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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft ein Übertragungsverfahren
und ein Übertragungssystem.
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In
jüngster
Zeit bestand angesichts der Informationssicherheit, der Zuverlässigkeit
hochwertiger Dienste und stärker
automatisierten Vorgängen
starker Bedarf daran, Strichcodesysteme durch Chipkarten zu ersetzen.
Strichcodesysteme werden in Magnetkarten wie Geldkarten und Pendlerberechtigungskarten
sowie in Logistiksystemen verwendet. Derartige Chipkarten beinhalten
integrierte Schaltkreise (ICs). Unter diesen Karten können einige
Daten senden/empfangen sowie elektrische Energie zwischen Datenlesern
und ihnen auf Art elektromagnetischer Wellen liefern, d.h. auf drahtlose
Weise ohne direkten Kontakt zwischen ihnen. Diese drahtlosen Karten
werden als "kontaktfreie
Chipkarten" bezeichnet.
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Diese
kontaktfreien Chipkarten werden in solche vom Typ mit enger Kopplung,
die in Kopplung mit einem Sensor benutzt werden; solche vom Annäherungstyp,
die um ungefähr
20 cm getrennt von einem Sensor benutzt werden; und solche vom Ferntyp,
die um ungefähr
50 cm entfernt von einem Sensor benutzt werden, eingeteilt. Chipkarten
vom Typ mit enger Kopplung werden hauptsächlich als Kreditkarten angewandt.
Chipkarten vom Annäherungstyp
werden bei Pendlerberechtigungsscheinen und Chipkarten angewandt.
Chipkarten vom Ferntyp werden bei Etiketten logistischer Systeme
angewandt. Chipkarten mit enger Kopplung und solche vom Annäherungstyp
empfangen zugeführte
Information und elektrische Energie hauptsächlich über Magnetfelder. Fern-Chipkarten
empfangen zugeführte
Information und elektrische Energie über elektromagnetische Wellen.
Bei diesen drei Arten kontaktfreier Chipkarten bestehen insbesondere
bei denjenigen vom Ferntyp die folgenden Entwicklungsprobleme, da
die empfangene elektrische Energie sehr schwach ist. Genauer gesagt,
werden nämlich
Fern-Chipkarten bei niedrigem Energieverbrauch betrieben, und es
wird auch die elektrische Energie mit hohem Wirkungsgrad zugeführt.
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Die 2 zeigt
ein Beispiel eines Systems mit kontaktfreien Chipkarten vom Ferntyp.
Eine Chipkarte ist mit einer Antenne, einer Gleichrichterdiode,
einer Diode für
einen Versorgungsspannungsgenerator, einem Vorverstärker, einem
Taktsignalgenerator, einer Decodierschaltung, einer Steuerungs-Logikschaltung, einem Speicher,
einem Treiber-FET für
Antwortvorgänge
usw. versehen. Von einer Lese/Schreib-Einrichtung wird ein Amplitudenmodulationssignal,
das Information eines Taktsignals und von Daten enthält, gesendet.
Wenn ein Signal empfangen wird, werden elektrische Ladungen in einem
Leistungskondensator gespeichert und dann wird die Chipkarte unter
Verwendung einer am Kondensator auftretenden Spannung als Versorgungsspannung
betrieben. Das durch einen Detektor erfasste Signal wird durch den
Taktsignalgenerator und die Decodierschaltung, die eine Verarbeitung
durch die Steuerungs-Logikschaltung erfahren, erfasst. Wenn die
Chipkarte die Antwort an die Lese/Schreib-Einrichtung sendet, wird
die Antennenimpedanz für
den Antwortvorgang durch den Treiber-FET moduliert.
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Bei
herkömmlichen
Systemen mit kontaktfreien Chipkarten vom Ferntyp wird der Manchester-Code angewandt,
um Daten zwischen den Chipkarten und den Daten-Lese/Schreib-Einrichtungen
zu übertragen, wie
es von D. Friendman et al. in "A
Low-Power CMOS Integrated Circuit for Field-Powered Radio Frequency Identification
Tags", IEEE ISSCC97,
SA.17.5, 1997 beschrieben ist. Die 3 zeigt
einen Modulations-Signalverlauf oder eine Modulations-Wellenform
aufgrund des Manchester-Codes. Bei Manchester-Code wird einem Übergang
vom Zustand H (hohe Spannung in einen Zustand L (niedrige Spannung)
der Wert 1 zugeordnet, und einem Übergang vom Zustand L (niedrige
Spannung) in den Zustand H (hohe Spannung) wird der Wert 0 zugeordnet.
Wenn die H-Zeit
nicht der L-Zeit entspricht, d.h. wenn das Tastverhältnis nicht
50 % ist, wird durch die Daten ein Gleichspannungsversatz erzeugt.
Wenn der Pegel eines Empfangssignal variiert oder schwankt, führt diese
Schwankung hauptsächlich
zu Lesefehlern. Gemäß dem Manchester-Code
wird die H-Zeit gleich groß wie
die L-Zeit eingestellt, um ein Signal mit dem Tastverhältnis 50
%zu realisieren, und ein für Übertragungszwecke
geeigneter Code wird ohne das Auftreten eines Gleichspannungsversatzes
realisiert.
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Um
jedoch den Manchester-Code entsprechend dem oben beschriebenen Stand
der Technik zu decodieren, müssen
die jeweiligen Zustände
H/L erkannt werden, da 0 und 1 auf Grundlage der Auftrittsreihenfolge
dieser Zustände
H/L bestimmt wird. Anders gesagt, ist es erforderlich, ein Taktsignal
mit einer Zeitperiode zu verwenden, das der halben Zeitperiode eines
Einzelcodes entspricht oder kürzer
ist. Auch sind, wie es in der 3 dargestellt
ist, da das Intervall zwischen dem Übergangszeitpunkt mit steigender
Flanke und demjenigen mit fallender Flanke datenabhängig variiert,
eine PLL-Schaltung und ein Oszillator erforderlich, um das Taktsignal
zu erzeugen, und die Konvergenz des Taktsignals benötigt längere Zeit.
Der Synchronisierzustand der PLL-Schaltung liegt dann vor, wenn
die Eigenfrequenz des Oszillators innerhalb von +50 % und –50 % der Frequenz
des Bezugssignals definiert ist. Um diese Bedingung zu erfüllen, müssen Schwankungen
der Temperatur, der Versorgungsspannung und des Prozesses der Vorrichtung
aufgehoben werden, und es ist eine komplizierte Bezugsschaltung
erforderlich, wodurch der verbrauchte Strom erhöht ist. Wenn die Übertragung aufgrund
nachteiliger Einflüsse,
hervorgerufen durch Bedingungen elektromagnetischer Wellen, vorübergehend
unterbrochen ist, existiert ein derartiges Problem, dass die Konvergenz
der Taktsignale verlängert
ist, so dass eine längere
Synchronisierzeit erforderlich ist.
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Die
europäische
Patentanmeldung
EP 0701222 offenbart
einen kontaktfreien Datenaufzeichnungsträger unter Verwendung eines Übertragungsverfahrens
und -systems mit den Merkmalen des Oberbegriffs der Ansprüche 1 und
3 der vorliegenden Erfindung. Das US-Patent
US 5313198 und das japanische Patent
JP 56023065 offenbaren
weitere Übertragungsverfahren
und-systeme ohne Verwendung von PLL-Schaltungen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, ein Übertragungsverfahren und ein Übertragungssystem
zum Reproduzieren eines Codes ohne Verwendung einer komplizierten
PLL-Schaltung zum Erzeugen eines Bezugs-Taktsignals für einen
auf einer Karte vorhandenen integrierten Schaltkreis zu schaffen,
wobei auch ein Tastverhältnis
von 50 % erzielt werden kann, und ferner eine Demodulationsschaltung
zum Demodulieren dieses Codes zu schaffen.
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Die
Erfindung ist in den Ansprüchen
1 und 3 dargelegt.
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Die
oben angegebenen Aufgaben werden dadurch gelöst, dass mehrere Signalverlaufsmuster,
von denen jedes ein Tastverhältnis
von 50 % aufweist, mit einem derartigen Signalverlauf kombiniert
werden, der so aufrecht erhalten wird, dass nicht derselbe Übergang
(steigende Flanke, fallende Flanke) wie dem im Zentrum des Signalverlaufs
in einem verbundenen Abschnitt des Signalverlaufs erzeugt wird,
sowie durch Zuordnen von 1 und 0. Nahe dem Zentrum des Signalverlaufsmusters
erscheint entweder eine steigende oder eine fallende Flanke.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
einen Code gemäß einer
ersten Ausführungsform.
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2 ist
ein Blockdiagramm zum Darstellen einer kontaktfreien Universal-Chipkarte.
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3 zeigt
den Signalverlauf gemäß dem Manchester-Code
als Stand der Technik.
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4 erläutert ein
Problem für
den Fall, dass ein Signalverlauf B fortgesetzt wird.
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5 repräsentiert
einen Verbindungsabschnitt von Codes gemäß der ersten Ausführungsform.
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6 zeigt
eine der ersten Ausführungsform
entsprechende Codeliste.
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7 stellt
einen Code gemäß einer
zweiten Ausführungsform
dar.
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8 ist
ein erläuterndes
Diagramm zum Erläutern
einer Funktion einer Kartensystem-Erkennungsschaltung.
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9 repräsentiert
das Verschwinden eines Signalverlaufs B, hervorgerufen durch eine
nichtlineare Charakteristik eine Detektors.
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10 zeigt
einen Code gemäß einer
dritten Art.
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11 stellt
eine Demodulationsschaltung gemäß einer
vierten Art dar.
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12 zeigt
den zeitlichen Signalverlauf der Demodulationsschaltung gemäß der vierten
Art.
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13 stellt
eine fünfte
Art dar.
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14 stellt
eine sechste Art dar.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Mit
den folgenden Ausführungsformen
wird eine zugehörige
detaillierte Beschreibung gegeben.
- (1). In
der 1 ist eine erste Ausführungsform der Erfindung dargestellt.
Gemäß diesen
Ausführungsformen
sind in einem zu sendenden/empfangenden Signalverlauf die Intervalle
steigender Flanke mit gleichen Werten eingestellt. Ein zu sendender/empfangender
Signalverlauf wird dadurch erhalten, dass ein Signalverlauf A mit
einem Signalverlauf B kombiniert oder synthetisiert wird. Der Signalverlauf
A entspricht einem Signalverlauf, bei dem sich ein Zustand H über T/2
(das Symbol entspricht 1 Zeitperiode) in der positiven Richtung
der Zeit erstreckt und sich ein Zustand L über T/2 entlang der negativen
Richtung der Zeit erstreckt, was ausgehend von jedem Zeitpunkt einer
steigenden Flanke erfolgt. Der Signalverlauf B entspricht einem
Signalverlauf, bei dem ein Zustand H für eine Zeit t1 entlang der
positiven Richtung der Zeit ausgehend vom Zeitpunkt einer steigenden
Flanke aufrecht erhalten wird, er für eine Zeit t2 bis zu einem
verbliebenen Mittelpunkt im Zustand L gehalten wird, er für die Zeit
t1 entlang der negativen Richtung der Zeit im Zustand H gehalten
wird und er die Zeit t2 bis zu einem verbliebenen Mittelpunkt im
Zustand H gehalten wird. Für
diesen Fall wird angenommen, dass t1 + t2 = T/2 gilt. Sowohl beim
Signalverlauf A als auch beim Signalverlauf B existieren in notwendiger
Weise Übergänge steigender
Flanken in ihren Mitten. Es ist zu beachten, dass dann, wenn 0 und
1 einfach den Signalverläufen
A und B zugeordnet werden, wie es in der 4 dargestellt
ist, dann, wenn der Signalverlauf B forgesetzt wird, Übergänge mit
steigender Flanke in Verbindungsabschnitten des Signalverlaufs auftreten,
wodurch es schwierig ist, dass der Zeitpunkt einer ansteigenden
Flanke einem einzelnen Datenwert entsprechen sollte. Der Grund,
weswegen dann, wenn der Signalverlauf B fortgesetzt wird, Übergänge mit
steigender Flanke an den Verbindungsabschnitten des Signalverlaufs
auftreten, wird wie folgt angegeben. Es beginnt nämlich der
Signalverlauf B mit dem Pegel H, und er endet mit dem Pegel L.
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Nun
wird für
diese Ausführungsform
davon ausgegangen, dass dem Fall, bei dem der Signalverlauf A zweimal
fortgesetzt wird, 0 zugeordnet wird, wohingegen dem Fall, bei dem
der Signalverlauf A nach dem Signalverlauf B fortgesetzt wird, 1
zugeordnet wird. In diesem Fall beginnen zwei kontinuierliche Signalverläufe eines
Signalverlaufs A, entsprechend 0, mit dem Pegel L, und sie enden
mit dem Pegel H, wohingegen ein kontinuierlicher Signalver lauf der
Signalverläufe
A und B, entsprechend 1, mit dem Pegel H beginnt und mit dem Pegel
H endet. Die 5 repräsentiert alle Kombinationen
von Verbindungsabschnitten, nämlich
vier mögliche
Fälle entsprechend
00, 01, 10 und 11. Im Fall von 00 und 10 tritt ein Übergang
mit fallender Flanke auf. Im Fall von 01 und 11 wird der Pegel H
beibehalten. Wie bereits erläutert,
besteht selbst dann, wenn Signalverläufe entsprechend einer beliebigen
Reihe von 0, 1 angeordnet werden, keine Möglichkeit, dass ein Übergang
mit steigender Flanke in einem Verbindungsabschnitt der Signalverläufe erzeugt
wird. Im Ergebnis tritt ein Übergang
mit steigender Flanke nur am Mittelpunkt jedes der Signalverläufe A und
B auf. Ein Taktsignal synchron mit den Daten kann leicht dadurch
erzeugt werden, dass eine Schaltung zum Erkennen eines Übergangs
mit steigender Flanke verwendet wird.
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Wie
es in der 6 veranschaulichend dargestellt
ist, können
Kombinationen der Signalverläufe
A und Bals verschiedene Variationen realisiert werden, beispielsweise
wird ein Signalverlauf A durch einen Signalverlauf B ersetzt, und
es wird 1 auch einem solchen Fall zugeordnet, bei dem ein Signalverlauf
B nach einem Signalverlauf A andauert. Eine Signalverlaufskombination,
bei der das Intervall der ansteigenden Flanken konstant gemacht
ist, kann dadurch realisiert werden, dass ein Signalverlaufsmuster,
das mit dem Pegel L beginnt und mit dem Pegel H endet, mit einem
anderen Signalverlauf kombiniert wird, der mit entweder dem Pegel
L oder dem Pegel H beginnt und auf demselben Pegel wie dem Anfangspegel
endet. Um ein Intervall fallender Flanken zu erzeugen, kann ein
Signalverlaufsmuster, das mit dem Pegel H beginnt und mit dem Pegel L
endet, mit einem anderen Signalverlauf kombiniert werden, der entweder
mit dem Pegel L oder dem Pegel H beginnt und auf demselben Pegel
wie dem am Anfang endet. Gemäß dieser
Ausführungsform
kann, da zwei Arten von Signalverläufen mit Tastverhältnissen
von 50 % miteinander kombiniert sind, 1/0-Information gleichzeitig übertragen
werden, während
das Intervall der Zeitpunkte entweder steigender oder fallender
Flanken gleichgemacht ist. Wenn mit gleichem Intervall auftretende Übergänge als
Trigger verwendet werden, ist es leicht möglich, Daten synchron mit Daten
ohne Verwendung einer PLL-Schaltung zu erhalten.
- (2).
Die 7 repräsentiert
eine zweite Ausführungsform
der Erfindung. Bei der ersten Ausführungsform ist das Intervall
entweder der steigenden oder der fallenden Flanken auf einen konstanten
Wert festgelegt. Jedoch ist hinsichtlich des Betriebs einer auf
einer Karte vorhandenen Logikschaltung der Zeitpunkt steigender
Flanken nicht immer auf ein gleiches Intervall eingestellt. In der 7 ist
ein Beispiel eines Signalverlaufs in solcher Weise dargestellt,
dass zwar das Intervall der Zeitpunkte steigender Flan ken keiner
Konstante entspricht, jedoch die Tastverhältnis sowohl eines Signalverlaufs
A als auch eines Signalverlaufs B auf 50 % gehalten werden können. Mit
dem in der 7 dargestellten Signalverlauf
B kann die Beziehung t2a + t1b = t2b + t1a erfüllt werden. Obwohl der Zeitpunkt
der steigenden Flanke gegenüber
dem Mittelpunkt einer Zeitperiode verschoben ist, wird das Tastverhältnis dieses
Signalverlaufs B auf 50 % gehalten. Gemäß dieser Ausführungsform
ergibt sich die folgende Tatsache. Selbst wenn nämlich entweder der Zeitpunkt
steigender oder derjenige fallender Flanken nicht konstant gemacht
ist, während
die Tastverhältnisse auf
50 % gehalten werden können,
kann eine fehlerhafte Beurteilung hinsichtlich einer Amplitudenvariation minimiert
werden.
- (3). Nun wird unter Bezugnahme auf die 8, die 9 und
die 10 eine dritte Art, die keine Ausführungsform
der Erfindung ist, erläutert.
Die 8 zeigt schematisch einen Detektor eines Kartensystems.
In diesem Fall wird als Gleichrichter eine Diode verwendet, die
als nichtlineares Bauteil dient. Das Modulationssystem ist ein ASK(Amplitudenumtastung)-System
in solcher Weise, dass ein Trägersignal
in hohem Zustand gesendet wird und ein Träger in niedrigem Zustand gestoppt
wird. Der Träger
wird fallabhängig nicht
vollständig
im niedrigen Zustand gestoppt, sondern es besteht auch der Fall,
dass er mit einem Pegel niedriger Amplitude gesendet wird. Jedoch
bildet der Unterschied zwischen den oben angegebenen zwei Fällen keinen
wesentlichen Punkt bei der folgenden Erörterung. Wie es in der Zeichnung
angegeben ist, wird ein moduliertes HF-Signal mit einer Frequenz
von 2,45 GHz durch einen Halbwellen-Gleichrichter aus einem Paar
zweier Dioden D1 und D2 gleichgerichtet, und dann werden Elektronenladungen
in einem Kondensator C gespeichert. Der erfasste Signalverlauf wird
durch einen Vorverstärker
bis auf den Pegel eines CMOS-Logiksignals verstärkt. Der Zeitpunkt der steigenden
Flanke des erfassten Ausgangssignals wird durch die HF-Frequenz
und die Strommenge bestimmt, die innerhalb eines Gleichrichtungsprozesses
fließen
kann. Im Gegensatz hierzu entspricht der Zeitpunkt einer fallenden
Flanke einer solchen Zeit, gemäß der die
im Kondensator C gespeicherten elektrischen Ladungen über einen
Entladewiderstand R entladen werden. Die Entscheidungsfaktoren für den Zeitpunkt
der steigenden Flanke und auch denjenigen der fallenden Flanke werden
durch verschiedene Gesichtspunkte bestimmt. Um einen Betrieb mit
niedrigem Energieverbrauch zu erzielen, verfügt der Widerstand R vorzugsweise über einen
großen
Widerstandswert. In diesem Fall ist der Zeitpunkt der fallenden
Flanke im Vergleich zu dem der steigenden Flanke nach hinten verschoben.
Ein Problem, wie es dann auftritt, wenn der Zeitpunkt der steigenden
Flanke nach hinten verschoben ist, ist in der 9 veranschaulicht.
Ein spezielles Problem tritt dann auf, wenn der Signalverlauf B
erfasst wird. Das Intervall zwischen einem ersten Übergang
mit fallender Flanke des Signalverlaufs B und einem Übergang
mit steigender Flanke im mittleren Teil desselben wird so eingestellt,
dass es kürzer
als ein anderes Intervall ist. Wenn der Zeitpunkt der fallenden
Flanke nach hinten verschoben ist, kann der Pegel L kaum erfasst
werden. Um dieses Problem zu verbessern, muss, wie bereits beschrieben,
der Wert des Widerstands R verringert werden. Jedoch ist dies angesichts
niedrigen Energieverbrauchs keine bevorzugte Lösung. In diesem Fall wird,
wie es in der 10 veranschaulicht ist, um den
Signalverlauf B korrekt und im Wesentlichen zu erfassen, die Zeit
t1a im Vergleich zur Zeit t1b verlängert. Dieser Signalverlauf kann
während
des Sendebetriebs nicht dem Tastverhältnis von 50 % genügen. Jedoch
beträgt
das Tastverhältnis
des erfassten Signalverlaufs näherungsweise
50 %. Gemäß den Signalverläufen dieses
Beispiels kann das Tastverhältnis
des Sendesignals konstant gehalten werden, während diese Signalverläufe auf
die asymmetrische Antwort des Diodendetektors reagieren können.
- (4). Eine konkrete Schaltung zum Decodieren eines Codes gemäß der Erfindung
ist als vierte Art, die keine Ausführungsform der Erfindung ist,
in der 11 dargestellt. Auch ist in
der 12 das Betriebstiming der Schaltung dargestellt.
Die Schaltung besteht aus einer als Puffer verwendeten Inverterschaltung;
einem aus einem Widerstand R und einem Kondensator C aufgebauten
Tiefpassfilter; einer als 1-Bit-A/D-Wandler betriebenen Latchachaltung;
einer Positive-Flanke-Triggerschaltung; sowie einem Taktsignal- und Datensignal-Generator.
Eine Unterscheidung zwischen einem Signalverlauf A und einem Signalverlauf
B kann auf solche Weise realisiert werden, dass ein Eingangssignal
durch das Tiefpassfilter gefiltert wird, die Latchschaltung mit
der steigenden Flanke eines ursprünglichen Signalverlaufs angesteuert
wird und ein Signal erfasst wird. Beim Signalverlauf A ergibt das
Latch-Ausgangssignal L, da vor dem Zeitpunkt mit steigender Flanke
der lange Zustand L vorhanden ist. Beim Signalverlauf B ist, nachdem
der Zustand H lange vor dem Zeitpunkt mit steigender Flanke andauerte,
der Zustand L mit kurzer Zeitperiode vorhanden, und danach steigt
das Signal an. Im Ergebnis wird das Erfassungsergebnis H, wenn die
Zeitperiode mit dem Zustand L ausreichend in Bezug auf den Wert
der Zeitkonstanten des Filters verkürzt ist. Das Latch-Ausgangssignal wird
auf den Zustand H gebracht, wenn der Signalverlauf B empfangen wird,
und es erreicht zum Zeitpunkt, zu dem der nächste Signalverlauf A empfangen
wird, den Zustand L. Dieses Latch-Ausgangssignal wird dann durch
die Latchschaltung der Nachstufe zwischengespeichert und dann als
Signal NB ausgegeben. Das Signal NB wird mit dem Zeitpunkt der steigenden
Flanke des Signals NE als Datensignal ausgegeben, und das invertierte
Signal dieses Signals NE selbst wird als Taktsignal verwendet. Das
Signal NE wird durch eine ODER-Verknüpfung des Signals NC und des
Signals ND erhalten. Das Signal NC nimmt zum Zeitpunkt der steigenden
Flanke des nächsten
Signalverlaufs A den Zustand H ein, wenn der Signalverlauf B empfangen
wird. Anschließend
werden der Zustand H und der Zustand L abwechselnd ausgegeben. Infolgedessen
wird zum Zeitpunkt einer steigenden Flanke des Signals NC immer
der Signalverlauf A empfangen. Das Signal ND nimmt zum Zeitpunkt
des nächsten
Signalverlaufs A den Zustand H ein, wenn der Signalverlauf B ausgehend
vom Rücksetzzustand
neu empfangen wird, und danach wird der Zustand H beibehalten. Gemäß diesem
Beispiel kann das Taktsignal durch eine derartige einfache Schaltung
vom Signal unterschieden werden, ohne dass eine PLL-Schaltung verwendet
würde.
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Ferner
wird durch die in der 11 und der 12 dargestellten
Beispiele ein sekundärer
Effekt erzielt. Dieser Effekt wird nun unter Bezugnahme auf die 13 als
fünfte
Art detaillierter beschrieben. Die 13 repräsentiert
ein Kartensystem und dessen Betriebstiming. Wie es in der 6 dargestellt
ist, verfügen die
Signalverlaufsmuster der Erfindung über verschiedene Auswählmöglichkeiten.
Insbesondere wird bei dieser Ausführungsform ein solches Muster
verwendet, dass Übergänge mit
steigender Flanke mit gleichem Intervall auftreten. Wie bereits
hinsichtlich der dritten Art erläutert,
ist das hier verwendete Modulationssystem das ASK(Amplitudenumtastung)-System,
bei dem das Trägersignal
im hohen Zustand gesendet wird und der Träger im niedrigen Zustand gestoppt
wird. Im Ergebnis wird nur dann, wenn von der Karte ein hohes Signal empfangen
wird, elektrische Energie von der Karte an eine Lese/Schreib-Einrichtung übertragen.
Bei dieser Art wird ein Taktsignal verwendet, bei dem ein Übergang
zum Zeitpunkt einer steigenden Flanke eines Empfangssignals erzeugt
wird. Der größte Teil
der Logikschaltung und der Speicherschaltung werden dadurch betrieben,
dass als Trigger entweder der Zeitpunkt einer steigenden Flanke
oder derjenige einer fallenden Flanke eines zugeführten Taktsignals
verwendet wird. Im Ergebnis wird, wenn das Kartensystem mit dem
für diese
Art angegebenen Timing betrieben wird, die Karte durch die Lese/Schreib-Einrichtung
mit Energie versorgt, wenn der größte Teil der Schaltung betrieben
wird. Spannungsvariationen der Stromversorgung können im Vergleich zum Fall
unterdrückt
werden, bei dem das Betriebstiming der Schaltung nicht mit dem Zuführtiming
der elektrischen Energie übereinstimmt.
Auch kann insbesondere ein weiterer großer Vorteil erzielt werden,
wenn das Kartensystem mit der steigenden Flanke des Taktsignals
synchronisiert wird, da die Schaltung nicht nach dem Zeitpunkt der
steigenden Flanke des Signalverlaufs B, zu dem die Zufuhr elektrischer
Energie abgesenkt wird, betrieben wird. Wie bereits erläutert, kann
gemäß dieser
Ausführungsform,
da die Spannungsvariationen der Spannungsversorgung verringert sind,
für Toleranz
hinsichtlich der minimalen Betriebsspannung gesorgt werden, und
es kann auch der nutzbare Abstand vergrößert werden.
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Nun
wird eine sechste Art, die keine Ausführungsform der Erfindung ist,
unter Bezugnahme auf die 14 erläutert. Durch
dieses Beispiel kann ein nachteiliger Einfluss verringert werden,
wie ihn ein Decodierer erfährt,
wenn die Versorgungsspannung variiert. Wie bereits erläutert, erfasst
das Kartensystem ohne Batterie das Signal, und es glättet das
erfasste Signal, um die Versorgungsspannung zu erhalten. Im Ergebnis
variiert die Versorgungsspannung leicht abhängig von den Betriebsbedingungen
der Schaltung. Wenn diese Spannungsspannung an die in der 10 dargestellte
Decodierschaltung übertragen
wird, variieren der Logik-Schwellenwert der Inverterschaltung zum
Ansteuern des TPF sowie der Logik-Schwellenwert der D-Latchschaltung
zum Abtasten des Signals aufgrund der Spannungsschwankung. Da das
Signal durch das TPF verzögert
wird, wird bei der Übertragung
dieser Spannungsschwankung an die Ausgangseinheit des TPF, d.h.
die Eingangseinheit der D-Latchschaltung, eine Verzögerung erzeugt,
was eine fehlerhafte Beurteilung des Datenwerts in der D-Latchschaltung
verursachen kann. Um diese Verzögerung
zu vermeiden, wird, wie es in der 14 dargestellt
ist, die Kapazität
des TPF in zwei Kapazitäten
unterteilt, die dann beide mit dem Masseanschluss und dem Spannungsversorgungsanschluss
verbunden werden. Infolgedessen kann die fehlerhafte Beurteilung
verringert werden, da die in der Versorgungsspannung enthaltenen
Schwankungen gleichzeitig sowohl an den Inverter als auch den TPF-Ausgangsanschluss
und die D-Latchschaltung übertragen
werden.
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Gemäß der Erfindung
können
sowohl das Taktsignal als auch die Daten gleichzeitig gesendet werden, und
sie können
leicht ohne Verwendung einer komplizierten PLL-Schaltung decodiert
werden. Die Effekte der jeweiligen Ausführungsformen können wie
folgt zusammengefasst werden:
- (1). Während die
Bedingung eines Tastverhältnisses
von 50 % erfüllt
ist, mit dem eine fehlerhafte Beurteilung hervorgerufen durch eine
Amplitudenvariation minimiert werden kann, entspricht entweder das
Timing steigender Flanken oder dasjenige fallender Flanken einem
gleichen Intervall, und es kann ein derartiger Code unter Verwendung
einer komplizierten Synchronisierschleife realisiert werden, wodurch
sowohl die Daten als auch das synchron mit diesen erzeugte Taktsignal
entnommen werden können.
- (2). Die jeweiligen Ausführungsformen
zeigen, dass ein Code, der einem Tastverhältnis von 50 % genügen kann,
selbst dann realisiert werden kann, wenn die Timingintervalle nicht
einander gleichgemacht sind.
- (3). Die jeweiligen Ausführungsformen
geben ein Verfahren an, bei dem hinsichtlich der Charakteristik
steigende Flanke/fallende Flanke der Diodengleichrichterschaltung
das Tastverhältnis
absichtlich gegenüber einem
solchen von 50 % verschoben ist, wobei nach der Gleichrichtung das
Tastverhältnis
50 % wird.
- (4). Die Schaltung zum Realisieren des Decodiervorgangs entsprechend
dem vorgeschlagenen Code und auch des Entnahmevorgangs für das Taktsignal
ist nur durch das Tiefpassfilter und die Logikschaltung realisiert.
- (5). Die jeweiligen Ausführungsformen
führen
zu einer Minimierung von in der Versorgungsspannung enthaltenen
Schwankungen, einer sicheren Toleranz hinsichtlich der minimalen
Betriebsspannung sowie einer Vergrößerung des nutzbaren Abstands.
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Es
ist eine Decodierschaltung mit weniger fehlerhaftem Betrieb hinsichtlich
der in der Versorgungsspannung enthaltenen Schwankungen realisiert.
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Um
die Erfindung zu untersuchen, wurde ein Testchip versuchsweise durch
den 0,8-μm-CMOS-Standardprozess
hergestellt. Der versuchsweise hergestellte Chip enthält alle
Schaltungen mit Ausnahme des Speichers und der Gleichrichterdiode.
Das in der Demodulationsschaltung vorhandene RC-Filter wurde ebenfalls
als integrierter Schaltkreis hergestellt.
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Um
die Toleranz hinsichtlich Elementeschwankungen des integrierten
RC-Filters zu bewerten, erfolgte die folgende Klarstellung während die Übertragungsgeschwindigkeit
variiert wurde und das Verhältnis
von t1/t2 des in der 1 dargestellen Signalverlaufs
B auf 4 gehalten wurde. Es wurde nämlich der Decodierer unter besseren
Bedingungen innerhalb eines Bereichs betrieben, der bei 2 V und
30 °C von
60 kbps bis 1,16 Mbps definiert war. Im Ergebnis wurde klargestellt,
dass hinsichtlich Schwankungen des Elementwerts eine ausreichende
Toleranz erzielt werden konnte.
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Um
die Signalbandbreite zu verringern, während das Verhältnis t1/t2
auf 4 gehalten wird, während
die Übertragungsgeschwindigkeit
variiert wird, konnte erkannt werden, dass der Decodierer bei besseren
Bedingungen betrieben wurde, wenn er innerhalb eines Bereichs lag,
der bei 2 V und 30 °C
von 150 kpbs bis 2,9 Mbps reichte. Auch konnte bei Verringerung
der Bandbreite erkannt werden, dass der Decodierer unter stabilen
Bedingungen betrieben wurde.
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Das
Auswertungsergebnis zum gesamten Testchip ist in der Tabelle 1 aufgelistet.
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Bei
einer Schwankung von Vth von +0,1 V und –0,1 V durch Prozessvariationen
konnten innerhalb eines Temperaturbereichs zwischen –10 °C und 90 °C sowie innerhalb
eines Versorgungsspannungsbereichs von 1,8 V bis 7 V die folgenden
Operationen klargestellt werden. Hinsichtlich einer Eingangsspannung von
0,1 Vpp wurde nämlich
der Decodierer mit einer Fehlerrate von unter 10-6 Signalverlauf betrieben. Wenn die
Amplitude des Eingangssignals bis zum Versorgungsspannungspegel
erhöht
wurde, wurde geklärt,
dass der Decodierer des selbst bei –30 °C und einer Versorgungsspannung
von 1,6 V betrieben werden konnte. Der verbrauchte Strom kann von
den Betriebsbedingungen abhängen.
Es wurde geklärt,
dass in einem Zustand mit einem mittleren Strom von 40 μA ein Strom
von 15 μA
bis ungefähr
70 μA verbraucht
wurde.
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Der
Systembetrieb wurde mittels einer Testplatine ausgeführt, auf
der die Diode und ein ROM montiert waren. Der Diodengleichrichterschaltung
wurde eine elektrische Leistung von 1 mW bei 2,45 GHz, was einem Übertragungsabstand
von 1,5 m entspricht, zugeführt.
In diesem Fall verfügt
die Diodengleichrichterschaltung über ein Stromliefervermögen von
ungefähr
100 μA.
In diesem Zustand erfolgte eine Klärung dahingehend, dass die
Testplatine ohne Verwendung irgendeiner externen Spannungsversorgung
betrieben wurde. Die Effekte der Erfindung konnten durch die oben
beschriebenen Versuche bewiesen werden.
