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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft allgemein die Demodulation und insbesondere einen
digitalen Schaltkreis, der eine digitale Schaltung verwendet.
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ALLGEMEINER
STAND DER TECHNIK
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Radio
Frequency Identification (RFID) Transponder (Tags) werden üblicherweise
in Verbindung mit einer RFID-Basisstation verwendet, üblicherweise
bei Anwendungen wie zum Beispiel Bestandsprüfung, Sicherheit, Zutrittskarten
und persönlicher
Identifizierung. Die Basisstation überträgt ein Trägersignal, das die Schaltung
in dem RFID-Tag
potenziert, wenn der RFID-Tag in eine Lesereichweite der Basisstation
gebracht wird. Die Datenkommunikation zwischen dem Tag und der Station
erfolgt, indem die Amplitude des Trägersignals mit einem binären Datenmuster, üblicherweise
der Amplitudenumtastung, moduliert wird. Zu diesem Zwecks sind RFID-Tags üblicherweise
integrierte Schaltkreise, die neben anderen Bauteilen Antennenelemente
zum Koppeln des Strahlungsfeldes, Gleichrichter zum Umwandeln des
Wechselstrom-Trägersignals
in Gleichstrom und Demodulatoren zum Entnehmen des Datenmusters aus
der Hüllkurve
des Trägersignals
umfassen.
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Falls
RFID-Tags ausreichend kostengünstig hergestellt
werden, können
sie auch nützlich
sein bei kostensensitiven Anwendungen, wie zum Beispiel Preisgestaltung
bei Produkten, Gepäckverfolgung, Paketverfolgung,
Identifizierung von Vermögenswerten,
Authentifizierung von Papiergeld sowie Identifizierung von Tieren,
um nur einige Anwendungen zu nennen. RFID-Tags können bedeutende Vorteile gegenüber Systemen
bringen, die herkömmlicherweise für derartige
Anwendungen eingesetzt werden, wie zum Beispiel Barcode-Identifikationssysteme.
So könnte
zum Beispiel ein Korb voller Gegenstände, die mit RFID-Tags markiert
sind, schnell gelesen werden, ohne dass jeder einzelne Gegenstand
berührt werden
muss, während
sie einzeln berührt
werden müssten,
wenn ein Barcode-System verwendet wird. Anders als Barcodes bieten
RFID-Tags die Möglichkeit,
Informationen auf dem Tag zu aktualisieren. Die heutige RFID-Technologie ist jedoch
zu teuer für
eine dominante Verwendung bei derartigen Anwendungen.
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Ein
Faktor, der die Kosten von herkömmlichen
RFID-Tags in die Höhe
treibt, ist die Größe des integrierten
Schaltkreises aufgrund der Verwendung von analogen Schaltungen.
Insbesondere verwendet die Schaltung, die das binäre Muster,
das die Trägerfrequenz
umhüllt,
demoduliert, üblicherweise
analoge Schaltungen, wie zum Beispiel Operationsverstärker und
Spannungsreferenzen. Derartige Schaltkreise verwenden präzise Kondensatoren
und Widerstände,
die verhältnismäßig groß sind und
nicht mit der Leistungsfähigkeit
digitaler Schaltungen mithalten können. Des Weiteren erfordert
der Entwurf derartiger Schaltungen sehr genaue Schaltkreismodelle, die üblicherweise
nur bei ausgereiften integrierten Schaltkreistechnologien zur Verfügung stehen.
Daher können
RFID-Tags üblicherweise
nicht hergestellt werden unter Verwendung der neuesten und kleinsten
Prozesstechniken, von der digitale Schaltungen, die keine analogen
Schaltkreise verwenden, profitieren.
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Ein
anderer Punkt bei Demodulatoren, die bei herkömmlichen RFID-Entwurfstechniken
verwendet werden, ist die Störanfälligkeit
gegenüber
Spitzen. 1 veranschaulicht eine typischen
Gleichrichter- und
Demodulatorschaltkreis, wie er nach dem Stand der Technik bekannt
ist. Der Induktor 104 und der Kondensator 105 werden
auf der Trägerfrequenz
auf Resonanz gebracht. Die Wellenform der Hüllkurve ist auf Knoten 102 durch
die Verwendung des Bandpassfilters 109 isoliert. Das Signal
wird dann über
einen Kondensator mit Knoten 108 wechselstromgekoppelt,
wodurch ein kurzer Impuls in negativer oder positiver Richtung am
Eingang des Vergleichers 107 erzeugt wird. Ein hoher Impuls
weist auf einen „hohen
Zustand" in der
Hüllkurve
hin, während
ein niedriger Impuls auf einen „niedrigen Zustand" in der Hüllkurve
hinweist. Der Differenzverstärker 107 vergleicht
diese Impulse mit einer Spannungsreferenz 110 und erzeugt
einen „hohen" Zustand oder einen „niedrigen" Zustand am Ausgang 103.
Im Wesentlichen isoliert dieser Schaltkreis das Datensignal der
Hüllkurve,
indem er die Anstiegs-/Abfallzeit des Hüllkurvensignals abtastet. Da Geräuschspitzen
dazu neigen, schnelle Anstiegs- und Abfallzeiten aufzuweisen, neigen
Geräuschspitzen
dazu, falsche Ausgangszustände
zu erzeugen. Da des Weiteren der Ausgang 103 den Zustand
nur bei der nächsten
Anstiegs-/Abfallzeit
der Hüllkurvendaten
des Trägersignals
verändert,
bleibt der Ausgang 103 in einem fehlerhaften Zustand, bis
der nächste
Datenübergang
erkannt wird.
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US
5 8/8 881 A offenbart einen digitalen Demodulator, umfassend Zähler und
digitale Vergleichsmittel.
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KURZDARSTELLUNG
DER ERFINDUNG
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Gemäß den Grundsätzen der
vorliegenden Erfindung wandelt ein Demodulator, wie in Anspruch 1
festgelegt, einen Spannungseingang in eine Ausgangsspannung um.
Der Demodulator weist einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO),
einen Zähler,
eine Haltevorrichtung und eine digitale Vergleichsvorrichtung auf.
Der VCO erzeugt ein Signal, das eine Frequenz aufweist, die proportional
zu der analogen Eingangsspannung ist. Der Zähler zählt jeden Zyklus des von dem
VCO erzeugten Signals und gibt ein Zählsignal aus, das repräsentativ
für die
Zykluszählung
ist. Die Haltevorrichtung hält
das Zählsignal
und erzeugt ein gehaltenes Zählsignal.
Die digitale Vergleichsvorrichtung vergleicht das Zählsignal und
das gehaltene Zählsignal
und erzeugt die digitale Ausgabe.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung weist der VCO einen Eingangsanschluss und
einen Ausgangsanschluss auf. Der Zähler weist einen Eingangsanschluss,
einen Ausgangsanschluss und einen Reset-Anschluss auf. Die Haltevorrichtung
weist einen Eingangsanschluss, einen Ausgangsanschluss und einen
Reset-Anschluss auf. Die digitale Vergleichsvorrichtung weist einen
ersten und einen zweiten Eingangsanschluss und einen Reset-Anschluss
auf. Der Spannungseingang ist mit dem Eingangsanschluss des VCO
gekoppelt, dessen Ausgangsanschluss mit dem Eingangsanschluss des
Zählers
gekoppelt ist. Der Ausgangsanschluss des Zählers ist mit dem Eingangsanschluss
der Haltevorrichtung gekoppelt. Der Ausgangsanschluss des Zählers und
der Ausgangsanschluss der Haltevorrichtung sind mit dem ersten Eingangsanschluss
und dem zweiten Eingangsanschluss der digitalen Vergleichsvorrichtung
gekoppelt. Der Reset-Anschluss des Zählers, der Haltevorrichtung
und der digitalen Vergleichsvorrichtung sind mit der Reset-Uhr gekoppelt.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst der VCO eine N-Kanal-MOSFET-Vorrichtung, einen Speicherkondensator,
einen P-Kanal-MOSFET und einen Schmitt-Trigger. Die N-Kanal-MOSFET-Vorrichtung
weist Source-, Drain- und Gate-Anschlüsse auf. Der Speicherkondensator
weist einen ersten und einen zweiten Anschluss auf. Der P-Kanal-MOSFET weist
Drain, Source und Gate auf. Der Schmitt-Trigger weist Eingangs-,
Ausgangs- und Reset-Anschlüsse
auf. Das Gate des N-Kanal-MOSFETs ist mit der Eingangsspannung gekoppelt,
der Source-Anschluss ist erdgekoppelt, und der Drain ist mit dem
ersten Anschluss des Speicherkondensators gekoppelt. Der zweite
Anschluss des Speicherkondensators ist mit der Stromversorgung gekoppelt. Der
Drain des P-Kanal-MOSFETs ist mit dem ersten Anschluss des Speicherkondensators
und dem Eingangsanschluss des Schmitt-Triggers gekoppelt. Die Quelle
der P-Kanal-Vorrichtung ist mit der Stromversorgung gekoppelt. Das
Gate des P-Kanal-MOSFETs ist mit dem Ausgang des Schmitt-Triggers
gekoppelt. Der Ausgang des Schmitt-Triggers liefert die Ausgangsspannung.
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Die
Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zur Umwandlung einer
analogen Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung.
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BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
eine schematische Schaltkreiszeichnung, die den Entwurf eines herkömmlichen Demodulators
nach dem Stand der Technik zeigt, wobei Spannungsreferenzen und
Operationsverstärker verwendet
werden.
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2 ist
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
des Demodulators der vorliegenden Erfindung.
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3 ist
ein schematisches Diagramm, das eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht und Einzelheiten einer Ausführungsform
des VCO aus 2 zeigt.
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4 ist
ein Zeitdiagramm von ausgewählten
Knoten in dem schematischen Schaltkreisdiagramm, das in 3 dargestellt
ist.
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5 ist
ein schematisches Diagramm, das eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung veranschaulicht und Einzelheiten einer alternativen Ausführungsform
des VCO aus 2 zeigt.
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AUSFÜHRLICHE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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In 2 ist
ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
des Demodulators 3 der vorliegenden Erfindung zur Umwandlung
einer analogen Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung veranschaulicht.
Der Demodulator 3 umfasst einen spannungsgesteuerten Oszillatoren
(VCO) 6, einen Zähler 21, eine
Haltevorrichtung 22 und eine digitale Vergleichsvorrichtung 23.
Der Demodulator 3 wird von einer analogen Eingangsspannung
Vin und einer Reset-Uhr 24 gespeist.
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Der
VCO 6 ist eine Vorrichtung oder ein System, das so konfiguriert
ist, dass es ein Signal erzeugt, das eine Frequenz aufweist, die
proportional ist zur analogen Eingangsspannung Vin. In einer Ausführungsform
weist der VCO 6 einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss
auf. Die analoge Eingangsspannung Vin ist an dem Eingangsanschluss
angelegt. Das VCO-Signal, das eine Frequenz aufweist, die proportional
ist zu der analogen Eingangsspannung Vin, wird am Ausgangsanschluss
erzeugt.
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Der
Zähler 21 ist
eine Vorrichtung oder ein System, das so konfiguriert ist, dass
es jeden Zyklus des von dem VCO erzeugten Signals zählt und
ein Zählsignal
ausgibt, das für
die Zykluszählung
repräsentativ
ist. Obwohl der Zähler 21 in 2 als
ein einzelner Zähler
dargestellt ist, kann der Zähler 21 als
ein oder mehr als ein Zähler
oder als eine Kombination von Elementen, die als ein Zähler fungieren, ausgeführt sein.
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In
einer Ausführungsform
weist der Zähler 21 einen
Eingangsanschluss 34, einen Ausgangsanschluss 35 und
einen Reset-Anschluss 36 auf.
Der Eingangsanschluss 34 ist mit dem Ausgangsanschluss
des VCO 6 gekoppelt. Der Reset-Anschluss 35 ist
mit der Reset-Uhr 24 verbunden. Das Zählsignal wird am Ausgangsanschluss 35 ausgegeben.
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Die
Haltevorrichtung 22 ist eine Vorrichtung oder ein System,
das so konfiguriert ist, dass es das Zählsignal hält und ein gehaltenes Zählsignal
erzeugt. Beispiele für
die Haltevorrichtung 22 umfassen einen Flipflop, eine Abtast-Halte-Schaltung,
einen Speicher und einen Latch. Obwohl die Haltevorrichtung 22 in 2 als
eine einzelne Haltevorrichtung dargestellt ist, kann die Haltevorrichtung 22 durch
eine oder mehr als eine Haltevorrichtung oder durch eine Kombination
von Elementen, die als eine Haltevorrichtung fungieren, ausgeführt sein.
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In
einer Ausführungsform
weist die Haltevorrichtung 22 einen Eingangsanschluss 37,
einen Ausgangsanschluss 38 und einen Reset- Anschluss 39 auf.
Der Eingangsanschluss 37 ist mit dem Ausgangsanschluss 35 des
Zählers 21 verbunden.
Der Reset-Anschluss 39 ist mit der Reset-Uhr 24 gekoppelt.
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Die
digitale Vergleichsvorrichtung 23 ist eine Vorrichtung
oder ein System, das so konfiguriert ist, dass es das Zählsignal
und das gehaltene Zählsignal vergleicht
und die digitale Ausgabe erzeugt. Obwohl die digitale Vergleichsvorrichtung 22 in 2 als
ein einzelne digitale Vergleichsvorrichtung dargestellt ist, kann
die digitale Vergleichsvorrichtung 23 durch eine oder mehr
als eine digitale Vergleichsvorrichtung 23 oder durch eine
Kombination von Elementen, die als eine digitale Vergleichsvorrichtung
fungieren, ausgeführt
sein.
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In
einer Ausführungsform
weist die digitale Vergleichsvorrichtung 23 einen ersten
Eingangsanschluss 41, einen zweiten Eingangsanschluss 40,
einen Ausgangsanschluss 42 und einen Reset-Anschluss 43 auf.
Der erste Eingangsanschluss 41 ist mit dem Ausgang 38 der
Haltevorrichtung 22 verbunden. Der zweite Eingangsanschluss 40 ist
mit dem Ausgang 35 des Zählers 21 verbunden.
Der Reset-Anschluss 43 ist mit der Reset-Uhr 24 verbunden. Die
digitale Ausgabe wird am Ausgangsanschluss 42 erzeugt.
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In
einer Ausführungsform
ist die analoge Eingangsspannung Vin proportional zu einer Größe eines
Trägersignals,
das durch ein binäres
Muster moduliert ist. Die digitale Ausgangsspannung am Ausgangsanschluss 42 beinhaltet
einen Strom von binären
Daten, der dem binären
Muster entspricht, das das Trägersignal
moduliert.
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In 3 sind
eine Gleichrichterschaltung 2 und eine Demodulatorschaltung 3 gezeigt.
Die Gleichrichterschaltung 2 ist enthalten, um die Funktionsweise
des Demodulators 3 zu veranschaulichen. Die Gleichrichterschaltung 2 ist
kein wesentlicher Bestandteil der vorliegenden Erfindung. In einer
Ausführungsform
sind die Demodulatorschaltung 3 und mindestens ein Teil
der Gleichrichterschaltung 2 als integrierter Schaltkreischip
ausgeführt.
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Zusätzliche
Schaltungen (nicht dargestellt) können ebenfalls in dem integrierten
Schaltkreis mit der Demodulatorschaltung 3 ausgeführt sein.
In einer Ausführungsform
ist die Demodulatorschaltung 3 als ein Demodulator für einen
Radio Frequency Identification (RFID) Transponder (Tag) enthalten.
Weitere Verwendungen für
die Demodulatorschaltung 3 sind möglich.
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In
einer Ausführungsform
enthält
der VCO 6 einen Schmitt-Trigger 20, einen Speicherkondensator 18,
einen ersten Transistor 7 und einen zweiten Transistor 19.
Der Schmitt-Trigger 20 weist einen Eingangsanschluss 32,
einen Ausgangsanschluss 31 und einen Reset-Anschluss 33 auf.
Der Reset-Anschluss ist mit der Reset-Uhr 24 gekoppelt.
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Der
erste Transistor 7 ist eine Vorrichtung oder ein Gerät, das als
elektronischer oder optischer Schalter fungiert. Obwohl der Transistor 7 in 3 als
ein einzelner Transistor dargestellt ist, kann der Transistor 7 als
ein oder mehr als ein Transistor oder als eine Kombination von Elementen,
die als ein Transistor fungieren, ausgeführt sein. In einer Ausführungsform
weist der Transistor einen Source-Anschluss, einen Drain-Anschluss
und einen Gate-Anschluss auf. Der Drain-Anschluss ist mit dem Kondensator 18 und
dem Eingang 32 des Schmitt-Triggers 20 gekoppelt.
Der Source-Anschluss ist erdgekoppelt. Das Gate ist mit der Eingangsspannung
Vin gekoppelt.
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Der
Schmitt-Trigger 20 weist einen Eingangsanschluss 32,
einen Ausgangsanschluss 31 und einen Reset-Anschluss 33 auf.
Der Eingangsanschluss 32 ist mit dem Drain 30 des
Transistors 7 verbunden. Der Ausgangsanschluss 31 ist
mit dem Gate 28 des Transistors 19 verbunden.
Der Reset-Anschluss 33 ist mit der Reset-Uhr 24 verbunden.
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Der
Transistor 19 ist eine Vorrichtung oder ein Gerät, das als
elektronischer oder optischer Schalter fungiert. Obwohl der Transistor 19 in 3 als
ein einzelner Transistor dargestellt ist, kann der Transistor 19 als
ein oder mehr als ein Transistor oder als eine Kombination von Elementen,
die als ein Transistor fungieren, ausgeführt sein. In einer Ausführungsform
ist der Transistor 19 ein MOSFET und weist einen Gate-Anschluss 28,
einen Source-Anschluss 29 und einen Drain-Anschluss 30 auf.
Der Drain-Anschluss 30 ist mit dem Eingang 32 des Schmitt-Triggers 20 gekoppelt.
Der Source-Anschluss 29 ist mit einer Stromversorgungsspannung VDD
gekoppelt. Der Gate-Anschluss 28 ist mit dem Ausgang 31 des
Schmitt-Triggers 20 gekoppelt.
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Der
Kondensator 18 ist eine Vorrichtung oder ein Gerät, das als
Kondensator zum Speichern und zum Auslösen von Ladung fungiert. Obwohl
der Kondensator 18 in 3 als ein
einzelner Kondensator dargestellt ist, kann der Kondensator 18 als
ein oder mehr als ein Kondensator oder als eine Kombination von
Elementen, die als ein Kondensator fungieren, ausgeführt sein.
In einer Ausführungsform
ist der Kondensator 18 zwischen dem Source-Anschluss 30 des
zweiten Transistors 19 und der Stromversorgungsspannung
VDD gekoppelt. Ein Anschluss des Kondensators 18 ist mit
dem Source-Anschluss 30 des zweiten Transistors 19,
dem Drain des Transistors 7 und dem Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 gekoppelt.
Der andere Anschluss des Kondensators 18 ist mit der Stromversorgungsspannung
VDD gekoppelt.
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In
einer Ausführungsform
ist der Eingang der Gleichrichterschaltung 2 eine Trägerfrequenz,
die von einer Basisstation ausgesandt wird, wobei die Trägeramplitude
durch ein Datenmuster umhüllt
ist. Ein Beispiel für
eine Trägeramplitude,
die von einem Datenmuster umhüllt
ist, ist die Amplitudenumtastung. Ein Ausgang der Gleichrichterschaltung 2 ist ein
Gleichrichterausgang, der an Knoten 4 hergestellt ist.
Der Gleichrichterausgang wird verwendet, um einen Kriechstrom durch
den Transistor 5 zu erzeugen, der durch den Transistor 7 auf
dem Eingang der Demodulatorschaltung 3 gespiegelt wird.
Ein anderer Ausgang der Gleichrichterschaltung 2 ist der
Stromausgang VDD, der als Gleichstromquelle für die Gleichrichterschaltung 2 und
die Demodulator-Schaltung 3 verwendet werden kann, um Strom
(VDD) zu erzeugen. Die Gleichrichterschaltung 2 enthält ein Antennenelement 9,
einen Abstimmkondensator 10, einen Kopplungskondensator 11,
eine erste Gleichrichterdiode 12, eine zweite Gleichrichterdiode 13,
einen Gleichrichterdiodenstapel 14, einen Transistor 5 und
einen Speicherkondensator 17. Die Demodulatorschaltung 3 enthält einen
Eingangstransistor 7, einen Kondensator 18, einen
Transistor 19, einen Schmitt-Trigger 20, einen
Zähler 21,
eine Haltevorrichtung 22, eine digitale Vergleichsvorrichtung 23 und
eine Reset-Uhr 24.
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In
einer Ausführungsform
weist das Antennenelement 9 einen ersten und einen zweiten
Anschluss auf. Der erste Anschluss des Antennenelements 9 ist
mit einem Resonanzknoten 26 gekoppelt. Der zweite Anschluss
des Antennenelements 9 ist mit der Erde 27 verbunden.
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In
einer Ausführungsform
ist das Antennenelement 9 ein Induktor. Der Induktor 9 und
der Kondensator 10 sind ausgewählt, um die Trägerfrequenz auf
Resonanz zu bringen. Der Induktor 9 befindet sich in dieser
Ausführungsform
außerhalb
des integrierten Schaltkreischips, könnte sich jedoch auch innerhalb
des integrierten Schaltkreises befinden. Des Weiteren könnte der
integrierte Schaltprozess eine hochmagnetische Permeabilitätsschicht
enthalten, um die Induktivität
des Antennenelements zu steigern.
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In
einer Ausführungsform
ist das Antennenelement 9 leitfähige Tinte, die auf Papier
oder einem anderen Medium gedruckt ist. In alternativen Ausführungsformen
ist das Antennenelement 9 eine andere Art eines induktiven
Elements.
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Der
Abstimmkondensator 10 ist parallel zu der Antenne 9 zwischen
dem Resonanzknoten 26 und der Erde 27 verbunden.
In einer Ausführungsform
weist der Abstimmkondensator 10 einen ersten und einen
zweiten Anschluss auf. Der erste Anschluss des Abstimmkondensators 10 ist
mit dem ersten Anschluss der Antenne 9 verbunden, und der zweite
Anschluss des Abstimmkondensators 10 ist mit dem zweiten
Anschluss der Antenne 9 verbunden. Wird die Gleichrichterschaltung 2 innerhalb
des Lesebereichs einer Basisstation gebracht, die die angemessene
Trägerfrequenz
ausstrahlt, wird die Spannung an Knoten 26 auf Resonanz
gebracht. Der Kondensator 10 befindet sich in dieser Ausführungsform
innerhalb des integrierten Schaltkreises, könnte sich jedoch auch außerhalb
des integrierten Schaltkreises befinden.
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In
einer Ausführungsform
ist der Abstimmkondensator 10 leitfähige Tinte, die auf Papier
oder einem anderen Medium gedruckt ist. In alternativen Ausführungsformen
ist der Abstimmkondensator 10 eine andere Art eines kapazitativen
Elements.
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Der
Kopplungskondensator 11 ist mit dem Resonanzknoten 26 verbunden,
der die Spannung mit Knoten 4 koppelt. In einer Ausführungsform
weist der Kopplungskondensator 11 einen ersten und einen
zweiten Anschluss auf. Der erste Anschluss des Kopplungskondensators 11 ist
mit dem ersten Anschluss des Antennenelements 9 verbunden,
und der zweite Anschluss des Kopplungskondensators 11 ist mit
einer ersten Gleichrichterdiode 12, einer zweiten Gleichrichterdiode 13 und
einer dritten Gleichrichterdiode 14 verbunden.
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In
einer Ausführungsform
ist der Kopplungskondensator 11 leitfähige Tinte, die auf Papier
oder einem anderen Medium gedruckt ist. In alternativen Ausführungsformen
ist der Kopplungskondensator 11 eine andere Art eines kapazitativen
Elements.
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Die
erste Gleichrichterdiode 12 ist zwischen dem zweiten Anschluss
des Kopplungskondensators 11 und der Erde 27 gekoppelt.
In einer Ausführungsform
weist die erste Gleichrichterdiode einen Anodenanschluss und einen
Kathodenanschluss auf. Der Anodenanschluss ist mit der Erde verbunden, und
der Kathodenanschluss ist mit dem zweiten Anschluss des Kopplungskondensators 11 verbunden. Der
Gleichrichterausgang wird am Kathodenanschluss erzeugt.
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Die
erste Gleichrichterdiode 12 wird in Durchlassrichtung betrieben,
wenn eine negative Spannung mit Knoten 4 gekoppelt ist,
wodurch die Spannung an Knoten 4 auf einen Dioden-Spannungsabfall
unter Erdpotential 27 begrenzt wird. Die Spannung an Knoten 4 kann
dieselbe Spitze-Spitze-Amplitude erreichen wie der Resonanzknoten 26, zwei
Mal die Spitze-Spitze-Amplitude des Gleichrichterausgangs eines
herkömmlichen
Gleichrichters.
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Die
zweite Gleichrichterdiode 13 ist zwischen dem Gleichrichterausgangsknoten 4 und
dem Stromausgang VDD angeschlossen. In einer Ausführungsform
weist die zweite Gleichrichterdiode 13 einen Anodenanschluss
und einen Kathodenanschluss auf. Die Anode ist mit dem zweiten Anschluss
des Kopplungskondensators 11 verbunden, und der Kathodenanschluss
ist mit dem Speicherkondensator 17 verbunden.
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Der
Gleichrichterdiodenstapel 14 ist zwischen dem Gleichrichterausgangsknoten 4 und
dem Drain und dem Gate des Transistors 5 angeschlossen.
In einer Ausführungsform
weist der Gleichrichterdiodenstapel 14 einen Anodenanschluss
und einen Kathodenanschluss auf. Die Anode des Gleichrichterdiodenstapels 14 ist
mit dem zweiten Anschluss des Kopplungskondensators 11 verbunden, und
die Kathode ist mit dem Gate und dem Drain des Transistors 5 verbunden.
Die Quelle von Transistor 5 ist mit der Erde 27 verbunden.
Der Gleichrichterdiodenstapel 14 beschränkt die Spannung an Knoten 4, falls
die Amplitude des Trägersignals,
die Nähe
der Gleichrichterschaltung 2 zu der Basisstation oder die Kopplungsleistung
der Strahlungsfelder Spannungen erzeugen, die ausreichend groß sind,
um den integrierten Schaltkreiskompomponenten ständigen Schaden zuzufügen. Die
am Gate des Transistors 5 erzeugte Spannung ist an dem
Gate des Transistors 7 angelegt, wodurch derselbe Strom
durch Transistor 7 erzeugt wird wie der, der durch Transistor 5 fließt.
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Der
Speicherkondensator 17 ist zwischen dem Stromausgang VDD
und der Erde 27 gekoppelt. In einer Ausführungsform
weist der Speicherkondensator 17 einen ersten und einen
zweiten Anschluss auf. Der erste Anschluss ist mit dem Kathodenanschluss
der zweiten Gleichrichterdiode 13 verbunden, und der zweite
Anschluss ist mit der Erde 27 verbunden.
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Wenn
die Spannung an Knoten 4 positiver ist als die Spannung
am Stromausgang VDD, wird die zweite Gleichrichterdiode 13 in
Durchlassrichtung gepolt betrieben, wodurch der Kondensator 17 bis zur
Spitzenspannung des Knotens 4 abzüglich eines Diodenabfalls geladen
wird. Die Ladung am Kondensator 17 wird als Energie für die Gleichrichterschaltung 2 und
die Demodulatorschaltung 3 verwendet und wird auf der Trägerfrequenz
aufgefrischt.
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4 veranschaulicht
die Funktionsweise des Demodulators 3. Wenn die Reset-Uhr 24 beim Betrieb
einen Low-Pegel annimmt, wird der Schmitt-Trigger 20 ausgelöst, wodurch
der Ausgang des Zählers 21 auf
0 gesetzt wird. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 20 schaltet
den MOSFET 19 ein, wodurch der Kondensator 18 kurzgeschlossen
und der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 bis
zur Stromversorgungsspannung VDD geladen wird. Die Markierungen 50 und 52 in 4 zeigen
die Pegel der Reset-Uhr 24 beziehungsweise des Eingangsanschlusses 32 des
Schmitt-Triggers 20 zu dem Zeitpunkt auf einem Wellenformdiagramm. Kehrt
die Reset-Uhr 24 in einen hohen Zustand zurück, verbleibt
der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 schwebend bei der
Stromversorgungsspannung VDD.
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Das
Gate des Transistors 7 ist mit dem Gate des Transistors 5 verbunden,
wodurch ein Strom durch den Transistor 7 erzeugt wird,
der mit dem demodulierten Signal an Knoten 4 gleichlaufend
ist. Da die Spannung an Transistor 7 sich ändert, ändert sich der
von Transistor 7 entnommene Strom entsprechend. Da die
Ladung bei Kondensator 18 schwebend ist, verringert der
entnommene Strom die Spannung am Eingangsanschluss 32 des
Schmitt-Triggers 34 in Abhängigkeit von der Zeit. Dieser
Spannungsabfall am Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 ist
auf der Wellenform in 4 durch die Nummer 54 gekennzeichnet.
Es ist anzumerken, dass die Zeitskala auf 4 nicht
maßstabsgerecht
ist. Die Zeitdauer, während
der der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 bei
VDD bleibt, ist sehr kurz, verglichen mit dem vollständigen Zyklus,
und ist in 4 zu Veranschaulichungszwecken übertrieben
dargestellt.
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Fällt der
Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 bis
auf eine bestimmte Schwelle des Spannungspegels, zündet der
Schmitt-Trigger 20,
so dass die Spannung am Gate-Anschluss 28 des Transistors 19 in
einen niedrigen Zustand gerät, wodurch
wiederum der Kondensator 18 über MOSFET 19 kurzgeschlossen
wird und der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 auf
die Stromversorgungsspannung VDD zurückgeführt wird. Gleichzeitig schaltet
der Ausgang des Schmitt-Triggers 34 den
Zähler 21 fort.
Die Wellenformen des Eingangsanschlusses 32 des Schmitt-Triggers 20 und
des Gate-Anschlusses 28 des
Transistors 19 zu diesem Zeitpunkt sind in 4 als 56 beziehungsweise 58 gekennzeichnet.
Die Markierung 60 in 4 stellt
die entsprechende Fortschaltung des Zählers 21 dar.
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Der
Ausgang des Schmitt-Triggers 20 schaltet jetzt MOSFET 19 ab,
so dass der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 20 wiederum
schwebend bei der Stromversorgungsspannung VDD verbleibt. Dieser
Zyklus wiederholt sich dann bis zur nächsten niedrigen Impulsflanke
der Reset-Uhr 24, wodurch der Zähler 21 jedes Mal,
wenn der Schmitt-Trigger 20 ausgelöst wird, fortgeschaltet wird.
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Wenn
die Reset-Uhr 24 in einen niedrigen Zustand übergeht,
werden die Zählerdaten
in die Haltevorrichtung 22 gelatcht, der Zähler 21 wird
auf 0 gesetzt, und der Schmitt-Trigger 20 wird ausgelöst. Dadurch
wird der Eingangsanschluss 32 des Schmitt-Triggers 10 bis
zur Versorgungsspannung VDD geladen. Die Zählung, die jetzt in der Haltevorrichtung 22 gelatcht
wird, stellt einen Datenausgang 12 dar, eine digitale Darstellung
des Vin 18 während der
Zeit zwischen den RESET-Impulsen.
Dann wiederholt sich der oben beschriebene Zyklus.
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Bevor
die Daten im Zähler 21 zu
der Haltevorrichtung 22 im nächsten Zyklus übertragen
werden, werden die Daten im Zähler 21 und
in der Haltevorrichtung 22 mit der digitalen Vergleichsvorrichtung 23 verglichen.
Zu diesem Zeitpunkt hält
die Haltevorrichtung 22 die Daten von dem vorhergehenden
Zyklus. Daher kann der Ausgang 42 der digitalen Vergleichsvorrichtung 23 verwendet
werden, um festzulegen, ob ein negativer oder ein positiver Datenübergang
bei den Hüllkurvendaten
zwischen dem vorherigen Zyklus und dem aktuellen Zyklus erfolgt
ist. Insbesondere, falls der digitale Wert im Zähler 21 höher ist
als in der Haltevorrichtung, ist ein positiver Übergang bei den Hüllkurvendaten
erfolgt. Falls der digitale Wert im Zähler 21 niedriger
ist als in der Haltevorrichtung 22, ist entsprechend ein
negativer Übergang bei
den Hüllkurvendaten
erfolgt. Falls der digitale Wert im Zähler 21 und in der
Vorrichtung 22 derselbe ist, ist kein Übergang bei den Hüllkurvendaten
erfolgt.
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5 ist
ein Schema, das eine alternative Ausführungsform veranschaulicht,
bei der der Demodulator 3 mit einem herkömmlichen
Gleichrichter 2 wie der in 1 gezeigte
verwendet wird. Der Gleichrichter 2 weist beide Anschlüsse der
Antenne 104 auf, die gekoppelt mit dem Bandpassfilter 109 ist. Die
Eingangsspannung des Demodulators auf dem Gate des Transistors 7 wird
erzeugt, indem eine Reihenschaltung des Diodenstapels 14 und
des Stromspiegeltransistors 7 zwischen dem Ausgang des Bandpassfilters 109 und
der Masse gekoppelt wird.
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Die
vorstehende Beschreibung dient nur der Veranschaulichung der Erfindung.
Verschiedene Alternative und Abwandlungen können von den Fachleuten entwickelt
werden, ohne von der Erfindung abzuweichen. Insbesondere können zusätzliche
Vorrichtungen zwischen den beiden verbundenen Vorrichtungen vorhanden
sein, wenn eine Vorrichtung mit einer anderen Vorrichtung verbunden
oder gekoppelt ist. Entsprechend beinhaltet die vorliegende Erfindung
sämtliche
derartigen Alternativen, Abwandlungen und Abweichungen, die in den
Schutzbereich der beigefügten
Ansprüche
fallen.