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Diese
Erfindung bezieht sich auf einen Digital/Analog-Wandler zum Umwandeln
eines digitalen Multibit-Eingangssignals in ein analoges Ausgangssignal,
wobei der Wandler ein Feld von im Wesentlichen gleichen Wandlerelementen
auf einem Halbleiterchip und Wandlerelement-Auswahllogik zur Auswahl,
als Antwort auf das digitale Multibit-Eingangssignal, einer Anzahl
von Signalwandlerementen aus dem genannten Feld von Wandlerelementen
zum Anschluss an einen Ausgangsanschluss umfasst, wobei die Auswahllogik
angepasst ist, einen Algorithmus zur dynamischen Element-Paarbildung
zum „Verformen" des Rauschens („noise
shaping"), das durch
die Ungleichheiten der Wandlerelemente verursacht wird, zu höheren Frequenzen
hin durchzuführen.
Ein Digital/Analog-Wandler
dieser Art ist z.B. aus dem Artikel: „Linearity Enhancement of
Multibit Delta Sigma A/D and D/A Converters Using Data Weighted
Averaging" von R.T.
Baird und T.S. Fiez in IEEE Transactions on Circuits and Systems-II:
analog and digital signal processing, Vol. 42, No. 12, S. 753 – 762, Dezember
1995 bekannt.
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In
vielen Fällen,
so wie Video oder hochauflösendes
Audio, wird die Verwendung von Multibit-Analog/Digitai-Wandlern
gegenüber
Einzelbit-Wandlern bevorzugt. Das Niveau des Quantisierungsrauschens
der Multibit-Quantisierer ist von Natur aus kleiner als das der
Einzelbit-Quantisierer (das theoretische Signal/Rausch-Verhältnis des
Systems verbessert sich um näherungsweise
6dB pro Bit). Außerdem
haben Multibit-Wandler auch den Vorteil, weniger empfindlich gegenüber Abtasttakt-Jitter
und Intersymbolstörung
zu sein.
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Aber
die Verbesserung des Dynamikbereichs von Multibit-Wandlern kommt
nur auf Kosten von schweren Linearitätsproblemen. Wenn die Werte der
Wandlerelemente nicht exakt gleich sind, sind die Quantisierungsniveaus
nicht exakt äquidistant,
der Wandler ist nicht linear und es wird schwere harmonische Verzerrung
im Ausgangssignal erzeugt.
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Es
ist in der Technik gut bekannt, z.B. aus den US-Patententen 3.982.172
und 4.703.310 von R.J. van de Plassche, die Linearität von Multibit-Wandlern
durch Techniken der dynamischen Element-Paarbildung zu verbessern.
Dieses Techniken sind nicht auf analoge Genauigkeiten angewiesen und
werden deshalb oft in modernen IC-Prozessen bevorzugt. Obwohl natürlich zum
Umwandeln eines bestimmten Wertes eines digitalen Eingangssignals die
entsprechende Anzahl von Wandlerelementen gewählt wird, versucht die Technik
der dynamischen Element-Paarbildung zu verhindern, dass für jede Umwandlung
dieselben Wandlerelemente ausgewählt
werden. Deshalb dekorreliert die dynamische Element-Paarbildung
die Unpaarigkeitsfehler der Wandlerelemente von dem Eingangssignal
und reduziert dabei nichtlineare Verzerrungen, d.h. die Erzeugung
höherer
Oberwellen in dem analogen Ausgangssignal. Einige spezielle Arten
der dynamischen Element-Paarbildung
dekorrelieren nicht nur die Unpaarigkeitsfehler von dem Eingangssignal,
sondern „Verformen" das Rauschen, das
durch die Ungleichheiten der Wandlerelemente verursacht wird, aus dem
interessierenden Frequenzband heraus. Ein einfaches und bevorzugtes
Verfahren der dynamischen Element-Paarbildung, zu dieser letzteren
Kategorie gehörend,
ist der Algorithmus zur Berechnung Daten-gewichteter Mittelwerte
(DWA), der in dem oben erwähnten
Artikel beschrieben ist. In diesem Algorithmus werden für jede Umwandlung
die nächsten
K Elemente der Einheit verwendet, wobei K die Anzahl der auszuwählenden
Elemente ist. Auf diese Weise wird eine zyklische Zuordnung der
Elemente erreicht, so dass der durch Unpaarigkeit verursachte Fehler
viel schneller gemittelt wird und so der Unpaarigkeitsfehler durch „Verformen" erster Ordnung ein
Hochfrequenzfehler wird.
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Obwohl
das oben beschriebene bekannte Verfahren der dynamischen Element-Paarbildung das
Rauschen zu höheren
Frequenzen „verformt" und dabei das Signal/Rausch-Verhältnis des
Analog/Digital-Wandlers erhöht,
erkennt die vorliegende Erfindung an, dass noch besseres Rausch-„Verformen" und folglich ein
verbessertes Signal/Rausch-Verhältnis
erreicht werden können,
und deshalb ist der Analog/Digital-Wandler der vorliegenden Erfindung
dadurch charakterisiert, dass die Auswahl des Algorithmus zur dynamischen
Element-Paarbildung an die Position der Wandlerelemente in dem genannten
Feld angepasst ist, um so das „Verformen" des Rauschens, das
durch die systematischen Ungleichheiten der Wandlerelemente verursacht
wird, zu höheren
Frequenzen hin zu verbessern.
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Die
vorliegende Erfindung ist auf der an sich bekannten Feststellung
basiert, dass in IC-Implementierung die Fehler der Wandlerelemente
fast immer einen zufälligen
Teil und einen systematischen Teil haben. Die systematischen Fehler
werden durch das Auftreten von allen Arten von Gradienten und Variationen
während
des Herstellungsprozesses der integrierten Schaltung verursacht,
so wie Temperaturgradienten, Dotierungs konzentrationsgradienten, Oxiddickengradienten
und Fehljustierung von Masken. Die Erfindung erkennt an, dass der
Verlauf der systematischen Fehler der Wandlerelemente vorhersagbar
ist, dass eine bessere „Verformung" von individuellen
Fehlern erreicht wird, wenn ein positiver Fehler (in Hinsicht auf
den Mittelwert der Elemente) schnell durch einen negativen Fehler
von vergleichbarer Größe kompensiert
wird, und dass folglich der Algorithmus zur dynamischen Paarbildung
angepasst werden kann, um so das „Verformen" des Unpaarigkeits-Rauschen, das durch
die systematischen Fehler verursacht wird, zu höheren Frequenzen hin zu optimieren.
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In
den meisten Fällen
sind die Wandlerelemente auf dem Halbleiterchip in einer Reihe angeordnet.
In diesen Fällen
wird oft ein linearer Gradient in den Werten der individuellen Elementen
beobachtet. Deshalb kann der Analog/Digital-Wandler der Erfindung
in diesen Fällen,
wo zumindest ein Teil der Wandlerelemente in einem linearen Feld
angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet werden, dass die Auswahllogik
ausgebildet ist, mindestens die Mehrheit der Wandlerelemente in
dem linearen Feld in Paaren von zwei Wandlerelementen, die in verschiedenen Hälften des
linearen Feldes liegen, auszuwählen. Spezieller,
ein solcher Digital/Analog-Wandler kann dadurch gekennzeichnet werden,
dass die zwei Wandlerelemente von jedem der genannten Paare im Wesentlichen
symmetrisch in Bezug auf das Zentrum des linearen Feldes liegen.
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Abgesehen
von dem Auswählen
der Wandlerelemente in Paaren von zwei Elementen, die auf beiden
Seiten des Zentrums des linearen Feldes liegen, und spezieller symmetrisch
in Bezug auf das Zentrum des Feldes liegen, kann im Fall von niedrigeren Überabtastraten
durch richtiges Auswählen der
Folge, in der die Paare ausgewählt
werden, ähnlich
eine weitere Verbesserung erzielt werden und deshalb kann der Digital/Analog-Wandler der Erfindung
außerdem
dadurch gekennzeichnet werden, dass die genannten Paare von Wandlerelementen nacheinander
so ausgewählt
werden, dass in jeder Hälfte
des linearen Feldes jedes zweite Element in einer Richtung ausgewählt wird
und danach jedes zweite Element der Elemente, die dazwischen liegen, in
der entgegengesetzten Richtung ausgewählt wird. Ein Digital/Analog-Wandler
mit einem leicht unterschiedlichem Auswahlalgorithmus kann dadurch
gekennzeichnet werden, dass das zweite Element eines Paares und
das Element, das zwischen dem ersten Element des genannten Paares
und dem ersten Element des nächsten
Paares liegt, symmetrisch in Bezug auf das Zentrum des Feldes liegen.
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Die
Erfindung wird weiter mit Bezug auf die anhängende Zeichnung erklärt. Es zeigen:
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1 ein
vereinfachtes schematisches Diagramm eines Digital/Analog-Wandler, in dem die
Erfindung verwendet werden kann;
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2 ein
in der Technik bekanntes Wandlerelement-Auswahlschema;
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3 ein
Wandlerelement-Auswahlschema eines erfindungsgemäßen Digital/Analog-Wandlers;
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4 Kurven,
die mögliche
Verläufe
der Werte der Wandlerelemente darstellen; und
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5 ein
alternatives Wandlerelement-Auswahlschema eines erfindungsgemäßen Digital/Analog-Wandlers.
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Der
Digital/Analog-Wandler von 1 umfasst
eine Wandlerelement-Auswahllogik 1,
durch von einem digitalen Multibit-Eingangssignal Si angesteuert
wird. Das Eingangssignal Si hat N Bits. Die Auswahllogik 1 ist über eine
Vielzahl von M Leitungen an ein Feld 2 von M auswählbaren
Wandlerelementen angeschlossen, wobei jedes der M Wandlerelemente
von einer der M Leitungen angesteuert wird. Die Wandlerelemente
sind vorzugsweise als Stromquellen aufgebaut, aber es ist auch möglich, Spannungsquellen
oder Kondensatoren als Wandlerelemente zu verwenden.
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Die
maximale Anzahl individuell auswählbarer
Wandlerelemente ist gleich 2N – 1 und
die primäre Funktion
der Auswahllogik ist es, den von den Bits des Eingangssignals repräsentierten
Wert in eine entsprechende Anzahl von ausgewählten Leitungen und von ausgewählten Wandlerelementen
umzuwandeln. Deshalb macht die Auswahllogik 1, wenn der durch
das Eingangssignal repräsentierte
Wert K ist, K von ihren M Ausgangsleitungen High, so dass K Stromquellen
des Feldes 2 ausgewählt
werden. Der aufsummierte Strom dieser ausgewählten Stromquellen wird in
einen Ausgangsanschluss 3 gespeist. In der Ausführungsform
von 1 wird dieser analoge Ausgangsstrom in einen Operationsverstärker gespeist,
der über
einen Widerstand rückgekoppelt
ist. Diese Anordnung wandelt den analogen Ausgangsstrom in eine
analoge Ausgangsspannung um. Es sei bemerkt, dass die Ströme der nicht
ausgewählten Quellen
des Feldes 2 in irgendeine gut bekannten Ausgabe ausgegeben
werden. Die Alternative, nämlich
das Ein- und Ausschalten der Quellen, wird nicht bevorzugt, weil
das Abschalten einer Stromquelle wesentlich mehr Verzögerung,
mit weniger steilen Flanken ergibt als das Umleiten des Stroms der
Quelle.
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Nach
dem Stand der Technik ist das einfachste Verfahren, die Stromquellen
durch die Auswahllogik auszuwählen,
nur die erste Stromquelle auszuwählen,
wenn das Eingangssignal K = 1, die ersten beiden Quellen, wenn K
= 2, die ersten drei Stromquellen, wenn K = 3, und so weiter. Dieser
sogenannte Thermometer-Code leidet unter hoher nicht linearer Verzerrung
und hohem In-Band-Rauschen, wenn die Werte der Stromquellen nicht
exakt gleich sind.
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Um
diese Probleme zu lösen,
kann die Auswahllogik einen Algorithmus zur dynamischen Element-Paarbildung
mit dem Ziel, nichtlineare Verzerrung des Signals zu verringern
und das Rauschen, das durch die Unpaarigkeit der Stromquellen verursacht
wird, zu hohen Frequenzen hin aus dem interessierenden Frequenzband
heraus zu „verformen", ausführen. Ein
einfacher, effizienter und gut bekannter Algorithmus zur dynamischen
Element-Paarbildung, der Berechnung daten-gewichteter Mittelwerte (DWA)
genannt wird, ist in dem Auswahlschema von 2 für eine spezielle
Eingangssignalsequenz 3, 4, 10, 5, 8, 9, 2, 7, 7 dargestellt. Die
ausgewählten Stromquellen
sind gerastert gezeigt und nicht ausgewählten Stromquellen sind leer
gezeigt. Wie gezeigt, entspricht die Anzahl der ausgewählten Wandlerelemente
der Größe des umzuwandelnden
Eingangssignals. Aber anstatt jede Umwandlung wieder mit der ersten
Stromquelle zu starten, wird jetzt jede Umwandlung mit der Stromquelle
neben der während der
letzten Umwandlung zuletzt ausgewählten Quelle gestartet. Wenn
während
einer Umwandlung die letzte der Stromquellen ausgewählt wird,
macht die Umwandlung in einer zyklisch umstellenden Art mit der ersten
weiter. In der Figur sind insgesamt 26 Wandlerelemente gezeigt,
aber in der Praxis kann jede andere Anzahl von Wandlerelementen
verwendet werden. Die obere Reihe in 2 bezeichnet
die Nummern der individuellen Stromquellen.
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Ein
verbesserter Auswahlalgorithmus ist in 3 gezeigt.
In dieser Figur wird angenommen, dass die Stromquellen sich in einem
linearen Feld auf einem Halbleiterchip befinden. Die Ungleichheiten der
Stromquellen sind teilweise individueller Natur, d.h. die Werte
der Stromquellen können
von Chip zu Chip variieren, und teilweise systematischer Natur, d.h.
die Fehler in dem Feld der Stromquellen sind dieselben für alle Chips
und sind deshalb bekannt und vorhersagbar. Die systematischen Fehler
stammen normalerweise von Produktionsgradienten so wie Temperatur-,
Dotierungskonzentrations- und Oxiddickengradienten.
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In
dem Auswahlalgorithmus von 3 wird angenommen,
dass der Verlauf der systematischen Fehler entlang dem Feld der
Stromquellen im Wesentlichen linear ist (siehe 4 Kurve
a). Wie in 2 sind die ausgewählten Stromquellen
gerastert gezeigt und die nicht ausgewählten Stromquellen leer gezeigt.
Es wurde auch dieselbe Sequenz von Eingangssignalwerten wie in 2 genommen.
Für die
erste Umwandlung, um den digitalen Eingangswert 3 in analoges Format
zu wandeln, sind die drei Stromquellen 1, 26 und 2 ausgewählt, d.h.
die Quelle mit dem größten positiven
systematischen Fehler in Hinsicht auf den Mittelwert, die Quelle
mit dem größten negativen
systematischen Fehler und die Quelle mit dem zweitgrößten positiven
systematischen Fehler. Für
die zweite Umwandlung, um den digitalen Wert 4 in analoges Format
zu wandeln, sind die vier Stromquellen 25, 3, 24 und 4 ausgewählt, d.h.
die Quelle mit dem zweitgrößten negativen
systematischen Fehler, die Quellen mit den drittgrößten positiven
und negativen Fehlern und die Quelle mit dem viertgrößten positiven
systematischen Fehler. Für
die dritte Umwandlung, die den digitalen Signalwert 10 umwandelt,
sind die Stromquellen 23, 5, 22, 6, 21, 7, 20, 8, 19 und 9 ausgewählt und
so weiter. Deshalb kann gesehen werden, dass die Stromquellen in
Elementpaaren 1-26, 2-25, 3-24 usw. ausgewählt sind, d.h. der Stromquelle
mit dem größten positiven
systematischen Fehler folgt direkt die Quelle mit dem größten negativen
systematischen Fehler und jeder Quelle mit einem kleineren positiven
systematischen Fehler folgt direkt eine Quelle mit einem im Wesentlichen
gleichen negativen systematischen Fehler. Mit anderen Worten: ein
positiver systematischer Fehler wird durch einen im Wesentlichen
gleichen negativen systematischen Fehler kompensiert, entweder unmittelbar,
wenn beide Quellen für
dieselbe Umwandlung ausgesucht sind, oder fast unmittelbar während der nächsten Auswahl.
Folglich werden die systematischen Fehler sehr effektiv in höhere Frequenzbänder „verformt". Berechnungen zeigen,
dass mit diesem Algorithmus Signal/Rausch-Verbesserungen von mehr
als 10 dB in Bezug auf den Algorithmus von 2 erreicht
werden können.
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Es
mag bemerkt werden, dass der mit Bezug auf 3 beschriebene
Auswahlalgorithmus passend ist, um das Rauschen von systematischen
Fehlern mit irgendeinem linearen Verlauf entlang des Feldes der
Wandlerelemente zu „verformen". Beispielsweise
höhere
wie auch niedrigere Niveaus systematischer Fehler und systematischer
Fehler, die von positiven zu negativen Werten variieren, wie auch
Fehler, die von negativen zu positiven Werten variieren, werden
alle mit demselben Algorithmus „verformt". Deshalb ist es oft nicht notwendig,
genau die Größe und den
Verlauf der systematischen Fehler zu wissen. Wenn es erwartet werden
kann, dass der Verlauf der systematischen Fehler im Wesent lichen
linear ist, kann der mit Bezug auf 3 beschriebene
Algorithmus vorteilhaft erscheinen.
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Es
sei außerdem
bemerkt, dass die Reihenfolge der Paare der ausgewählten Elemente
nicht von Interesse ist. Wichtig ist, dass die Auswahl eines Elements
mit einem bestimmten systematischen Fehler, in Hinsicht auf den
Mittelwert, so schnell wie möglich
von der Auswahl eines Elements mit einem im Wesentlichen gleichen,
aber entgegengesetzten, wieder in Hinsicht auf den Mittelwert, systematischen Wert
gefolgt wird. Wenn die Anzahl der Wandlerelemente ungerade ist,
kann man diesem leicht Rechnung tragen, indem die Elementpaare,
deren Werte am nächsten
zum Mittelwert sind, durch das einzelne Element, dessen Wert am
nächsten
zum Mittelwert ist, ersetzt.
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Erfindungsgemäß wird ein
unterschiedlicher Algorithmus gewählt, wenn der Verlauf der systematischen
Fehler im Wesentlichen von dem linearen Verlauf abweicht. Wenn beispielsweise
der Verlauf der systematischen Fehler symmetrisch ist, wie in 4 Kurve
b dargestellt, dann kann z.B. die Auswahl der Elemente wie folgt
sein:
1-13, 26-14, 2-12, 25-13, 3-11, 24-16, 4-10, 23-17, 5-9,
22-18, 6-8, 21-19, 7, 20. Dieser Algorithmus würde auch gewählt werden,
wenn der Verlauf der systematischen Fehler aus zwei linearen Teilen
bestehen würde,
wobei der eine in einer Hälfte
des Feldes absteigt und der andere in der anderen Hälfte des
Feldes ansteigt.
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Wenn
der Verlauf der systematischen Fehler asymmetrisch ist, so wie in 4 Kurve
c dargestellt, könnte
die Auswahl der Wandlerelemente wie folgt sein:
26-7, 25-6,
24-8, 23-5, 22-9, 21-4, 20-10, 19-3, 18-11, 17-2, 16-12, 15-1, 14-13.
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In
der oben gegebenen Beschreibung mit Bezug auf 3 und 4 wurde
gezeigt, dass eine erhebliche Verbesserung des „Verformens" der systematischen
Fehler durch Auswahl der Elemente in Paaren, deren zwei ausmachende
Elemente die systematischen Fehler des jeweils anderen völlig oder wesentlich
kompensieren, erreicht werden kann. Besonders im Fall von niedrigeren Überabtastverhältnissen
kann eine weitere Verbesserung des Rausch-„Verformens" ähnlich durch richtiges Auswählen der
Reihenfolge, in der die jeweiligen Paare von Wandlermitteln ausgewählt werden,
erreicht werden. Dies wird mit Bezug auf 5 erklärt.
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Darin
wird angenommen, dass es wieder 26 Wandlerelemente in einem linearen
Feld gibt, die von 1 bis 26 nummeriert sind und deren systematischen Fehler
linear von –2,5
bis +2,5 verlaufen, was bedeutet, dass der systematische Fehler
von einem Ele ment zum nächsten
um 0,2 zunimmt. Die Nummern der Wandlerelemente mit ihren systematischen
Fehlern sind vertikal in Spalte A von 5 dargestellt.
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Wenn
die Elemente in Paaren ausgewählt werden,
wie mit Bezug auf 3 beschrieben ist, ist die Sequenz
der Auswahl der Elemente mit ihren jeweiligen systematischen Fehlern
wie in Spalte I von 5. Aus dieser Spalte I ist zu
sehen, dass die Größe der systematischen
Fehler allmählich
von ±2,5
bis ±0,1
abnimmt, dann auf ±2,5
springt, dann wieder allmählich
abnimmt und so weiter. Deshalb erscheinen große Diskontinuitäten in der
Sequenz und eine Fourier-Analyse der Wellenform zeigt, dass diese
Diskontinuitäten
in einigen Fällen
eine große
niederfrequente Rest-Rauschkomponente in dem analogen Ausgangssignal
verursachen können.
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Eine
Wellenform mit einem niedrigeren niederfrequenten Restfehler wird
erreicht, wenn die 26 Wandlerelemente (mit ihren jeweiligen systematischen
Fehlern) entsprechend der Sequenz, die in Spalte II von 5 dargestellt
ist, ausgewählt
werden. Wenn diese Sequenz II wiederholt wird, existieren die großen Diskontinuitäten in den
systematischen Fehlern der Sequenz I nicht mehr. Es sei bemerkt,
dass die Sequenz II Paare 1-26; 3-24; 5-22; ... 4-23; 2-25 umfasst, deren
Elemente symmetrisch in Hinsicht auf das Zentrum des Feldes liegen,
wie es auch der Fall mit der Sequenz I war. Aber in der Sequenz
II werden die ungeraden Elemente der ersten Hälfte des Feldes (1 ... 13)
aufwärts
von 1 bis 13 ausgewählt
und die geraden Nummern werden abwärts von 12 bis 2 ausgewählt. Genauso
werden aus den Elementen (14 ... 26) der zweiten Hälfte des
Feldes die geraden Nummern abwärts
von 26 bis 14 ausgewählt
und die ungeraden Elemente werden aufwärts von 1 bis 25 ausgewählt.
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Eine
andere Auswahlsequenz ist in Spalte III von 5 dargestellt.
In dieser Sequenz werden die Elemente der ersten Hälfte des
Feldes (1 ... 13) so ausgewählt,
dass die ungeraden Nummern aufwärts von
1 bis 13 ausgewählt
werden und die geraden Nummern abwärts von 12 bis 2, und von den
Elementen der zweiten Hälfte
des Feldes (14 ... 26) werden die geraden Nummern nun aufwärts von
14 bis 26 und die ungeraden Nummern abwärts von 25 bis 15 ausgewählt. In
dieser Sequenz liegen die Elemente eines Paares nicht symmetrisch
in Hinsicht auf das Zentrum des Feldes, aber das zweite Element
eines Paares liegt symmetrisch zu dem Element, das zwischen dem
ersten Element des genannten Paares und dem ersten Element des nächsten Paares
in dem Feld liegt.
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Die
mit einem Feld von 26 Elementen erklärte Erfindung kann genauso
mit einer kleineren oder größeren Anzahl
von Elementen verwendet werden. Natürlich kann in der Praxis die
Auswahl von einigen der Elemente geändert werden, ohne von dem
Rahmen der Erfindung abzuweichen, besonders von den Elementen, deren
systematischer Fehler in Bezug auf den Mittelwert der Wandlerelemente
klein ist. Die Erfindung kann auch mit einer ungeraden Zahl von Wandlerelementen
praktisiert werden, in dem Fall ist es natürlich nicht möglich, alle
Elemente in Paaren anzuordnen.
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Die
Erfindung, die hiervor mit der einfachsten Form von Digital/Analog-Wandler beschrieben
ist, kann in allen Arten von Multibit-D/A-Wandlern, so wie A/D-Wandlern mit doppelten
Sätzen
von Wandlerelementen und überschüssigen Wandlerelementen,
wie sie in der Europäischen
Patentanmeldung Nr. 99203538.6 (PHN 017689) der Anmelderin beschrieben
sind, verwendet werden.