der
IC-Chip in der Chipkarte die Impedanz an seinen, an die leitende Schleife
angeschlossenen, Klemmen. Auf sehr ähnliche Art, in der Veränderung
der Last auf einer Seite eines Transformators das Signal auf der
anderen Seite eines Transformator ändert, verursacht eine Änderung
der Impedanz an den Klemmen des Chips auf der Chipkarte einen messbaren
Effekt auf ein Signal im Leser. Durch Modulieren der Impedanz an
ihren Klemmen kann die Chipkarte ein Signal modulieren, das am Leser
erkannt werden kann und somit Information zum Leser senden.
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Generell
werden IC-Chips während
ihrer Herstellung mit automatisierter Prüfausrüstung geprüft. Diese Ausrüstung ist
konzipiert viele Chips schnell zu testen, weil hoher Durchsatz bei
einem Fertigungsvorgang gewöhnlich
zu geringeren Kosten führt.
Das Integra J750, verkauft von Teradyne, Inc., ist ein Beispiel
eines Testsystems, das zum kostengünstigen Testen von Halbleiterbauelementen
gut geeignet ist und viele Bauelemente parallel geschaltet testen
kann.
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Aber
derartige Prüfgeräte sind
nicht direkt auf das Testen von Chipkarten-Chips anwendbar. Ein Problem
ist, dass es schwierig ist, Zugriff auf die Chips zum Testen zu
bekommen, speziell für
Chips, die zur Verwendung mit einer RFID-Schnittstelle beabsichtigt
sind. Es wäre
wünschenswert
die Chips zu prüfen,
bevor sie in Karten eingebettet sind, aber bis die Chips in Karten
eingebettet sind, sind sie nicht an die leitende Schleife angeschlossen,
die Energie und Kommunikation mit dem Chip bereitstellt. Eine Art,
in der dieses Problem gelöst
worden ist, ist durch die Verwendung von Sonderprüfgeräten.
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Eine
weitere Schwierigkeit ist, dass bestehende automatische Prüfausrüstung, die
zum Prüfen kostengünstiger
digitaler Signale konzipiert ist, nicht zum Demodulieren von HF-Signalen
ausgerüstet
ist. Während
einige Prüfgeräte, wie
das von Teradyne, Inc. verkaufte „Caralyst" tatsächlich Instrumente enthalten,
die ein HF-Signal demodulieren könnten,
sind derartige Prüfgeräte für schnelles
Prüfen
vieler kleiner kostengünstiger
Elemente nicht gut geeignet. Eine Art, in der dieses Problem gelöst worden
ist, ist durch Modifikation der Chips einen Testport einzuschließen, sodass
sich die Last messen lässt,
die vom Chip an seinen E/A-Klemmen auferlegt wird. Jedoch ist die
Zunahme an Größe des Chips
zur Aufnahme des Testports unerwünscht,
weil sie die Gesamtkosten des Chips erhöht. Außerdem misst ein traditionelles
Testsystem eine Last als eine GS-Messung unter Verwendung einer
parametrischen Messeinheit (PMU). Verwendung der PMU ist unerwünscht, weil
sie zu langsamem Prüfen
führt.
Weiter ist, beim Testen durch Testports, die RFID-Schnittstelle
nicht im Test inbegriffen und ein Chip mit einer fehlerhaften RFID
könnte
als gut passieren.
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Eine
weitere Schwierigkeit ist, dass es wünschenswert wäre, viele
Elemente gleichzeitig zu prüfen,
um die Gesamtkosten der Herstellung von Chipkarten zu reduzieren,
aber gegenwärtige
automatische Prüfausrüstung ist
für diesen
Zweck nicht gut geeignet, weil die Zeit, mit der jeder Chip auf
Befehle reagiert, variieren könnte.
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Eine
weitere Schwierigkeit ist, dass einige Chipkarten-Chips die Last
an ihren E/A-Klemmen variieren, indem sie den Widerstand zwischen
den Klemmen ändern.
Andere Chipkarten-Chips variieren die Last durch Änderung
der Kapazitanz. Die Modulation am Trägersignal wird, abhängig vom
Typ der auferlegten Last, in verschiedener Form sein. Wenn ein Universalprüfgerät zum Einsatz
käme, um
Chipkarten-Chips zu prüfen,
wäre es
sehr wünschenswert,
wenn es mit Chipkarten-Chips aller Art arbeiten würde, ungeachtet,
ob der Chip das Trägersignal
mit einer ohmschen oder einer kapazitiven Last modulieren würde.
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Das
US-Patent 3843893 offenbart
logische Synchronisation von Prüfinstrumenten,
die ein gespeichertes erwartetes Muster verwenden, durch Senden
eines Ansteuersignals an das Prüfinstrument,
wenn eine Bitfolge von einem zu prüfenden Objekt dem Muster entspricht
Die vorliegende Erfindung stellt ein automatisches Testsystem, wie
in Anspruch 1 definiert und ein Verfahren zur Herstellung einer
Mehrheit von Halbleiterbauelementen zur Verwendung in Chipkarten
nach Anspruch 21 sowie ein Verfahren zur Herstellung von Chipkarten
nach Anspruch 24 bereit.
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Die
Erfindung kann kostengünstiges
Prüfen von
IC-Chips ermöglichen,
die zur Verwendung in Chipkarten beabsichtigt sind.
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Die
vorhergehenden und andere Ziele werden in einem automatisierten
System mit Schaltung erzielt, die durch eine HF-Schnittstelle an
einen Chip anschließen
kann.
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Das
automatische Testsystem könnte
Schaltung haben, um ein HF-Trägersignal
mit Daten zu modulieren, die auf Schaltung im Prüfgerät synchronisiert sind, die
digitale Signale generieren und messen kann.
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Das
automatische System könnte
außerdem Schaltung
zum Modulieren eines HF-Trägersignals aufweisen.
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Das
automatische Testsystem könnte
Reaktionen mehrfacher Chips so synchronisieren, dass die Ergebnisse
mehrfacher Chips einfach parallel geschaltet ausgewertet werden
können.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die
Erfindung wird mit Bezugnahme auf die folgende ausführlichere
Beschreibung und zugehörigen
Zeichnungen besser verstanden werden, in denen
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1 ein
Testsystem zeigt, das die Erfindung beinhaltet;
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2 die
Chipkarten-Prüfplatte
der 1 in größerem Detail
zeigt;
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3 die
RFID-Schnittstelle der 2 in größerem Detail zeigt;
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4 die
Synchronisationseinheit der 2 in größerem Detail
zeigt; und
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5 eine Skizze ist, die einen Demodulationsplan
zeigt, der im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung nützlich ist.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Die 1 zeigt
ein automatisches Testsystem, das Chips zur Verwendung in Chipkarten
schnell und effizient prüfen
kann. Wie in konventionellen automatischen Testsystemen wird ein
Arbeitsplatzrechner 112 als ein Überwacher verwendet. Der Überwacher 112 kommuniziert
mit verschiedenen Leiterplatten im Innern eines Prüfgeräts 110.
Im Allgemeinen stellt der Arbeitsplatzrechner 112 eine
Bedienerschnittstelle zum Prüfgerät 110 bereit
Er enthält
ein Prüfprogramm,
das die Hardware im Innern des Prüfgeräts 110 installiert
und dann den Betrieb der Hardware zur Durchführung eines spezifischen Tests
startet. Nach Beendigung des Tests empfängt der Arbeitsplatzrechner 112 die
Ergebnisse und präsentiert sie
dem Bediener oder verarbeitet ansonsten die Daten vom Test. Alle
diese Operationen sind auf dem Fachgebiet Prüfgeräte gut bekannt.
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Wie
in einem konventionellen Prüfgerät umfasst
das Prüfgerät 110 einen
Prüfgerättaktgeber 116.
In einem typischen, kostengünstigen
Testsystem, würde
der Taktgeber eine Frequenz von 100 bis 200 MHz haben. Der Prüfgerättaktgeber
wird an die verschiedenen elektronischen Subsysteme innerhalb des
Prüfgeräts 110 verteilt,
um die Betriebszeit der Subsysteme zu koordinieren.
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Das
Prüfgerät 110 enthält außerdem eine
Digitalkanalplatte 118. Die Digitalkanalplatte 118 ist eine
konventionelle Digitalkanalplatte, wie sie in anderen Prüfgeräten vorzufinden
ist. Die Kanalplatte enthält
die Schaltung für
einen oder mehrere Digitalkanäle.
In einem konventionellen Prüfgerät würde eine
Einzelplatte wahrscheinlich Schaltung für zwischen 8 und 64 Kanälen enthalten,
obwohl Schaltung für
nur einen Kanal gezeigt ist. Außerdem
würde ein Testsystem
wahrscheinlich mehrere Kanalplatten enthalten, sodass das Prüfgerät 110 Hunderte
von Prüfsignalen
gleichzeitig generieren kann, was gleichzeitiges Prüfen mehrerer
Chips zulässt.
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Die
Digitalkanalplatte 118 enthält einen Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126,
der sich an eine Leitung eines zu prüfenden Objekts anschließen lässt. Der
Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 kann für jeden
Zyklus des Prüfgerättaktgebers 116 programmiert
werden, einen speziellen Digitalwert zu generieren, der einer Leitung
des zu prüfenden
Objekts bereitzustellen ist. Oder aber kann der Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 für jeden
Prüfgerätzyklus
programmiert werden, um einen vom zu prüfenden Objekt generierten Wert
zu messen und diesen einem erwarteten Wert anzupassen.
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Die
spezifische vom Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 während jedes
Zyklus ausgeführte Operation
wird vom Patterngenerator 120 gesteuert. In einem Prüfgerät fungiert
das „Pattern" (Muster) wie ein
Programm, das die digitalen Werte spezifiziert, die auf ein zu prüfendes Objekt
angewandt oder von diesem erwartet werden. Das Pattern enthält Datenwerte
und die Zeit, zu der die Datenwerte generiert oder erwartet werden
sollen. In einigen Prüfgeräten kann
das Pattern außerdem
Information über
das Format der verwendeten Signale enthalten, um eine digitale 1
oder 0 zu repräsentieren.
Um dieses Ergebnis zu erzielen, enthält der Patterngenerator 120 Speicher-
und Sequenzerlogik.
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Information über die
Zeitgabe der vom Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 zu
generierenden Signale wird zum Zeitgeber 126 gesendet.
Im Allgemeinen wird die Zeitgabe digitaler Signale durch Übergänge von
Signalpegeln spezifiziert. Anhängig
vom Format eines speziellen Signals werden diese Übergänge zu einer
gewissen Zeit oder in gewissen Zeitfenstern relativ zum Start einer
Periode des Prüfgerättaktgebers
auftreten. Der Zeitgeber 122 produziert eine Reihe von
Signalen, manchmal „Flanken" („edges") genannt, zu programmierten
Zeiten relativ zum Start einer Periode des Systemtaktgebers. Diese
Flanken werden dem Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 bereitgestellt
und fungieren als Steuereingaben, die den Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 triggern
entweder seines Antriebsstatus zu ändern oder eine Messung zu
starten oder zu stoppen. Der Effekt, den diese Zeitgabesignale haben,
hängt von den
Patterndaten ab, die dem Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 vom
Patterngenerator 120 bereitgestellt werden. In einem konventionellen
Prüfgerät lassen
sich diese Zeitgabesignale programmieren zu Zeiten aufzutreten,
die keine ganzzahligen Mehrfachen des Prüfgerättaktgebers sind. Aber die
Zeit der Flankensignale wird durch Identifizieren des Starts der
Prüfgerättaktgeberperiode,
die der programmierten Zeit am nächsten
ist und dann durch Generieren einer Feinverzögerung bis zur erforderlichen
Zeit abgeleitet.
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Somit
wird die Zeitgabe dieser Flankensignale mit dem Prüfgerättaktgeber
korreliert. Beim Messen von Reaktionen seitens eines zu prüfenden Objekts
ist diese Korrelation generell wünschenswert.
Die Signale, die dem zu prüfenden
Objekt den Stimulus bereitstellen, werden ebenso zu Zeiten bereitgestellt,
die mit dem Prüfgerättaktgeber
korreliert sind. Weil, für
die meisten zu prüfenden
Objekte, die Reaktion zu einer vorbestimmten Zeit nach dem Stimulus
auftreten sollte, ist es nützlich
die Reaktionen vom Objekt zu Zeiten zu messen, die ebenso mit dem Prüfgerättaktgeber
korreliert sind.
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Wenn
der Treiber-/Vergleicherschaltkreis 126 zum Messen von
Reaktionen verwendet wird, wird seine Ausgabe dem Fehlerprozessor 124 bereitgestellt.
Was die Treibersignale anbelangt, stellt der Patterngenerator 120 die
Information dem Zeitgabegenerator 122 bereit, um die Bildung
von Flanken zu steuern, die die Zeitgabe des Vergleichsprozesses steuern.
Der Patterngenerator 120 stellt dem Fehlerprozessor 124 außerdem den
erwarteten Wert bereit. Der Fehlerprozessor 124 vergleicht
das vom Treiber-/Vergleicher 126 gemessene tatsächliche
Ergebnis mit dem erwarteten Wert. Abhängig vom genauen Design des
Prüfgeräts kann
der Fehlerprozessor viele verschiedene Aktionsarten ausführen. In
einer einfachen Form kann der Fehlerprozessor 124 anzeigen,
dass das zu prüfende
Objekt versagt hat, falls die erwarteten Ergebnisse nicht den tatsächlichen Ergebnissen
entsprechen. Andere Funktionen, die ein Fehlerprozessor ausführen könnte, umfassen Speichern
der tatsächlichen
und erwarteten Werte, wenn ein Ausfall vorliegt. Ein Fehlerprozessor
könnte außerdem mit
dem Patterngenerator zusammenarbeiten, um ein zu prüfendes Objekt
mit dem Prüfgerät zu synchronisieren.
Zum Beispiel könnte
der Patterngenerator den gleichen Schritt in einem Pattern wiederholen,
bis der Fehlerprozessor ein Signal produziert, das anzeigt, dass
die Ausgabe des zu prüfenden
Objekts einem speziellen erwarteten Wert entspricht.
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Die 1 zeigt
einen einzelnen digitalen Kanal. In einem kommerziellen Prüfgerät würde es zahlreiche
Treiber-/Vergleicherschaltkreise in einer Digitalkanalplatte geben.
Der Patterngenerator 120 würde Patterndaten für alle der
Kanäle
generieren. Ebenso würde
der Fehlerprozessor 124 Fehlerinformation für alle der
Kanäle
speichern und der Zeitgabegenerator 122 würde Zeitgabeinformation
generieren, die von allen Kanälen
verwendet wird.
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Viele
der Funktionen des Digitalkanalschaltkreises werden ebenso zum Prüfen von
Chipkarten-Chips
gebraucht. Aber für
das effiziente Testen bzw. Prüfen
von Chipkarten-Chips sind zusätzliche Funktionen
erforderlich. Die 1 zeigt, dass das Prüfgerät 110 außerdem eine
Prüfplatte 120 für Chipkarten-Chips 120 umfasst.
Die Prüfplatte 120 für Chipkarten-Chips
ist angeschlossen an eine Mehrheit zu prüfender Objekte (DUT) 114A...114D gezeigt.
In der 1 ist die Platte angeschlossen an vier Objekte
gezeigt. In einer bevorzugten Ausführungsform wird eine einzelne
Platte Verbindungen zu 16 zu prüfenden
Objekten (DUTs) haben, aber der Einfachheit halber sind in der 1 nur
vier zu prüfende
Objekte gezeigt.
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Jedes
der zu prüfenden
Objekte (DUTs) 114A...114D hat zwei Lötaugen 132 und 134 an
die Prüfplatte 130 für Chipkarten-Chips
angeschlossen. Die Lötaugen 132 und 134 repräsentieren
die Punkte, wo die RFID-Schnittstelle von Chipkarten-Chips 114 an
eine induktive Schleife im Innern einer Chipkarte angeschlossen
wäre. Wie
auf dem Fachgebiet bekannt ist, kann ein Testsystem mit Halbleiterchips, unter
Verwendung eines Geräts,
das eine „Prüfsonde" („prober”) genannt
wird, verbunden werden. Ein derartiges Gerät stellt einen automatisierten
Weg bereit, mehrfache Objekte an ein Testsystem anzuschließen. Aber
es könnten
andere Mechanismen zum Anschließen
zu prüfender
Chips an das Testsystem 110 verwendet werden.
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Indem
jetzt auf die 2 Bezug genommen wird, sind
zusätzliche
Details der Prüfplatte 130 für Chipkarten-Chips
gezeigt. Die Platte 130 enthält Digitalkanäle 218.
Die Digitalkanäle 218 repräsentieren die
Schaltung, die oben als auf einer traditionellen Digitalkanalplatte 118 vorhanden
beschrieben ist. Wie oben beschrieben, generiert oder misst jeder
Digitalkanal ein Prüfsignal,
das an eine Leitung eines zu prüfenden
Objekts angeschlossen ist. Das Prüfsignal wird nach einem Pattern
(Muster) generiert, das vom Nutzer des Testsystems programmiert
ist, eine spezielle Art von Chip zu prüfen. Wie beim Prüfen eines konventionellen
Chips wird ein Chipkarten-Chip mit einem Pattern geprüft, das
Stimulusdaten und erwartete Reaktionsdaten spezifiziert.
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Die
Digitalkanäle 218 enthalten
genug Schaltkreise, um mehrfache Chipkarten-Prüfchips gleichzeitig zu prüfen. Wie
oben beschrieben, kann jede Prüfplatte 120 für Chipkarten-Chips
gleichzeitig bis zu 16 Chipkarten-Chips prüfen. Folglich enthalten in
einer bevorzugten Ausführungsform
Digitalkanäle 218 Schaltung
für 16
Digitalkanäle.
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Es
wird aber erkannt werden, dass einige Vereinfachungen vorgenommen
werden könnten, weil
jeder Chip dieselben Stimulusdaten empfangt und die erwartete Reaktion
für jeden
Chip gleich ist. Somit könnte
ein Patterngenerator alle der Digitalkanäle speisen, vorausgesetzt,
dass die Signale, die von jedem zu prüfenden Chip gesendet und empfangen
werden, synchronisiert sind. Die Synchronisationsschaltung 224,
um dies zu ermöglichen,
ist unten beschrieben.
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Die,
auf die zu prüfenden
Chipkarten-Chips anzuwendenden, Stimulusdaten werden durch Digitalkanäle 218 dem
Mischer 214 bereitgestellt. Für einen Chipkarten-Chip werden
die Eingabedaten durch Modulieren eines HF-Trägersignals bereitgestellt. Die
Daten von Digitalkanälen 218 stellen
die Daten zum Modulieren eines HF-Trägersignals bereit. Das HF-Trägersignal
wird vom Träger
DDS 210 bereitgestellt.
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Der
Träger
DDS 210 ist ein Schaltkreis, der ein Signal der erwünschten
Trägerfrequenz
generiert. In der bevorzugten Ausführungsform wird das Trägersignal
mittels eines Verfahrens generiert, dass direkte digitale Synthese
oder DDS genannt wird. DDS ist ein bekanntes Verfahren. Chips, die
diese Funktion ausüben,
sind kommerziell erhältlich
oder Schaltung, die diese Funktion ausführt, lässt sich in anwendungsspezifischen
integrierten Schalkreisen (ASICs) implementieren.
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DDS
hat den Vorteil, dass die Ausgangsfrequenz programmiert werden kann.
Somit kann ein Nutzer das Testsystem 110 programmieren,
Chipkarten-Chips ungeachtet der Trägerfrequenz zu prüfen, für die sie
zu arbeiten konzipiert sind. Ein zusätzlicher Vorteil der Verwendung
von DDS ist, dass das generierte Signal auf den Eingabetaktgeber
synchronisiert sein wird. In der dargestellten Ausführungsform
ist der Träger
DDS 210 an den Prüfgerättaktgeber 116 so
angeschlossen, dass die Trägerwellenform
auf den Prüfgerättaktgeber 116 synchronisiert
sein wird.
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Der
synthetische Träger
wird außerdem
dem Mischer 214 bereitgestellt, wo er mit den Stimulusdaten
von Digitalkanälen 218 vermischt
wird. Das modulierte Trägersignal
wird dann dem Verstärker 214 bereitgestellt.
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Der
Verstärker 214 verstärkt das
Trägersignal
derartig, dass es auf mehrfache HF-Schnittstellenschaltkreise 216A...216N angewandt
werden könnte.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird es
einen HF-Schnittstellenschaltkreis 216A...216N für jeden
parallel zu prüfenden
Chipkarten-Chip geben.
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Die
Details eines HF-Schnittstellenschaltkreises 216, der repräsentativ
für die
HF-Schnittstellenschaltkreise 216A...216N ist,
sind im Zusammenhang mit der 3, unten,
gezeigt. Es reicht wohl hier zu sagen, dass die HF-Schnittstelle 216 einen Testausgangsport
aufweist, durch den ein HF-Trägersignal
an die Lötaugen 132 und 134 eines
zu prüfenden
Chipkarten-Chips gekoppelt ist. Jeder HF-Schnittstellenschaltkreis 216 koppelt
außerdem das
Trägersignal
an Messschaltung auf der Prüfplatte 130 für Chipkarten-Chips.
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Die
Messschaltung ermöglicht
der Prüfplatte 130 für intelligente
Chips, Reaktionen vom zu prüfenden
Chip zu messen. Die Reaktionen werden an Digitalkanäle 218 geleitet
und auf dieselbe Weise verarbeitet, in der Reaktionssignale konventionell
in der Digitalkanalplatte 118 verarbeitet werden. Beispielsweise
können
Fehlerprozessoren in Digitalkanälen 218 ermitteln,
ob die vom zu prüfenden
intelligenten Chip gemessenen Reaktionssignale der erwarteten Reaktion
nicht entsprechen und dadurch einen Fehler in dem zu prüfenden Chip
anzeigen.
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Die
Messschaltung in der bevorzugten Ausführungsform umfasst Analog-Digital-Umsetzer 220A...220N,
Strobe-Schaltung 222, digitale Signalprozessoren 226A...226N und
Synchronisationsschaltung 224. Wie oben beschrieben, werden
Reaktionen von einem Chipkarten-Chip gewöhnlich durch Modulation eines
Trägers
angezeigt. Die Messschaltung ist konzipiert, die Reaktion durch
Demodulieren des Trägen
herauszuziehen. Die Messschaltung synchronisiert außerdem,
in der bevorzugten Ausführungsform,
die Reaktionen von den zu prüfenden mehrfachen
Chips, sodass die Reaktionen den Digitalkanälen 218 als synchronisierte
Datenströme
präsentiert
werden könnten.
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Synchronisation
wird in der Prüfplatte 130 für Chipkarten-Chips
verwendet, weil die Zeit, zu der jeder Chip reagiert, stark variieren
kann. Die Reaktionen müssen
mit den erwarteten, vom Patterngenerator generierten, Reaktionen
synchronisiert werden. In der dargestellten Ausführungsform kann ein einzelner
Patterngenerator zum Prüfen
mehrfacher Chipkarten-Chips verwendet werden. Zusätzlich zum Synchronisieren
der Reaktionen mit dem Patterngenerator müssen die Reaktionen von den
verschiedenen Chips miteinander synchronisiert werden.
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Die 2 zeigt,
dass die HF-Träger,
die an jeden der zu prüfenden
Chips gekoppelt sind, durch Analog-Digital-Umsetzer 220A...220N digitalisiert werden.
Jeder der A/D-Umsetzer 220A...220N wird durch
ein vom Strobe-Schaltkreis 222 generiertes Signal getaktet.
Die beschriebene Ausführungsform
ist zum Prüfen
von Chipkarten-Chips beabsichtigt, in welcher der zu prüfende Chip
eine Reaktion durch Modulieren desselben HF-Trägers, der auf ihn angewandt
wird, anzeigt. In diesem Fall ist der Strobe-Schaltkreis ein weiterer DDS-Schaltkreis,
der ebenso vom Prüfgerättaktgeber 116 getaktet
wird. Auf diese Weise werden die Ausgaben des Trägers DDS 210 und vom
Strobe DDS 222 synchronisiert. Aber Strobe DDS 222 ist
eingestellt Impulse mit der zweifachen Frequenz zu generieren, mit
welcher der Träger
DDS 210 arbeitet. Somit erfasst jeder der A/D-Umsetzer 220A...220N zwei
Abtastungen pro Zyklus des Trägersignals.
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Die
Abtastungen jedes der zu prüfenden Chips
wird an einen der digitalen Signalverarbeitungsschaltkreise 226A...226N geleitet.
Wie oben beschrieben wird eine Reaktion vom zu prüfenden Objekt
durch Modulation auf dem Trägersignal
repräsentiert.
Wenn der zu prüfende
Chip den Träger durch
Variieren des Widerstands der Last moduliert, wird die Modulation
die Amplitude des Trägers
sein. Wenn der zu prüfende
Chip den Träger
durch Variieren der Kapazitanz der Last moduliert, wird die Modulation
in der Phase des Trägen
sein. Die digitalen Signalverarbeitungsschaltkreise 226A...226N sind
vorzugsweise fähig
Modulation ungeachtet der Form der Modulation festzustellen.
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Durch
Feststellen der Modulation auf den Trägem sind DSP-Schaltkreise 226A...226N fähig einen
Strom digitaler Werte auszugeben, der die Reaktionen zu prüfender Chips
repräsentiert.
Der Strom digitaler Werte könnte
in Form von Einsen (1) und Nullen (0) sein, was anzeigt, dass der
Träger
zu einem gegebenen Zeitpunkt moduliert ist oder unmoduliert ist.
In einem konventionellen Prüfgerät lässt sich
die Ausgabe eines Vergleichers in mehrfachen Bits repräsentieren,
was anzeigt, dass das gemessene Signal über einem oberen Schwellwert,
unter einem unteren Schwellwert oder irgendwo zwischen den oberen
und unteren Werten liegt. Verwenden mehrfacher Bits erhöht die Genauigkeit
des Tests, weil Werte zwischen dem oberen und unteren Wert einen
Zustand repräsentieren,
der gewöhnlich
nicht erlaubt ist und helfen kann, falschen Betrieb des Geräts zu identifizieren.
DSP-Schaltkreise 226A...226N können, falls erwünscht programmiert
werden, mehrfache Bits von Information auszugeben, um anzuzeigen,
ob der Modulationsgrad über
einem oberen Schwellwert, unter einem unteren Schwellwert oder zwischen
den Schwellwerten liegt.
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Die
Operation der DSPs (digitalen Signalprozessoren) 226A...226N ist
untern im Zusammenhang mit der 5 beschrieben.
DSP-Chips können
kommerziell gekauft und programmiert werden eine Vielfalt digitaler
Verarbeitungsoperationen auszuführen. Sie
können
somit programmiert werden die Anwesenheit oder Abwesenheit von Modulation
auf einem Träger
oder den Grad der Modulation festzustellen. Oder aber können DSP-Schaltkreise
in ASIC-Schaltkreise, unter Einsatz gut bekannter Designverfahren, eingebaut
werden. Die spezifische Implementierung des DSP ist für die Erfindung
unwichtig.
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Die
Ausgaben der DSPs 226A...226N, die die Reaktionssignale
von den zu prüfenden
Chips repräsentieren,
werden zum Synchronisationsschaltkreis 224 geleitet. Der
Synchronisationsschaltkreis 224 ist im Zusammenhang mit
der 4 untern beschrieben. Der Schaltkreis 224 stellt
sicher, dass die Reaktionen jedes zu prüfenden Chips miteinander synchronisiert
und den Digitalkanälen
auf eine Weise präsentiert
werden, die mit den erwarteten Reaktionsdaten von den Digitalkanälen synchronisiert
ist. Auf diese Weise können
die Digitalkanäle 218 die Reaktionsdaten
verarbeiten und fehlerhafte Chips auf die gleiche Weise feststellen,
in der Reaktionsdaten für
traditionelles Prüfen
von Chips verarbeitet werden.
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Indem
jetzt auf die 3 Bezug genommen wird, sind
zusätzliche
Details eines HF-Schnittstellenschaltkreises 216 gezeigt.
Die Eingabe in den HF-Schnittstellenschaltkreis 216 wird
vom Verstärker 214 abgeleitet.
Wie oben beschrieben, repräsentiert die
Eingabe das modulierte HF-Trägersignal.
Dieses Signal wird auf den Verstärker 309 angewandt,
der eine differenzierte Version des Signals bereitstellt. In Betrieb
würden
die Klemmen (Lötaugen) 132 und 134 an
entgegengesetzten Enden einer Schleife angeschlossen sein, die als
eine Antenne fungiert. Somit sind die Signale auf ihnen vorzugsweise
in Gegenphase, was von der Verwendung des Differenzialverstärkers 309 herrührt.
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Die
Komponenten des Differenzialsignals werden auf die Verstärker 310 und 312 angewandt. Diese
Verstärker
fungieren als Spannung-Strom-Umsetzer. Die Ausgaben dieser Verstärker simulieren den
Stromfluss, der in der Antennenschleife induziert werden würde, die
an die Klemmen 132 und 134 eines Geräts angeschlossen
ist, das tatsächlich
in Betrieb ist. Der Strombereich dieser Verstärker entspricht den Strompegeln,
die in einer Chipkarte in tatsächlichem
Betrieb induziert werden könnten
Ein Bereich bis zu 100 mA wird in der bevorzugten Ausführungsform
verwendet.
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Die
Ausgaben der Verstärker 310 und 312 werden
auf ein programmierbares Kopplungsnetzwerk angewandt, das programmiert
werden kann, viele Kopplungstypen bereitzustellen, abhängig von Verbindung
mit Chipkarten-Chips verschiedenen Designs oder Zulassen der Ausführung von
Tests an Chips unter verschiedenen Schnittstellenbedingungen.
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Die
Signale werden neben Widerständen 314 und 316 gekoppelt.
Diese Widerstände
können durch
Befehle, die vom Nutzer durch den Arbeitsplatzrechner programmiert
wurden, variiert werden 112. Selektieren eines höheren Widerstands
stellt größere Dämpfung bereit.
Die Werte der Widerstände 314 und 316 können variiert
werden, um einen Bereich von Betriebsbedingungen zu simulieren,
wie beispielsweise den Abstand zwischen der Chipkarte und dem Chipkartenleser.
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Nächst im
Kopplungsnetzwerk sind Kondensatoren 318 und 320.
Diese Kondensatoren können mit
den Schaltern 322 und 324 umgangen werden. Umgehen
der Kondensatoren durch Schließen
der Schalter 322 und 324 stellt dem zu prüfenden Objekt direkte
Kopplung des Signals bereit. Gegensätzlich stellt Offenlassen der
Schalter dem zu prüfenden
Objekt nur WS bereit. Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, werden
einige Tests vorzugsweise mit WS-Kopplung und einige mit GS-Kopplung
durchgeführt. Wenn,
zum Beispiel, der zu prüfende
Chipkarten-Chip für
Funktion durch direkte Verbindung mit einem Leser beabsichtigt ist,
könnte
Prüfung
mit GS-Kopplung geschehen. Wie bei anderen Steuerungen im Testsystem
lassen sich die Schalter 322 und 324 durch Programmierbefehle
einstellen, die am Arbeitsplatzrechner 112 eingegeben werden.
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Die
Ausgaben der HF-Schnittstelle 216 werden dann dem zu prüfenden Objekt 114 bereitgestellt.
Diese Ausgaben werden den Klemmen 132 und 134 des
zu prüfenden
Objekts bereitgestellt, wobei es sich um die Klemmen handelt, an
die im tatsächlichen
Betrieb eine Antenne angeschlossen werden würde.
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Die
HF-Schnittstelle 216 enthält zusätzlich einen Induktor 326,
der über
die Klemmen 132 und 134 durch Schließen des
Schalters 328 verbunden werden kann. Verbinden des Induktors 326 kombiniert
sich mit der kapazitiven Last zwischen den Klemmen 132 und 134,
um einen Parallelresonanzkreis zu schaffen. Wie bekannt ist, werden
die Kennwerte eines Resonanzkreises durch die Größenordnung der Induktanz und
der Kapazitanz in jenem Schaltkreis diktiert. Weil der Wert des
Induktors 326 bekannt ist, erlaubt das Messen der Parameter
des Resonanzkreises die Messung der Kapazitanz im Innern des zu
prüfenden
Objekts.
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Als
ein Beispiel einer Messung, die vorgenommen werden könnte, könnte der
Träger
DDS 210 programmiert werden ein Trägersignal zu generieren, das
an Frequenz zunimmt. Der DSP 226 könnte dann die Ausgabe überwachen,
bis ein Spitzenwert beobachtet wurde. Dieser Wert würde anzeigen,
dass die Resonanzfrequenz des Parallelresonanzkreises erreicht wurde.
Mittels dieser Frequenz und des Werts vom Induktor 326 könnte die
kapazitive Last zwischen den Klemmen 132 und 134 berechnet
werden.
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Die 3 zeigt
außerdem
die Punkte 350 and 352, an denen Verbindungen
zum A/D-Umsetzer 220 zum Messen eines Reaktionssignals
hergestellt werden. Da die von einem zu prüfenden Objekt 114 präsentierte
Last variiert, wird das Signal zwischen Punkten 350 und 352 variieren – dadurch
wird ein messbares Reaktionssignal produziert.
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Indem
jetzt auf die 4 Bezug genommen wird, ist größeres Detail
des Synchronisationsschaltkreises gezeigt. Die 4 zeigt,
dass eine Mehrheit von Bahnen 410(1)...410(N) vorliegt.
Es gibt eine Bahn für
jedes zu prüfende
Objekt. Die Eingabe in jede Bahn kommt von einem DSP 226.
Die Ausgabe jeder der Bahnen 410(1)...410(N) ist
an einen der Digitalkanäle 218 gekoppelt.
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Der
Synchronisationsschaltkreis 224 enthält Schaltung, die sich alle
der Bahnen 410(1)...410(N) teilen. Der Startzustand 412 ist
ein Register, das mit einer Folge von Datenbits programmiert werden kann,
die den Startzustand einer Reaktion vom zu prüfenden Objekt repräsentiert.
Beispielsweise könnte
der Startzustand einfach ein niedriger oder ein hoher Zustand sein.
Der Startzustand wird in das Register 412 programmiert.
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Das
Register 412 wird als eine Eingabe in den Vergleicherschaltkreis 418 bereitgestellt.
Die zweite Eingabe in den Vergleicher 418 ist der demodulierte
Datenstrom vom DSP 226. Der Vergleicherschaltkreis ist
ein Schaltkreis, der einen hohen logischen Wert ausgibt, wenn der
Wert oder die Folge von Werten, die vom Startzustand repräsentiert
wird, im demodulierten Datenstrom festgestellt wird. Schaltkreise
zum Feststellen eines speziellen Patterns (Musters) in einem Datenstrom
sind auf dem Fachgebiet gut bekannt und jeder konventionelle Schaltkreis
könnte
für einen
solchen Zweck benutzt werden.
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Der
Zähler 414 wird
von einem Signal getaktet, das vom Strobe DDS-Taktgeber 222 abgeleitet ist.
Wie oben beschrieben generiert der Zeitgabegenerator 122 Zeitgabesignale
auf einer periodischen Basis. In einem traditionellen Prüfgerät würde diese Periode
generell programmiert werden, der Funktionsgeschwindigkeit des zu
prüfenden
Chips zu entsprechen. Hier sollte das zum Takten des Taktgeberzählers 414 verwendete
Zeitgabesignal programmiert werden der Rate zu entsprechen, mit
der Reaktionsbits von einem zu prüfenden Objekt generiert werden.
Der Zähler 414 wird
rückgestellt,
bevor ein Reaktionssignal erwartet wird.
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Der
Zähler 414 ist
an drei Stellen im Schaltkreis angeschlossen. Erstens stellt er
dem Dual-Port RAM 424 die Schreibadresse bereit. Die Dateneingabe
in den Dual-Port RAM 424 kommt vom DSP 226. Somit
werden, sowie aufeinanderfolgende Werte des demodulierten Signals
zum Synchronisationsschaltkreis 224 geleitet werden, diese
Werte in aufeinanderfolgende Adressen des Dual-Ports RAM 424 geschrieben.
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Hier
fungiert, der Dual-Port RAM 424 als ein Puffer. Der Chipkarten-Chip
reagiert gewöhnlich
nicht sofort auf einen Stimulus. Einige Zyklen werden vergehen,
bevor eine Reaktion empfangen wird. Aber die Zahl der Zyklen ist
nicht im Voraus bekannt und alle der demodulierten Signale werden
gespeichert Nur die relevanten Datenbits werden aus dem Speicher
ausgelesen und zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet.
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Zweitens
wird der Zähler 414 als
eine Eingabe in den Signalspeicher 420 bereitgestellt.
Der Signalspeicher 420 speichert den Wert des Zählers 414, wenn
der Vergleicher 418 ein logisches HI ausgibt. Somit speichert
die Vergleichsspeicherstelle 420 die Adresse im Dual-Port
RAM 424, wo das erste Bit um Reaktionsdatenstrom gespeichert
wurde.
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Drittens
wird die Ausgabe des Zählers 414 dem
Summierer 422 bereitgestellt, der die Leseadresse berechnet.
Die beiden anderen Eingaben in den Summierer 422 sind der
Vergleichsspeicherwert vom Signalspeicher 420 und der Wert
im Größenregister 416.
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Das
Größenregister 416 wird
mit einem Wert programmiert, der die Höchstzahl der Zyklen des Zählers 414 zum
Feststellen des Startzustands 412 anzeigt. Ein typischer
Höchstwert
könnte
256 sein. In der dargestellten Ausführungsform wird der Wert im Größenregister 416 als
ein Offset zur Leseadresse verwendet, die auf das Dual-Port-RAM 424 angewandt
wird.
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Der
Wert im Größenregister 416 bestimmt außerdem die
Latenzzeit im Synchronisationsschaltkreis. Nach dieser Latenzzeitspanne
sollten die Ausgaben jeder der Bahnen 410(1) ...410(N) miteinander synchronisiert
sein. Wenn das Pattern in die Digitalkanäle 218 programmiert
ist, wird diese Latenzzeit in das Programmieren der erwarteten Reaktionsdaten mit
einbezogen. Insbesondere sind die Digitalkanäle 218 programmiert,
Reaktionen vom zu prüfenden Chipkarten-Chip
bezüglich
der Latenzzeit nach dem Anwenden des Stimulus zu erwarten. Auf diese
Weise werden die Reaktionen jeder der Bahnen 410(1)...410(N) miteinander
und mit den erwarteten Daten synchronisiert sein.
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Natürlich, falls
andere Latenzzeit vorliegt, die beim Programmieren der Zeit der
erwarteten Signale in den Patterndaten berücksichtigt werden sollte, müssen alle
der Latenzzeitquellen beim Ermitteln der erwarteten Zeit einer speziellen
Reaktion kombiniert werden. In diesem Fall wird der Wert im Größenregister 416 nur
einer der Faktoren sein, der beim Berechnen der erwarteten Zeit
in Betracht gezogen wird.
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Im
Betrieb beginnt der Synchronisationsschaltkreis Daten im Dual-Port
RAM 424 zu speichern, wenn er aktiviert wird, eine Reaktion
von einem zu prüfenden
Objekt zu erwarten. Die Aktivierungsschaltung ist nicht gezeigt,
ist aber in digitaler Schaltung, einschließlich automatischer Prüfausrüstung, konventionell.
Der Zähler 414 inkrementiert
für jeden
Datenwert und deshalb wird jeder Datenwert an einem aufeinanderfolgenden
Speicherplatz gespeichert.
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Wenn
der Vergleicher 418 anzeigt, dass ein Vergleichszustand
aufgetreten ist, wird die Adresse, an der der Vergleich aufgetreten
ist, im Vergleichsplatzregister 420 gespeichert. Dieser
Wert repräsentiert
die Startadresse der gültigen
Daten im Dual-Port RAM 424.
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Lesen
aus dem RAM 424 wird nicht aktiviert, bis der Zähler 414 dem
Wert im Größenregister 416 entspricht.
Diese Leseadressen werden durch Summieren des Werts des Zählers und
des Vergleichsplatzes und Abziehen des Werts im Größenregister 416 berechnet.
Wenn Daten gelesen werden, die starten, wenn der Wert im Zähler 414 dem
Wert im Größenregister
entspricht, wird das Ergebnis dieser Berechnung der Wert im Vergleichsplatzregister 420 für die erste
Leseadresse sein. Wie vorher angegeben, hält das Vergleichsplatzregister
die Adresse im RAM 424 der ersten gültigen Daten.
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Somit
werden, nach einer vom Wert im Größenregister 416 festgelegten
Latenzzeit, die ersten gültigen
Reaktionsdaten aus dem RAM 424 gelesen. Da der Zähler 414 aufeinanderfolgend
inkrementiert, werden die aufeinanderfolgenden Datenwerte in der Reaktion
aus dem RAM 424 gelesen. Auf diese Weise werden, ungeachtet,
wann die Reaktionsdaten auftraten, sie zu einer voraussagbaren Zeit
zum Vergleich mit einer erwarteten Reaktion ausgegeben.
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In
der 4 wird die Ausgabe des RAM 424 einem
Zweiwegmultiplexer 426 bereitgestellt. Die andere Eingabe
in den Multiplexer 426 sind die Reaktionsdaten ohne Synchronisation.
Der Multiplexer 426 schaltet von unsynchronisierten Daten
auf synchronisierte Daten, nach dem die Zahl der Taktgeberzyklen im
Größenregister 416 erreicht
worden ist, vorausgesetzt, dass der Startzustand im Datenstrom angetroffen
wurde. Der Multiplexer 426 erlaubt, falls erwünscht, das
Beobachten der Reaktionsdaten während
des Synchronisationsvorgangs, könnte
aber optional weggelassen werden, wenn diese Funktion nicht erforderlich
ist.
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Es
sollte erkannt werden, dass die 4 das logische
Design des Synchronisationsschaltkreises darstellt. Wie auf dem
Fachgebiet bekannt ist, könnten
mehrfache physikalische Designs verwendet werden dieses logische
Design zu implementieren. Beispielsweise könnten alle der Komponenten
in einem FPGA-Chip
implementiert werden. Oder das Größenregister 416 und
das Startzustandsregister 412 könnten Speicherplätze in einem
Speicherchip sein, der konfiguriert ist, außerdem ein Dual-Port RAM 424 bereitzustellen.
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Indem
jetzt auf die 5 Bezug genommen wird,
werden Details eines möglichen
Algorithmus gezeigt, der verwendet werden könnte, Modulation auf dem Träger festzustellen,
die von einem zu prüfenden
Chipkarten-Chip auferlegt wurde. Wie oben beschrieben, werden DSPs 226 verwendet
Modulation in einem HF-Träger
festzustellen, die von einem zu prüfenden Objekt auferlegt wurde
und um zu bestimmen ob, zu irgendeiner gegebenen Zeit, die Modulation
eine logische 1 oder eine logische 0 signalisiert. Wie bekannt ist,
kann ein DSP programmiert werden, viele verschiedene Signalverarbeitungsalgorithmen
durchzuführen.
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Die 5A zeigt
einen HF-Träger 510,
wie er vom Träger
DDS 210 generiert werden würde. In der dargestellten Ausführungsform
ist die Strobe DDS 222 (2) programmiert
zu bewirken, dass A/D-Umsetzer 220A...220N zwei
Abtastungen pro Zyklus des HF-Trägers
vornehmen. Die 5A zeigt Abtastpunkte 514,
die in gleichem Abstand angeordnet sind.
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Auf
der linken Seite der Wellenform 510 ist die Differenz in
Amplitude zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen durch A1 angezeigt.
Aber im Bereich 512 fällt
die Amplitude des HF-Trägers 510 ab,
was Amplitudenmodulation auf dem Träger anzeigt. Die Differenz
zwischen der Amplitude aufeinanderfolgender Abtastungen ändert sich
auf A2. Der Bereich 512 könnte einen Datenwert einer
logischen 1 repräsentieren.
Somit könnte
der DSP 226 programmiert werden logische Einsen („1") und Nullen („0") durch Feststellen
von Änderungen
in der Amplitudendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen
zu erkennen.
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Die 5A stellt
Modulation auf dem HF-Träger 510 dar,
wenn der zu prüfende
Chipkarten-Chip eine ohmsche Last variiert, um den Träger zu modulieren.
Die 5B veranschaulicht eine modulierte Wellenform 510', wenn der zu
prüfende
Chipkarten-Chip eine kapazitive Last variiert, um den HF-Träger zu modulieren.
Der Bereich 512' zeigt
einen Bereich an, wo der HF-Träger 510' phasenverschoben
worden, was eine logische 1 repräsentieren könnte. Weil
das Abtastintervall mit dem Träger
synchron ist, führt
eine Phasenverschiebung zu einer Änderung in der Amplitudendifferenz
zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen. Somit ergibt ein Verfahren,
in dem der DSP 226 programmiert ist, Amplitudenänderungen
zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen festzustellen, das korrekte
Ergebnis, egal ob der zu prüfende
Chipkarten-Chip den Träger durch
Variieren einer ohmschen Last oder einer kapazitiven Last moduliert.
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Der
DSP 226 kann programmiert werden logische Einsen („1") und Nullen („0") festzustellen,
die auf dem Träger,
auf der Amplitudendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen
beruhend, moduliert worden sind. In einer bevorzugten Ausführungsform
verwendet der DSP 226 zwei (2) Bits, um den Zustand des
modulierenden Signals zu repräsentieren.
Wenn die Differenz zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen irgendein
oberes Schwellwertmaß überschreitet,
könnte
der DSP 226 eins der Bits auf 1 stellen. Wenn die Differenz
unter irgendein Schwellwertmaß fällt, könnte der
DSP 226 dieses Bit auf 0 stellen. Wenn der DSP 226 eine
Differenz in irgendeinem Mittelbereich feststellt, könnte er
das zweite Bit auf eine logische 1 als eine Anzeige einstellen,
dass die festgestellte Modulation in einen Bereich fällt, der
weder einer 1 noch einer 0 entspricht.
-
Die
spezifischen Pegel könnten
auf vorbestimmte Pegel, beruhend auf Kenntnis des zu prüfenden Objekts,
eingestellt werden. Als andere Möglichkeit
könnten
die spezifischen Schwellwertpegel, auf Messungen des zu prüfenden Objekts
beruhend, eingestellt werden. Änderungen
könnten
statistisch verarbeitet werden, um Bereiche der Werte zu ermitteln, von
denen angemessene Schwellwerte festgesetzt werden könnten.
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Nach
dem eine Ausführungsform
beschrieben worden ist, könnten
zahlreiche alternative Ausführungsformen
oder Variationen hergestellt werden. Beispielsweise sollte erkannt
werden, dass die bevorzugte Ausführungsform
mit vielen Merkmalen implementiert ist, die programmiert werden
können.
Wo Vorinformation über
die zu prüfenden
Objekte bekannt ist, könnte
einige der Flexibilität,
die dieses Programmieren erlaubt, weggelassen werden, um Kosten
zu sparen.
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Als
ein weiteres Beispiel wurde beschrieben, dass sich ein Digitalkanal
auf einer Einzelplatte befindet. In manchen Prüfgeräten ist der Patterngenerator 120 separat
von der Digitalkanalplatte angeordnet. Ebenso weist der Zeitgabegenerator,
in manchen Fällen,
globale Komponenten auf die separat von der Digitalkanalplatte angeordnet
sind. Deshalb sollte erkannt werden, dass die Verteilung der Schaltkreiselemente
auf Leiterplatten kein wesentliches Merkmal der Erfindung ist.
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Als
ein weiteres Variationsbeispiel wurde beschrieben, dass die Träger- und
Strobe-Signale unter Einsatz von DDS-Schaltkreisen synthetisiert
wurden, die vom gleichen Taktgeber angetrieben werden. Ein ähnliches
Ergebnis könnte
durch Bereitstellen eines Taktgebers mit der erforderlichen Strobe-Frequenz erhalten
werden. Die Frequenz des Strobe-Taktgebers könnte durch zwei geteilt und
der sich ergebenden Taktgeber zum Generieren des Trägersignals verwendet
werden. Andere Verfahren, wie PLLs könnten alternativ verwendet
werden, um Taktgeber mit der erforderlichen Frequenz und Synchronisation zu
generieren.
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Außerdem sollte
erkannt werden, dass die hierin beschriebenen Konzepte nicht auf
Anwendungen begrenzt sind, wo Synchronisation der Stimulus-HF-Wellenform
und Abtastung für
die Reaktionssignale erforderlich sind. Wenn, beispielsweise, die Reaktionssignale
mit einer höheren
Frequenz als der HF-Träger
abgetastet werden, könnten
andere Signalverarbeitungsalgorithmen in den DSP 226 programmiert
werden, um Reaktionssignale festzustellen, die sich auf synchronisierte
Abtastung verlassen würden.
Solch ein Zustand könnte
auftreten, wenn Strobe DDS 222 einen Abtasttakt mit einer
höheren Frequenz
als der generiert, mit der der Träger DDS 210 den HF-Träger generierte.
Als andere Möglichkeit
generieren nicht alle Chipkarten Reaktionssignale durch Modulieren
des HF-Trägers,
der als eine Eingabe bereitgestellt wird. Manche zeigen Reaktionen durch
Generieren eines niedrigeren Frequenzträgers an, der mit den Reaktionsdaten
moduliert ist. Die Signale niedrigerer Frequenz benötigen weniger
Energie zum Generieren, aber die HF-Träger von den zu prüfenden Objekten
sind weder mit dem RF-Eingabesignal noch miteinander synchronisiert.
Obwohl, in solchen Fällen
die DSPs 226 Datenwerte mit derselben Geschwindigkeit generieren
müssen,
zu der Reaktionsbits vom zu prüfenden
Objekt erwartet werden, sodass die Reaktionswerte ordnungsgemäß in aufeinanderfolgenden
Plätzen
im RAM 424 gespeichert werden können. Verschiedene DSP-Programmierer-
und Pufferungsverfahren könnten
eingesetzt werden, falls derartiger Betrieb erwünscht wäre.
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Außerdem wurde
beschrieben, dass das Prüfgerät 110 traditionelle
Digitalkanalplatten 118 und eine Chipkarten-Chipprüfplatte 120 hatte.
Ein Testsystem könnte
mit nur Chipkarten-Chipprüfplatten
hergestellt werden. Aber es ist möglich, dass sowohl traditionelle
Digitalkanäle
als auch Chipkarten-Prüfplatten
zum Prüfen
von Chipkarten-Chips verwendet werden. Beispielsweise sind Anschlüsse an ein
zu prüfendes
Objekt nicht auf die E/A-Lötaugen
begrenzt. Es könnte
andere Lötaugen
am Chip geben, die während
eines Tests mit Sonden geprüft werden
könnten.
In diesem Fall könnten
PMUs (Parametriereinheiten), die traditionell auf Digitalkanalplatten
vorzufinden sind, verwendet werden Spannungen an verschiedenen Prüfpunkten
am zu prüfenden
Chips zu messen. Ebenso könnten
traditionelle Digitalkanäle
verwendet werden Digitalsignale an anderen Prüfpunkten, falls vorhanden,
zu messen.
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Als
ein weiteres Beispiel wird erkannt werden, dass die Kombination
von A/D 220 und DSP 226 einen Demodulationsschaltkreis
schafft. Obwohl diese Implementierung bevorzugt wird, ist es nicht
nötig, dass
der Demodulator digital gemacht wird oder, dass ein DSP-Schaltkreis
für die
Demodulation benutzt wird.
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Als
noch ein weiteres Beispiel ist beschrieben, dass das HF-Trägersignal
an das zu prüfende Objekt
durch ein Netzwerk gekoppelt ist, das einen Widerstand umfasst und
einen Kondensator in dieses geschaltet haben könnte. Kopplung könnte außerdem durch
einen Transformator erzielt werden. Aber Transformatoren werden
gegenwärtig
nicht bevorzugt, weil die größer sind
und über
einen schmaleren Frequenzbereich arbeiten.
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Außerdem ist
beschrieben, dass nur ein DSP pro zu prüfendem Objekt vorhanden ist.
Es wird erkannt werden, dass ein einzelner DSP schnell genug sein
könnte
Signale von mehrfachen zu prüfenden Objekten
zu verarbeiten. Folglich wäre
es vielleicht nicht nötig
einen DSP pro zu prüfendem
Objekt (DUT) zu haben.
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Außerdem könnten an
der oben beschriebenen Schaltung verschiedene Verschönerungen
vorgenommen werden. Beispielsweise könnte der Synchronisationsschaltkreis 224 Schaltung
einschließen, die
einen Fehlerzustand anzeigen würde,
falls der Startzustand nicht festgestellt wurde, bevor die "Größe" überschritten worden war.
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Als
eine weitere Variation sollte beachtet werden, dass die bevorzugte
Ausführungsform
mehrere Parameter umfasst, die auf größere Flexibilität beim Prüfen von
Chipkarten-Chips verschiedenen Designs oder beim Prüfen von
Chips unter verschiedenen Betriebsbedingungen programmiert werden können. Die
Erfindung könnte
ohne derartige Flexibilität
konstruiert werden. Beispielsweise zeigt die 4 ein programmierbares
Größenregister 416.
Es ist nicht notwendig, dass der Größenwert programmierbar ist.
Zum Beispiel könnte
die größtmögliche Verzögerung in
den Synchronisationsschaltkreis hart verdrahtet werden.
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Als
ein weiteres Beispiel wurde beschrieben, dass alle Reaktionsdaten
im Dual-Port RAM 424 gespeichert werden. Der Schaltkreis
könnte
ebenso funktionieren, indem die Speicherfunktion deaktiviert wird,
bis eine Übereinstimmung
festgestellt wird, was anzeigt, dass eine gültige Reaktion festgestellt
worden ist. Eine weitere mögliche
Verschönerung
ist, dass, wenn eine Übereinstimmung
vom Vergleicher 418 nicht festgestellt wird, bevor der
Zähler 414 den Wert
im Größenregister 416 überschreitet, wahrscheinlich
ein Fehler aufgetreten ist. Schaltung könnte hinzugefügt werden
dem Fehlerprozessor in Digitalkanälen 218 zu signalisieren,
dass solch ein Fehler aufgetreten ist.
-
Weiter
zeigt die 4 ein Register 412 zum Speichern
des Startzustands, wie beispielsweise einen hohen oder niedrigen
Zustand. Von einem Chipkarten-Chip könnten kompliziertere Startzustände, wie
ein spezielles Pattern (Muster) von Höhen und Tiefen oder einen Übergang
von einem Zustand zum anderen, verwenden. Der Startzustand 412 könnte programmiert
werden eine Repräsentation
von Zuständen
oder Folgen von Zuständen
was auch immer zu speichern, die von einer Chipkarte verwendet werden
den Start einer Datenübertragung
zu signalisieren.
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Außerdem benutzte
die bevorzugte Ausführungsform
Strobe DDS 222 zum Takten des Zählers 414, der die
Zahl der Perioden eines Datensignals im Auge behält. Diese Anordnung ist sehr
nützlich,
wenn der Strobe-Taktgeber mit dem Datenstrom synchron ist, was in
der bevorzugten Ausführungsform
auftritt, weil der HF-Träger
und der Strobe-Taktgeber vom gleichen Basistaktgeber generiert werden.
Wenn dieser Zustand nicht wahr ist, könnte der Zähler durch eine andere Quelle
getaktet werden, wie beispielsweise den Zeitgabesignalen von den
Digitalkanälen oder
selbst durch einen Takt, der aus dem Datenstrom vom zu prüfenden Objekt
wiedergewonnen wurde. Digitalsignalverarbeitungsverfahren zum Wiedergewinnen
eines Takts aus einem Datenstrom sind bekannt. Der DSP 226 könnte programmiert
werden einen Takt, falls erwünscht,
wiederzugewinnen.
-
Weiter
beschreibt die 5 einen generellen Algorithmus,
der zum Demodulieren eines Signals verwendet werden könnte. Zahlreiche
Verschönerungen
könnten
vorgenommen werden. Zum Beispiel könnte Mittelung von Filterverfahren
benutzt werden, um Geräuscheffekte
zu reduzieren.
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Überdies
ist oben beschrieben, dass der zu prüfende Chipkarten-Chip allein
durch seine RFID-Schnittstelle
geprüft
wird. Sehr einfache Chipkarten-Chips, wie solche, die in Etiketten
(Tags) oder Ausweiskarten verwendet werden, enthalten wenig oder
keine Datenverarbeitungsschaltung und enthalten nur einen Speicher,
der Daten als Reaktion auf einen Befehl speichert oder ausgibt.
Solche Chips könnten
durch die RFID-Schnittstelle voll getestet werden. Andere Chips,
die kompliziertere Schaltung enthalten, könnten durch Lötaugen für Prüfzugang geprüft werden,
sodass ihre volle Funktionalität schnell
geprüft
werden könnte.
Nur ihre RFID-Schnittstellen würden
unter Verwendung der Chipkarten-Chipprüfplatten 130 geprüft werden.
Aber das oben beschriebene Testgerät weist die Flexibilität auf, Prüfen in vielen
verschiedenen Betriebsarten Rechnung zu tragen.
-
Daher
sollte die Erfindung nur durch den Umfang der angehängten Patentansprüche begrenzt sein.