DE112012000519T5 - Zeitkontinuierlicher überabgetasteter Wandler mit passivem Filter - Google Patents

Abstract

Ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten differenziellen Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal, einen Quantisierer und einen Tiefpassfilter. Die erste Integratorstufe umfasst einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Eingangswiderstand, und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren. Das differenzielle analoge Eingangssignal wird durch einen ersten und einen zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen. Der erste und der dritte Eingangswiderstand sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite und der vierte Eingangswiderstand sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der erste und der zweite Eingangswiderstand sind mit dem dritten und dem vierten Eingangswiderstande entsprechend verschaltet.

Description

• Bezugnahme auf verwandte Anmeldungen
• Diese Anmeldung beansprucht den Vorteil der am 21. Januar 2011 eingereichten vorläufigen U.S.-amerikanischen Anmeldung 61/435,012, die vollumfänglich durch Bezugnahme aufgenommen ist.
• Die vorliegende Offenbarung betrifft Elektronik im Allgemeinen und überabgetastete zeitkontinuierliche Wandler im Speziellen.
• Zeitkontinuierliche Analog-Digital-Wandler (CT ADCs – continuous-time analog-to-digital converters) unterscheiden sich von ihren zeitdiskreten Gegenstücken (DT ADCs – discrete-time analog-to-digital converters) dadurch, dass keine Abtastung in ihren Eingangsschaltkreisen verwendet wird. Vielmehr wird bei zeitkontinuierlichen ADCs als Teil der letztendlichen Digitalisierung eine Art von Filterung oder analoger Verarbeitung vor dem Abtasten (oder Speichern) der Eingangswellenform verwendet. Dieser zeitkontinuierliche Ansatz hat einige Vorteile gegenüber der Verwendung eines zeitdiskreten Wandlers. Zum Beispiel sind eine verringerte Empfindlichkeit gegenüber eingekoppeltem Rauschen und die Möglichkeiten zur Anwendung im Niedrigenergiebereich zwei Vorteile der Anwendung von zeitkontinuierlichen Analog-Digital-Wandlern. Ein weiterer Vorteil eines zeitkontinuierlichen Analog-Digital-Wandlers ist das Entfallen der Notwendigkeit eines Anti-Aliasing-Filter. Trotz seiner Vorteile hat der zeitkontinuierliche Wandler den Nachteil einer erhöhten Empfindlichkeit gegenüber zeitlichen Ungenauigkeiten in Form von Jitter. Als Folge davon verlangt eine zeitkontinuierliche Ausführung nach einer erhöhten Leistungsfähigkeit der Taktungs-Schaltung.
• Aufgrund des fortschreitenden und signifikanten Wachstums im Bereich der tragbaren Elektronik ist ein niedriger Verbrauch ein großes, wenn nicht sogar ein vorherrschendes Anliegen bei zahlreicher Unterhaltungselektronik, um auf diese Weise die Batterielebensdauer zu erhöhen und um dabei die Anwendungszeit (z. B. Sprech- oder Widergabezeit) zu erhöhen. Da die durchsatzreichen Verbrauchermärkte ein steigendes Integrationsniveau auf einem Einzelchip vorantreiben, haben des Weiteren die Möglichkeiten zur Rauschkopplung (noise coupling) zwischen unterschiedlichen Blöcken die Nachfrage nach besserer Rauschunempfindlichkeit von kritischen Mischsignalschaltkreisen erhöht. Beide dieser durch den Markt gesteuerten Nachfragen haben die Beliebtheit von zeitkontinuierlichen Analog-Digital-Wandlern erhöht.
• Zusammenfassung
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler. Der Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten differenziellen Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal. Die erste Integratorstufe hat einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand, einen dritten Eingangswiderstand, einen vierten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren. Das differenzielle analoge Eingangssignal wird an einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen. Der erste und dritte Eingangswiderstand sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite und vierte Eingangswiderstand sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der erste Eingangswiderstand ist an einem dritten Knoten an den dritten Eingangswiderstand geschaltet und der zweite Eingangswiderstand ist an einem vierten Knoten an den vierten Eingangswiderstand geschaltet. Der Wandler umfasst einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen. Der Wandler umfasst einen Tiefpassfilter, um hohe Frequenzanteile des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu reduzieren. Der Tiefpassfilter hat eine Grenzfrequenz, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an dem ersten und dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers zu reduzieren. Der Tiefpassfilter umfasst einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vierten Eingangswiderstand und einen zwischen den dritten und den vierten Knoten geschalteten Filterkondensator.
• Ausführungsformen der Vorrichtung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Der Filterkondensator liefert einen Pfad mit niedriger Impedanz für hohe Frequenzanteile des differenziellen Eingangssignals.
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem anderen Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler. Der Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten differenziellen Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal. Die erste Integratorstufe hat einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren. Das differenzielle analoge Eingangssignal wird an einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen. Der erste Eingangswiderstand ist zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite Eingangswiderstand ist zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der Wandler umfasst einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen. Der Wandler umfasst einen Hochpassfilter, um Gleichstromanteile (DC-Anteile) des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu entfernen. Der Hochpassfilter umfasst den ersten und den zweiten Eingangswiderstand, einen zwischen dem ersten Eingangswiderstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschalteten ersten Filterkondensator und einen zwischen dem zweiten Eingangswiderstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschalteten zweiten Filterkondensator.
• Ausführungsformen der Vorrichtung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. Der erste und der zweite Kondensator verhindern eine Weiterleitung von niedrigen Frequenzanteilen des ersten und des zweiten Eingangssignals in den differenziellen Verstärker.
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem weiteren Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler. Der Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal. Die erste Integratorstufe hat einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand, einen dritten Eingangswiderstand, einen vierten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren. Das differenzielle analoge Eingangssignal wird an einem ersten Eingangsknoten und an einem zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen. Der erste und der dritte Eingangswiderstand sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite und der vierte Eingangswiderstand sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers in Reihe geschaltet. Der erste Eingangswiderstand ist an einem dritten Knoten an den dritten Eingangswiderstand geschaltet, und der zweite Eingangswiderstand ist an einem vierten Knoten an den vierten Eingangswiderstand geschaltet. Der Wandler umfasst einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen. Der Wandler umfasst einen Bandpassfilter, um außerhalb eines Durchlassbandes liegende Frequenzanteile des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu reduzieren. Der Bandpassfilter weist eine obere Grenzfrequenz auf, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an dem ersten und dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers zu reduzieren. Der Bandpassfilter umfasst den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Eingangswiderstand, einen zwischen den dritten und den vierten Knoten geschalteten ersten Filterkondensator, einen zwischen dem dritten Eingangswiderstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschalteten zweiten Filterkondensator und einen zwischen dem vierten Eingangswiderstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschalteten dritten Filterkondensator.
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem weiteren Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung. Der Wandler umfasst einen Eingangsanschluss zum Empfangen eines analogen Eingangssignals; eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal; eine zweite Integratorstufe zum Integrieren eines zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenen dritten Signals; eine dritte Integratorstufe zum Integrieren einer Summe eines von einem Vorwärtskopplungssignal gewonnenen vierten Signals und eines von zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der zweiten Integratorstufe gewonnenen fünften Signals, wobei die dritte Integratorstufe einen Verstärker umfasst; und einen Vorwärtskopplungspfad, um einen Signalpfad für das Vorwärtskopplungssignal von dem Eingangsanschluss zu der dritten Integratorstufe bereitzustellen. Der Vorwärtskopplungspfad umfasst einen Filter zum Reduzieren von hohen Frequenzanteilen des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals, wobei der Filter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Verstärkers der dritten Integratorstufe zu reduzieren. Der Wandler umfasst einen Quantisierer zum Quantisieren eines zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der dritten Integratorstufe gewonnenen sechsten Signals, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen.
• Ausführungsformen der Vorrichtung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. In einigen Ausführungsformen umfasst der Filter einen Tiefpassfilter. Der Eingangsanschluss umfasst einen differenziellen Eingangsanschluss mit einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten, und der Verstärker der dritten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker. Der Tiefpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand und einen Filterkondensator. Der erste und dritte Widerstand sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite und der vierte Widerstand sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet. Der erste Widerstand ist an einem dritten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet, der zweite Widerstand ist an einem vierten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet, und der Filterkondensator ist zwischen die dritten und vierten Knoten geschaltet.
• In einigen Ausführungsformen umfasst der Filter einen Bandpassfilter. Der Bandpassfilter reduziert niedrige Frequenzanteile des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals. Der Bandpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand, einen ersten Filterkondensator, einen zweiten Filterkondensator und einen dritten Filterkondensator. Der erste und der dritte Widerstand sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet. Der zweite und der vierte Widerstand sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet. Der erste Widerstand ist an einem dritten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet, und der zweite Widerstand ist an einem vierten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet. Der erste Filterkondensator ist zwischen den dritten und den vierten Knoten geschaltet, der zweite Filterkondensator ist zwischen dem dritten Widerstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschaltet und der dritte Filterkondensator ist zwischen dem vierten Widerstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet.
• In einigen Ausführungsformen umfasst der Filter einen Hochpassfilter zur Reduzierung niedriger Frequenzanteile des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals. Der Hochpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen ersten Filterkondensator und einen zweiten Filterkondensator. Der erste Widerstand und der erste Filterkondensator sind zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet und der zweite Widerstand und der zweite Filterkondensator sind zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet. Der Verstärker in der dritten Integratorstufe umfasst einen Transimpedanz-Verstärker, der einen Eingangsstrom empfängt und eine Ausgabespannung bereitstellt.
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem weiteren Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung.
• Der Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal; eine zweite Integratorstufe zum Integrieren einer Summe eines von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenen dritten Signals und eines von einem Rückkopplungssignal gewonnenen vierten Signals, wobei die zweite Integratorstufe einen Verstärker umfasst; eine dritte Integratorstufe zum Integrieren eines von einem Ausgangssignal der zweiten Integratorstufe gewonnenen fünften Signals; und einen Rückkopplungspfad, um einen Signalpfad für das Rückkopplungssignal von einem Ausgang der dritten Integratorstufe zu einem Eingang der zweiten Integratorstufe bereitzustellen. Der Rückkopplungspfad umfasst einen Filter zum Reduzieren ausgewählter Frequenzanteile des an die zweite Integratorstufe gelieferten Rückkopplungssignals, wobei der Filter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe zu reduzieren. Der Wandler umfasst einen Quantisierer zum Quantisieren eines zumindest teilweise von dem Ausgangssignal der dritten Integratorstufe abgeleiteten sechsten Signals, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen.
• Ausführungsformen der Vorrichtung können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen. In einigen Ausführungsformen umfasst der Filter einen Tiefpassfilter. Das Eingangssignal umfasst ein differenzielles Eingangssignal, der Verstärker der zweiten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker, und der Verstärker der dritten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker. Der Tiefpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand und einen Filterkondensator. Der erste und dritte Widerstand sind zwischen einem ersten Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem ersten Ausgang des Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet. Der zweite und vierte Widerstand sind zwischen einem zweiten Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem zweiten Ausgang des Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet. Der erste Widerstand ist an einem ersten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet, der zweite Widerstand ist an einem zweiten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet, und der Filterkondensator ist zwischen den ersten und den zweiten Knoten geschaltet. Der Filter umfasst einen Bandpassfilter, der niedrige Frequenzanteile des an die zweite Integratorstufe gelieferten Rückkopplungssignals reduziert. Das Eingangssignal umfasst ein differenzielles Eingangssignal, der Verstärker der zweiten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker, und der Verstärker der dritten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker. Der Bandpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand, einen ersten Filterkondensator, einen zweiten Filterkondensator und einen dritten Filterkondensator. Der erste und der dritte Widerstand sind zwischen einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem ersten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet. Der zweite und der vierte Widerstand sind zwischen einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem zweiten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet. Der erste Widerstand ist an einem ersten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet, und der zweite Widerstand an einem zweiten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet. Der erste Filterkondensator ist zwischen den ersten und den zweiten Knoten geschaltet, der zweite Filterkondensator ist zwischen dem dritten Widerstand und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet, und der dritte Filterkondensator ist zwischen dem vierten Widerstand und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet.
• In einigen Ausführungsformen umfasst der Filter einen Hochpassfilter. Das Eingangssignal umfasst ein differenzielles Eingangssignal, der Verstärker der zweiten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker, und der Verstärker der dritten Integratorstufe umfasst einen differenziellen Verstärker. Der Hochpassfilter umfasst einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen ersten Filterkondensator und einen zweiten Filterkondensator. Der erste Widerstand und der erste Filterkondensator sind zwischen einem ersten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet. Der zweite Widerstand und der zweite Filterkondensator sind zwischen einem zweiten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet.
• Generell umfasst eine Vorrichtung gemäß einem weiteren Aspekt einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler. Der Wandler umfasst eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von dem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal, wobei die erste Integratorstufe einen Verstärker umfasst; einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangsignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen; und ein Widerstands-Digital-Analog-Wandler, um das quantisierte Ausgangssignal in das zweite Signal zu wandeln. Der Widerstands-Digital-Analog-Wandler umfasst Schalter und Widerstände. Zumindest ein Kondensator bildet in Verbindung mit den Widerständen einen Tiefpassfilter, um hohe Frequenzanteile des zweiten Signals zu reduzieren. Der Tiefpassfilter weist eine Grenzfrequenz auf, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Operationsverstärkers der ersten Integratorstufe zu reduzieren.
• Kurzbeschreibung der Zeichnungen
• 1 ist eine Darstellung eines beispielhaften zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers dritter Ordnung.
• 2 ist ein Graph von Signalübertragungsfunktionen verschiedener Wandler.
• 3–6 sind Darstellungen beispielhafter zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung.
• 7 ist ein Blockschaltbild eines beispielhaften zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers.
• 8 ist eine Darstellung eines linearen Modells für den zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler aus 7.
• 9 ist ein Graph eines beispielhaften Ausgangsspektrums des zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers aus 7.
• 10A–10C sind Darstellungen beispielhafter Integratorstufen.
• 11 ist eine Darstellung eines beispielhaften Strompuffers.
• 12 ist eine Darstellung einer beispielhaften Gm-Stufe.
• 13 ist eine Darstellung eines beispielhaften zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers dritter Ordnung.
• 14 ist ein Graph von Signalübertragungsfunktionen verschiedener Wandler.
• 15 ist eine Darstellung, die die Auswirkungen von Spannungsänderungen an einer summierenden Kreuzung einer Integratorstufe zeigt.
• 16 zeigt ein beispielhaftes Spektrum von Eingangssignalen an einem Analog-Digital-Wandler.
• 17A–17B sind Darstellungen beispielhafter Ausführungsformen eines Widerstands-DAC mit Tiefpasseigenschaften.
• Ausführliche Beschreibung
• Mit Bezugnahme auf 1, umfasst ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler (ADC analog-to-digital converter) 100 dritter Ordnung in einigen Ausführungsformen drei Integratorstufen 102, 104 und 106, einen Quantisierer 108, einen äußeren Rückkopplungs-Digital-Analog-Wandler (DAC – digital-to-analog converter) 110 (DAC2) und einen inneren Rückkopplungs-DAC 112 (DAC1). Die erste Integratorstufe 102 umfasst einen Spannungsverstärker (A₁) 118, Eingangswiderstände 114a, 114b, 116a, 116b, und integrierende Kondensatoren (C1) 120a, 120b. Die erste Integratorstufe 102 empfängt ein differenzielles Eingangssignal U(t) 134 über einen durch die Eingangswiderstände 114a, 114b, 116a, 116b und einen Kondensator 122 gebildeten Tiefpassfilter 126. Der Tiefpassfilter 126 reduziert hohe Frequenzanteile des von einem Eingangssignal U(t) gewonnenen und an die Eingänge 124a und 124b des Spannungsverstärkers 118 gelieferten Eingangsstroms. Der Tiefpassfilter 126 weist eine Grenzfrequenz auf, die ausgewählt ist, um Stromänderungen über die Widerstände 114b und 116b zu reduzieren. Das Entfernen der hohen Frequenzanteile des Eingangssignals U(t) führt zu einer Verringerung der Signalfrequenzen, die durch einige der Verstärkerstufen im dem ADC 100 verarbeitet werden müssen.
• In diesem Beispiel wird das differenzielle Eingangssignal U(t) 134 an Eingangsknoten 128a und 128b empfangen. Die Eingangswiderstände 114a und 114b sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 124a des Spannungsverstärkers 118 in Reihe geschaltet. Die Eingangswiderstände 116a und 116b sind zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Eingang 124b des Spannungsverstärkers 118 in Reihe geschaltet. Der Eingangswiderstand 114a ist an einem Knoten 130a an den Eingangswiderstand 114b geschaltet, und der Eingangswiderstand 116a ist an einem Knoten 130b an den Eingangswiderstand 116b geschaltet. Der Filterkondensator 122 ist zwischen die Knoten 130a und 130b geschaltet.
• Der Spannungsverstärker 118, die integrierenden Kondensatoren 120a, 120b und die Eingangswiderstände 114a, 114b, 116a, 116b bilden einen aktiven RC-Integrator. Der äußere Rückkopplungs-DAC 110 wandelt ein digitales Ausgangssignal V(n) 132 (durch den Quantisierer 108 erzeugt) in ein differenzielles analoges Rückkopplungsstromsignal 136, das an die Eingänge 124a, 124b des Spannungsverstärkers 118 geliefert wird. Das analoge Rückkopplungsstromsignal 136 wird von dem analogen Eingangsstrom U(t) 134 subtrahiert, und das Ergebnis wird durch die erste Integratorstufe 102 integriert.
• Das Ausgangssignal der ersten Integratorstufe 102 wird an die zweite Integratorstufe 104 geliefert, die eine Transkonduktanz-(Gm)-Stufe 138, einen Strompuffer 140 und integrierende Kondensatoren 142a, 142b umfasst. Das Ausgangssignal der zweiten Integratorstufe 104 wird an die dritte Integratorstufe 106 geliefert.
• Die dritte Integratorstufe 106 umfasst eine Transkonduktanz-(Gm)-Stufe (G₃₂) 144, einen Strompuffer (IAMP2) 152 und integrierende Kondensatoren (C₃) 154a, 154b. Der innere Rückkopplungs-DAC 112 ist ein Strom-DAC, der das digitale Ausgangssignal V(n) 132 in ein analoges Rückkopplungsstromsignal 146 wandelt, das an die Ausgänge 148a, 148b der dritten Integratorstufe 106 geliefert wird. Beide, das analoge Rückkopplungsstromsignal 146 und ein an den Strompuffer 152 geliefertes Eingangssignal 150, werden durch die integrierenden Kondensatoren 154a, 154b integriert.
• Der Analog-Digital-Wandler 100 umfasst einige Vorwärtskopplungs- und Rückkopplungspfade. Beispielsweise umfasst der ADC 100 einen Vorwärtskopplungspfad 156 von den Eingangsknoten 128a, 128b zu Eingängen 168a, 168b des Strompuffers 152. Der Vorwärtskopplungspfad 156 umfasst einen Bandpassfilter 158, der DC-Komponenten (Gleichstrom-Komponenten) aus dem Eingangssignal U(t) 134 herausfiltert, um eine Beeinflussung der Gleichtaktspannung an der dritten Integratorstufe 106 zu vermeiden. Der Bandpassfilter 158 umfasst Widerstände 160a, 160b, 162a, 162b und Kondensatoren 164, 166a, 166b. Die Widerstände 160a und 160b sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 168a des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet. Die Widerstände 162a und 162b sind zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Eingang 168b des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet. Der Widerstand 160a ist an einem Knoten 170a an den Widerstand 160b geschaltet und der Widerstand 162a ist an einem Knoten 170b an den Widerstand 162b geschaltet. Der Kondensator 164 ist zwischen die Knoten 170a und 170b geschaltet. Der Kondensator 166a ist zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Widerstand 160a in Reihe geschaltet, und der Kondensator 166b ist zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Widerstand 162a in Reihe geschaltet.
• Die seriellen Kondensatoren 166a und 166b unterbinden Gleichstromanteile und begrenzen Niederfrequenz-Signale in dem Vorwärtskopplungspfad 156. Der Kondensator 164 zwischen den Widerständen begrenzt die Hochfrequenzsignale in dem Vorwärtskopplungspfad 156. Die Kondensatoren 166a und 166b bilden zusammen mit den Widerständen eine Hochpasseigenschaft und das Hinzufügen des zwischen den Widerständen kreuzenden Kondensators 164 bildet eine Tiefpasseigenschaft. Das erzielte Ergebnis ist ein Bandpassfilter, der Signale mit niedrigen Frequenzen und hohen Frequenzen in dem Vorwärtskopplungspfad 156 dämpft.
• Der Vorteil einer Verwendung des Bandpassfilters 158 in dem äußeren Vorwärtskopplungspfad 156 ist die reduzierte Leistungsanforderung an den Strompuffer 152 in der dritten Integratorstufe 106. Das Hochpassverhalten (durch die seriellen Kondensatoren 166a und 166b verursacht) isoliert die Gleichtaktspannung an den Eingängen 128a, 128b des ADC 100 von der Gleichtaktspannung an den Eingängen 168a, 168b des Strompuffers 152 in der dritten Integratorstufe 106. Somit werden keine DC-Ströme von den Eingängen 128a, 128b zu dem Strompuffer 152 fließen, wodurch das Design des Strompuffers 152 vereinfacht wird. Das Tiefpassverhalten des Filters 158 beschränkt den maximalen Eingangsfrequenzumfang, den der Strompuffer 152 empfängt. Mit einem niedrigeren Eingangsfrequenzumfang können die Geschwindigkeitsanforderungen an den Strompuffer 152 reduziert werden, wobei der Energieverbrauch gesenkt wird.
• Beispielsweise kann der Strompuffer 152 in 1 unter Verwendung eines in 11 gezeigten Strompuffers 266 ausgeführt werden. Die Verwendung des Bandpassfilters 158 in dem Wandler 100 senkt die Bandbreitenanforderungen an den Verstärker A1 in dem Strompuffer 266.
• Ein Vorwärtskopplungspfad 172 umfasst eine Transkonduktanzstufe 174 (G₃₁), die das Ausgangssignal der ersten Integratorstufe 102 in ein Stromsignal wandelt, das an den Eingang des Strompuffers 152 in der dritten Integratorstufe 106 geliefert wird. Ein Rückkopplungspfad 176 umfasst eine Transkonduktanzstufe 178 (G₂₃), die das Ausgangssignal der dritten Integratorstufe 106 in ein Stromsignal wandelt, das an den Eingang des Strompuffers 140 der zweiten Integratorstufe 104 geliefert wird.
• Der überabgetastete zeitkontinuierliche ADC 100 kann z. B. in Reihe mit einem digitalen Signalprozessor geschaltet sein, oder Teil einer gemischten Signalverarbeitungskette sein. Der ADC 100 kann von jeglichem elektronischen Gerät umfasst sein, das einen Analog-Digital-Wandler verwendet, wie z. B. Audio-Encoder oder Video-Encoder. Der ADC 100 ist in mobilen Geräten, wie z. B. Mobiltelefonen, Laptop-Computern und Tablet-Computern nützlich.
• Es wird auf 2 Bezug genommen. Ein Graph 180 zeigt Signalübertragungsfunktionen verschiedener Konfigurationen von Analog-Digital-Wandlern. Eine Kurve 182 stellt die Signalübertragungsfunktion (STF – signal transfer function) eines Analog-Digital-Wandlers mit einem einzigen Vorwärtskopplungspfad dar. Eine Kurve 184 stellt die Signalübertragungsfunktion eines Analog-Digital-Wandlers mit einem einzelnen Vorwärtskopplungspfad dar, der einen Bandpassfilter umfasst (ähnlich der in 1 gezeigten Konfiguration). Eine Kurve 186 stellt die Signalübertragungsfunktion eines Analog-Digital-Wandlers mit doppelten Vorwärtskopplungspfaden dar, ohne dass ein Bandpassfilter in dem Vorwärtskopplungspfad genutzt wird. Ein Vergleich der Kurven 184 und 182 zeigt, dass das Einfügen des Bandpassfilters dazu führt, dass das Maxima der Signalübertragungsfunktion gegenüber einfach vorwärtsgekoppelten Wandlern wesentlich in Richtung höherer Frequenzen gedrückt wird. Zum Beispiel ist die Kurve 184 in dem Frequenzbereich zwischen 0 und 8 MHz niedriger als die Kurve 182, wodurch gezeigt wird, dass das Maxima einer STF eines ADCs mit einem Bandpassfilter im Vorwärtskopplungspfad bei einer höheren Frequenz auftritt als bei einem ADC mit einem Vonwärtskopplungspfad ohne einen Bandpassfilter. Ein Vergleich der Kurven 184 und 186 zeigt, dass das Einfügen des Bandpassfilters in einer leichten Anhebung des Maximas gegenüber der zugrundliegenden Ausführung mit doppelten Vorwärtskopplungspfaden führt.
• In dem Tiefpassfilter 126 des ADCs 100 ist der Kondensator 122 zwischen den Widerständen angeordnet, um Signalanteile mit höherer Frequenz in dem Eingangssignal U(t) 134 zu dämpfen. Der Vorteil dabei ist es, dass die Bewegung an der summierenden Kreuzung (an den Knoten 124a, 124b) reduziert ist, da die hohen Frequenzanteile des Eingangsstroms reduziert sind. Infolgedessen kann die Leistungsfähigkeit des Spannungsverstärkers 118 weniger anspruchsvoll gewählt sein, wodurch Energie eingespart wird. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 126 kann nicht zu niedrig sein, da dies die Stabilität der geschlossenen Schleife des Wandlers 100 beeinflussen kann. Das Hinzufügen des Filters 126 kann die rauschformenden Eigenschaften des Wandlers 100 leicht verändern, jedoch wird dies bei einer korrekten Auswahl der Grenzfrequenz einen geringen oder keinen Einfluss auf die Leistungsfähigkeit im Basisband haben.
• Der äußere Rückkopplungs-DAC2 110 umfasst einen Widerstands-DAC 190 und Filterkondensatoren. Die Filterkondensatoren und die Widerstände in dem Widerstands-DAC 190 bilden einen Tiefpassfilter, der Auswirkungen hat, die ähnlich denen des Tiefpassfilters 126 sind. Die passiven Filter werden genutzt, um dem Widerstands-DAC 190 eine Tiefpasseigenschaft hinzuzufügen. Die Tiefpassfilter reduzieren den hochfrequenten Anteil, der von der ersten Integratorstufe 118 verarbeitet werden muss. Dies vermindert die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit der ersten Integratorstufe 102, wodurch es ermöglicht wird die Energie zu reduzieren.
• Ein Beispiel für den äußeren Rückkopplungs-DAC2 110 ist in 17A gezeigt. Der äußere Rückkopplungs-DAC2 110 umfasst einen DAC 342 und einen Tiefpassfilter 332, der eine Konfiguration ähnlich dem Tiefpassfilter 126 aufweist. Eine gesteuerte Spannung 330, wie sie durch die digitale Eingabe 132 an den DAC 342 definiert ist, entfaltet sich über das serielle Widerstandsnetz, das die summierende Kreuzung der ersten Integratorstufe 102 versorgt. Die summierende Kreuzung bezieht sich auf die Eingänge 124a, 124b des zum Einrichten der aktiven RC-Integratorstufe 102 verwendeten Spannungsverstärkers 118. Der Tiefpassfilter 332 ist durch die Anordnung eines Filterkondensators über die differenziellen Signalpfade an einem Punkt, an dem die seriellen Widerstände aneinander gechaltet sind, eingerichtet. In diesem Beispiel umfasst der Tiefpassfilter 332 Widerstände 334a und 334b, die an einem Knoten 338a in Reihe geschaltet sind, Widerstände 336a und 336b, die an einem Knoten 338b in Reihe geschaltet sind und einen zwischen die Knoten 338a und 338b geschalteten Filterkondensator 340. Der Filterkondensator 340 dämpft hohe Frequenzanteile des Ausgangsstroms des DAC 342, wodurch die hochfrequenten Eingangsströme an der Integratorstufe 102 reduziert werden. Dies kann die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit des Verstärkers 118 reduzieren und Energieeinsparungen ermöglichen.
• 17B zeigt eine beispielhafte Ausführungsform für einen Widerstands-DAC 350. In diesem Beispiel werden nur zwei Ausgangspegel verwendet. Zwei Schalter 352a und 352b werden verwendet, um den Ausgangszustand des DAC 350 zu selektieren. In einem Zustand ist der obere Widerstand 354a an V_pos geschaltet und der untere Widerstand 354b ist an V_neg geschaltet. Definiert man den oberen Widerstandspfad als positiv, so erzeugt dies eine Spannung von V_pos-V_neg über die Widerstände. Falls die Schalter in einer anderen möglichen Konfiguration eingerichtet sind, wird V_neg an den oberen Widerstand 354a angelegt und V_pos wird an den unteren Widerstand 354b angelegt. Die resultierende Eingangsspannung ist dann Vneg-Vpos, das Negativum der anderen Konfiguration. Dieses Beispiel ist das eines DAC mit zwei Zuständen, aber das Verfahren kann auf jegliche Anzahl von DAC-Pegeln wie auch auf andere verwendete DAC-Ausführungsformen angewendet werden, um eine digital gesteuerte Spannung über die Widerstände des DAC zu erzeugen.
• Zahlreiche Änderungen können an dem Analog-Digital-Wandler 100 aus 1 vorgenommen werden. Zum Beispiel, unter Bezugnahme auf 3, ist ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung 200 ähnlich dem ADC 100, außer dass der Tiefpassfilter 126 durch einen Hochpassfilter 202 ersetzt ist. Der ADC 200 umfasst eine erste Integratorstufe 102, die einen Spannungsverstärker 118, Eingangswiderstände 204a, 204b, und integrierende Kondensatoren 120a, 120b umfasst. Der Hochpassfilter 202 wird durch die Eingangswiderstände 204a, 204b und Kondensatoren 120a, 120b gebildet. Der Eingangswiderstand 204a und der Kondensator 206a sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 124a des Spannungsverstärker 118 in Reihe geschaltet. Der Eingangswiderstand 204b und der Kondensator 206b sind zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Eingang 124b des Spannungsverstärker 118 in Reihe geschaltet.
• Der Hochpassfilter 202 isoliert die Gleichtaktspannung an den Eingängen 128a, 128b des ADC 200 von der Gleichtaktspannung an den Eingängen 124a, 124b des Strompuffers 118 in der ersten Integratorstufe 102.
• Mit Bezugnahme auf 4 ist ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung 210 ähnlich dem ADC 100, außer dass der Tiefpassfilter 126 durch einen Bandpassfilter 212 ersetzt ist. Der ADC 210 umfasst eine erste Integratorstufe 102, die einen Spannungsverstärker 118, Eingangswiderstände 214a, 214b, 116a, 116b und integrierende Kondensatoren 120a, 120b umfasst. Der Bandpassfilter 212 wird durch die Eingangswiderstände 214a, 214b, 116a, 116b und Kondensatoren 122, 214a, 214b gebildet. Die Eingangswiderstände 114a und 114b sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 124a des Spannungsverstärker 118 in Reihe geschaltet. Die Eingangswiderstände 116a und 116b sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 124a des Spannungsverstärker 118 in Reihe geschaltet. Der Eingangswiderstand 114a ist an einem Knoten 130a an den Eingangswiderstand 114b geschaltet, und der Eingangswiderstand 116a ist an einem Knoten 130b an den Eingangswiderstand 116b geschaltet. Der Filterkondensator 122 ist zwischen die Knoten 130a und 130b geschaltet. Der Kondensator 214a ist zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Widerstand 114a in Reihe geschaltet, und der Kondensator 214b ist zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Widerstand 116a in Reihe geschaltet.
• Der Bandpassfilter 212 isoliert die Gleichtaktspannung an den Eingängen 128a, 128b des ADC 210 von der Gleichtaktspannung an den Eingängen 124a, 124b des Strompuffers 118 in der ersten Integratorstufe 102. Der Bandpassfilter 212 dämpft hochfrequente und niederfrequente Signalanteile des Eingangssignals U(t) 134, das an die Eingänge 124a, 124b des Spannungsverstärkers 118 geliefert wird.
• Die Verwendung eines Bandpassfilters 212 hat den Vorteil einer verringerten Anforderung an die Leistungsfähigkeit des Spannungsverstärkers 118 in der ersten Integratorstufe 102. Das Hochpassverhalten (durch die seriellen Kondensatoren 214a und 214b verursacht) isoliert die Gleichtaktspannung an den Eingängen 128a, 128b des ADC 210 von der Gleichtaktspannung an den Eingängen 124a, 124b des Spannungsverstärkers 118 in der ersten Integratorstufe 102. Somit werden keine DC-Ströme von den Eingängen 128a, 128b zu dem Spannungsverstärker 118 fließen, wodurch das Design des Spannungsverstärkers 118 vereinfacht wird. Der Bandpassfilter 212 beschränkt den maximalen Eingangsfrequenzumfang, den der Spannungsverstärker 118 empfängt. Mit einem niedrigeren Eingangsfrequenzumfang können die Geschwindigkeitsanforderungen an den Spannungsverstärker 118 reduziert werden, wobei der Energieverbrauch gesenkt wird.
• Mit Bezugnahme auf 5 ist ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung 220 ähnlich dem ADC 100, außer dass der Bandpassfilter 158 durch einen Tiefpassfilter 222 ersetzt ist. Der ADC 220 umfasst, nebst anderer Komponenten, eine dritte Integratorstufe 106, die eine Transkonduktanz-(Gm)-Stufe (G₃₂) 144, einen Strompuffer (IAMP2) 152 und integrierende Kondensatoren (C₃) 154a, 154b umfasst. Der Tiefpassfilter 222 umfasst Widerstände 160a, 160b, 162a, 162b und einen Kondensator 164. Die Widerstände 160a und 160b sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 168a des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet. Die Widerstände 162a und 162b sind zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Eingang 168b des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet. Der Widerstand 160a ist an einem Knoten 170a an den Widerstand 160b geschaltet, und der Widerstand 162a ist an einem Knoten 170b an den Widerstand 162b geschaltet. Der Kondensator 164 ist zwischen die Knoten 170a und 170b geschaltet.
• Der Tiefpassfilter 222 reduziert hohe Frequenzanteile des an die Eingänge 168a und 168b des Strompuffers 152 gelieferten Eingangssignals U(t). Der Tiefpassfilter 222 weist eine Grenzfrequenz auf, die ausgewählt ist, Spannungsänderungen an den Eingängen 168a und 168b des Strompuffers 152 zu reduzieren. Das Entfernen der hohen Frequenzanteile des Eingangssignals U(t) führt zu einer Verringerung der Signalfrequenzen, die durch die dritte Integratorstufe 106 verarbeitet werden sollen.
• Mit Bezugnahme auf 6 ist ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung 230 ähnlich dem ADC 100, außer dass der Bandpassfilter 158 durch einen Hochpassfilter 232 ersetzt ist. Der ADC 230 umfasst, nebst anderer Komponenten, eine dritte Integratorstufe 106, die eine Transkonduktanz-(Gm)-Stufe (G₃₂) 144, einen Strompuffer (IAMIP2) 152 und integrierende Kondensatoren (C₃) 154a, 154b umfasst. Der Hochpassfilter 232 umfasst Widerstände 160a, 162a und Kondensatoren 166a, 166b. Der Widerstand 160a und der Kondensator 166a sind zwischen dem Eingangsknoten 128a und dem Eingang 168a des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet. Der Widerstand 162a und der Kondensator 166b sind zwischen dem Eingangsknoten 128b und dem Eingang 168b des Strompuffers 152 in Reihe geschaltet.
• Der Hochpassfilter 232 filtert DC-Anteile aus dem Eingangssignal U(t) 134 heraus, um eine Beeinflussung der Gleichtaktspannung an der dritten Integratorstufe 106 zu vermeiden. Die Verwendung eines Hochpassfilters 232 in dem äußeren Vorwärtskopplungspfad 156 hat den Vorteil einer verringerten Anforderung an die Leistungsfähigkeit des Strompuffers 152 in der dritten Integratorstufe 106. Das Hochpassverhalten (durch die seriellen Kondensatoren 166a und 166b verursacht) isoliert die Gleichtaktspannung an den Eingängen 128a, 128b des ADC 100 von der Gleichtaktspannung an den Eingängen 168a, 168b des Strompuffers 152 in der dritten Integratorstufe 106. Somit werden keine DC-Ströme von den Eingängen 128a, 128b zu dem Strompuffer 152 fließen, wodurch das Design des Strompuffers 152 vereinfacht wird.
• Die 1 und 3–6 zeigen Beispiele zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung. Andere Arten von zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlern können ebenso die in den 1 und 3–6 gezeigten Tiefpass-, Hochpass- oder Bandpassfilter nutzen.
• Zum Beispiel kann ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler zweiter Ordnung den Tiefpassfilter 122 aus 1, den Hochpassfilter 202 aus 3 oder den Bandpassfilter 212 aus 4 nutzen. Jeder der Tiefpassfilter 122, Hochpassfilter 202 oder Bandpassfilter 212 umfasst die Eingangswiderstände des Spannungsverstärkers der ersten Integratorstufe 102. Der zeitkontinuierliche Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler zweiter Ordnung kann einen Vorwärtskopplungspfad von den Eingängen des ADC (der ein Eingangssignal U(t) empfängt) zu den Eingängen des Strompuffers in der zweiten Integratorstufe umfassen. Der Vorwärtskopplungspfad kann den Bandpassfilter 158 aus 1, den Tiefpassfilter 222 aus 5 oder den Hochpassfilter 232 aus 6 umfassen.
• Zum Beispiel kann ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler vierter Ordnung den Tiefpassfilter 122 aus 1, den Hochpassfilter 202 aus 3 oder den Bandpassfilter 212 aus 4 nutzen. Jeder der Tiefpassfilter 122, Hochpassfilter 202 oder Bandpassfilter 212 umfasst die Eingangswiderstände des Spannungsverstärkers der ersten Integratorstufe 102. Der zeitkontinuierliche Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler vierter Ordnung kann einen Vorwärtskopplungspfad von den Eingängen des ADC (der ein Eingangssignal U(t) empfängt) zu den Eingängen des Strompuffers in der vierten Integratorstufe umfassen. Der Vorwärtskopplungspfad kann den Bandpassfilter 158 aus 1, den Tiefpassfilter 222 aus 5 oder den Hochpassfilter 232 aus 6 umfassen.
• Allgemein kann ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler N-ter Ordnung den Tiefpassfilter 122 aus 1, den Hochpassfilter 202 aus 3 oder den Bandpassfilter 212 aus 4 nutzen. Jeder der Tiefpassfilter 122, Hochpassfilter 202 oder Bandpassfilter 212 umfasst die Eingangswiderstände des Spannungsverstärkers der ersten Integratorstufe. Der zeitkontinuierliche Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler N-ter Ordnung kann einen Vorwärtskopplungspfad von den Eingängen des ADC (der ein Eingangssignal U(t) empfängt) zu den Eingängen des Strompuffers in der N-ten Integratorstufe umfassen. Der Vorwärtskopplungspfad kann den Bandpassfilter 158 aus 1, den Tiefpassfilter 222 aus 5 oder den Hochpassfilter 232 aus 6 umfassen.
• Die zuvor beschriebenen Techniken können ebenfalls in sogenannten hybriden Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlern verwendet werden. Sigma-Delta Wandler sind basierend auf ihrer spezifischen Ausführung nominell in unterschiedliche Kategorien unterteilt: zeitdiskrete oder zeitkontinuierliche Wandler. Wenn an der Eingangsseite des Wandlers Abtasttechniken verwendet werden, wird die Technik als zeitdiskret bezeichnet. Bei einer zeitdiskreten Ausführungsform werden analoge Daten in festen (diskreten) Zeitintervallen verarbeitet. Während jedes Taktzyklus (oder jedes halben Taktzyklus) pegeln sich die analogen Komponenten vollständig innerhalb einer definierten Fehlertoleranz ein. Diese Anforderung wiederum gibt die Anforderung an die Bandbreite (Geschwindigkeit) der kritischen analogen Komponenten innerhalb des Wandlers vor.
• Wenn die Eingabe an den Wandler nicht abgetastet wird, sondern vielmehr fortlaufend durch eine oder mehrere analoge Stufen hindurch verarbeitet wird, wird der Wandler als ein zeitkontinuierlicher Wandler bezeichnet. In dieser Ausführungsform ist eine vollständige Einpegelung während jedes Taktzyklus (oder jedes halben Taktzyklus) nicht nötig, und als Folge davon können die Geschwindigkeitsanforderungen an die analogen Blöcke in dieser Ausführungsform weniger anspruchsvoll ausfallen, als bei zeitdiskreten Wandlern. Damit ergibt sich die Möglichkeit für Energieeinsparungen. Einige andere Vorteile der zeitkontinuierlichen Architektur gegenüber zeitdiskreten Wandlern umfassen eine verbesserte Störfestigkeit gegenüber eingekoppeltem Rauschen und auch den Wegfall einer Notwendigkeit für einen Anti-Aliasing-Filter auf der Eingangsseite des Wandlers. Diese Vorteile zusammen mit der steigenden Nachfrage nach tragbaren Elektronikanwendungen (in denen der Energieverbrauch kritisch ist) haben zeitkontinuierliche Wandler heutzutage sehr gefragt werden lassen.
• Einige Sigma-Delta Wandler vereinen zeitkontinuierliche und zeitdiskrete Stufen. Einige Sigma-Delta Wandler verwenden abgetastete und zeitkontinuierliche Ansätze innerhalb derselben Stufe, so z. B. mit einem zeitkontinuierlichen Eingangspfad und einem Rückkopplungs-DAC mit einem geschalteten Kondensator (zeitdiskret). Typischerweise wird der Wandler zeitkontinuierlich genannt, wenn der Eingangspfad kontinuierlich ist. Jedoch kann der Wandler manchmal als „hybrid” bezeichnet werden, wenn eine zeitdiskrete Rückkopplung verwendet wird und/oder spätere Stufen zeitdiskret sind. Die Technik des Verwendens eines oder mehrerer passiver Filter, um Frequenzanteile des Eingangssignals mit niedriger Frequenz und/oder hoher Frequenz zu unterbinden kann ebenso auf solche hybriden Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler angewendet werden. Solange zumindest ein zeitkontinuierlicher Schaltkreis in dem Wandler verwendet wird, kann die zuvor beschriebene Technik verwendet werden.
• Zu Vergleich werden im Folgenden Beispiele von Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlern beschrieben, die keine passiven Filter zum Blockieren von Frequenzanteile des Eingangssignals mit niedriger Frequenz und/oder hoher Frequenz nutzen.
• Sigma-Delta (Σ-Δ) Wandler können verwendet werden um große Signal-Rausch-Verhältnisse (SNR – signal-to-noise ratio) zu erreichen, indem analoge Komponenten mit relativ niedriger Auflösung verwendet werden, die mit höherer Geschwindigkeit arbeiten können als das Signalband von Interesse. Dies wird durch einen Tauschhandel von Bandbreite zugunsten der Auflösung erreicht. Namentlich wird diese Technik als Überabtasten bezeichnet. Zum Beispiel kann ein 13-bit ADC (mit einem SNR von 78 dB) mit 2 MHz Bandbreite unter Verwendung eines 3-bit Quantisierers (zugrundeliegender ADC) und eines 3-bit DAC ausgeführt werden, die beide bei 250 MHz betrieben werden. Dieser Tauschhandel kann in vielen Anwendungen, wie zum Beispiel Kommunikations-, Audio- und industriellen Schaltungen, vorteilhaft sein.
• 7 zeigt ein Blockschaltbild eines beispielhaften zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandlers 240. Der Rückkopplungs-Digital-Analog-Wandler (DAC) wird von der skalierten Eingabe (analoge Eingabe) subtrahiert. Das Ergebnis wird dann integriert (Integrator 1) und an eine zweite Stufe zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet. Zahlreiche Integratorstufen, Vorwärtskopplungs- und Rückkopplungspfade werden verwendet um eine gewünschte Übertragungsfunktion für beide, die Eingabe und das aus der endlichen Auflösung des Quantisierers und des Digital-Analog-Wandlers resultierende Quantisierungsrauschen, zu bilden. Unterschiedliche Kombinationen von Integratoren, Vorwärtskopplungen, Rückkopplungen und Skalierungen werden aufgrund verschiedener Designanforderungen verwendet. Als Ergebnis können Wandler weniger oder mehr Stufen und/oder Verbindungen aufweisen, als in der Figur gezeigt.
• Das lineare Model für den in 7 gezeigten zeitkontinuierlichen Wandler wird in 8 gezeigt. Dabei ist der zur Digitalisierung des analogen Signals genutzte Quantisierer durch eine Einheitsverstärkungsstufe und eine Quantisierungsfehlereingabe ersetzt. Das Einbringen eines Quantisierungsfehlers bildet den Effekt einer endlichen Auflösung des Quantisierers und des DAC nach. Dieses lineare Model kann für die Übertragungsfunktion des Quantisierungsrauschens zum Ausgang des Wandlers gelöst werden. Mit einem passenden Design kann das Quantisierungsrauschen derart „geformt” werden, dass sein Frequenzinhalt großteils außerhalb des Frequenzbandes von Interesse liegt. Ein beispielhaftes Ausgangsspektrum des Wandlers ist in 9 gezeigt. Dabei liegt das Basisband bei niedrigen Frequenzen (d. h. von Gleichstrom bis zu der benötigten Bandbreite). Das Quantisierungsrauschen ist daher mit Hochpasseigenschaften derart geformt, dass es durch einen Nachverarbeitung unter Verwendung eines Tiefpasses einfach entfernt werden kann. Sigma-Delta Wandler können auch für Bandpass-Anwendungen ausgeführt werden, wenn das Frequenzband von Interesse sich nicht vollkommen bis zum Gleichstrom erstreckt.
• Die Integratorstufen des zeitkontinuierlichen Wandlers können auf viele verschiedene Weisen ausgeführt werden, wobei jede Kompromisse bringt. Die 10A bis 10C zeigen beispielhafte Integratorstufen. 10A zeigt einen RC-Integrator 250. Dabei ist ein Operationsverstärker 252 mit integrierenden Kondensatoren (C_int) 254a, 254b und Eingangswiderständen (R_in) 256a, 256b konfiguriert. Die Spannungsabfälle über die Eingangswiderstände 256a, 256b bestimmen die Eingangsströme, welche die integrierenden Kondensatoren (C_int) 254a, 254b laden. Die Werte der Komponenten R_in und C_int sind gewählt, um die passenden Verstärkung bereitzustellen und der Verstärker ist ausgebildet, um Geschwindigkeits- und Verstärkungseinstellungen zu erfüllen, die durch die Leistungsanforderungen an das System gegeben sind.
• 10B zeigt eine Integratorstufe 260, welche Eingangswiderstände 262a, 262b und einen Transimpedanz-Verstärker (TIA) 264 nutzt. Der Transimpedanz-Verstärker 264 empfängt einen Eingangsstrom und erzeugt eine Ausgabespannung. In diesem Fall bietet ein Strompuffer (oder Stromverstärker) 266 dem Eingangsstrom eine geringe Eingangsimpedanz, wie durch V_in und R_in bestimmt, und gibt denselben Strom mit einer höheren Ausgangsimpedanz aus. Die durch die Last, in diesem Fall ein Kondensator C_int, bestimmte Impedanz bestimmt die an dem Ausgang erzeugte Spannung. Der Stromverstärker 266 kann auch genutzt werden, um die Gleichtaktspannung zwischen dem Eingang und Ausgang zu verschieben, als auch um den Spannungsbereich an dem Ausgang des Verstärkers zu erweitern.
• 11 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines Strompuffers 266. Stromquellen I₁ setzen die Stufe unter eine Vorspannung. Eingangsströme I_In+ und I_In– fließen jeweils in die Source der Transistoren M₂ und M₁. Ein Verstärker A₁ ist in einer aktiven Kaskadenkonfiguration mit den Transistoren M₂ und M₁ eingerichtet, um die an Source betrachtete Impedanz zu reduzieren und die an Drain der beiden Bausteine auftretende Impedanz zu erhöhen. Dieser Vorteil wird an der Bandbreite des Verstärkers (A₁) ersichtlich. Transistoren M₅ und M₆ liefern Vorspannströme für den unteren Teil des Verstärkers. Transistoren M₃ und M₄ werden zusammen mit einem Verstärker A₂ genutzt, um eine weitere aktive Kaskade auszuführen, wobei dabei die Ausgangsimpedanz, von den Senken-Stromquellen aus betrachtet, angehoben wird. Die Transistoren M₇ und M₈ liefern eine Gleichtaktrückkopplung zur Stabilisierung der Ausgangsspannung.
• 10C zeigt eine beispielhafte Ausführung für eine Integratorstufe 270. Ein Transkonduktanzverstärker 272 (beschriftet als Gm) wandelt die Eingangsspannung in einen Strom, der eine Eingabe an einen Strompuffer (oder Stromverstärker) 274 ist, um die erwünschte Übertragungsfunktion der Stufe zu erzeugen. Die Gm-Stufe wandelt ihre Eingangsspannung mit einer nominell linearen Verstärkung in einen Ausgabestrom und liefert ein relativ hohe Eingangs- und Ausgangsimpedanz.
• 12 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Gm-Stufe 272. Die Gm-Stufe 272 umfasst einen als Verstärkungsstufe vorgespannten Transistor M₂, der das Gate des Transistors M3 treibt. Der Drain-Strom des Transistors M₃ ist zurück auf die Source des Transistors M₂ geschaltet. Damit wird erreicht, dass die Spannung zwischen Gate und Source des Transistors M₂ strikt so gesteuert wird, dass der Drain-Strom des Transistors M₂ gleich dem Strom I₂ ist. Jede Spannungsänderung an V_in– wird in der Source-Spannung des Transistors M₂ widergegeben. Bei einer Nutzung dieser Konfiguration geht mit jeder Änderung des Stroms über den Widerstand R_DEG eine gleichwertigen Änderung des Drain-Stromes des Transistors M₃ einher (damit der Drain-Strom des Transistors M₂ konstant bleibt). Der Schaltkreis ist symmetrisch und die Transistoren M₁ und M₅ arbeiten jeweils auf eine zu den Transistoren M₂ und M₅ identische Weise. Da die Spannung zwischen Gate und Source der Transistoren M₁ und M₂ durch die Rückkopplungsschleifen beinahe konstant gehalten wird, wird jede Änderung der Spannungsdifferenz zwischen V_IN+ und V_IN– durch eine korrespondierende Spannung über den Widerstand R_DEG widergegeben, die den Strom proportional verändert. Die Veränderung des Stroms über den Widerstand R_DEG wird durch eine gleichwertige Änderung der Drain-Ströme der Transistoren M₃ und M₅ widergegeben. Der differenzielle Ausgangsstrom wird durch die gespiegelten Transistoren M₆ und M₄ erzeugt.
• Jede der drei Ausführungsformen der Integratorstufen 250 (10A), 260 (10B) und 270 (10C) hat bestimmte Vorteile und Nachteile. Das Ermitteln der besten Lösung für einen gegebenen Integrator ist eine Funktion daraus, wo die Stufe innerhalb des Wandlers verwendet wird und den vorliegenden spezifischen Anforderungen. Zum Beispiel wird der RC-Integrator aus 10a typischerweise für die erste Stufe eines Wandlers genutzt. Verglichen mit den Integratorstufen 260 und 270 weist die Integratorstufe 250 ein geringeres Rauschen, geringere Regelabweichungen (Offsets) und typischerweise eine geringere Verzerrung auf. Durch die Verwendung mehrerer Widerstände (keine aktiven Stufen) ist es einfach, der Integratorstufe zusätzliche Eingänge hinzuzufügen. Nachteile der Integratorstufe 250 können ein erhöhter Energieverbrauch, Koeffizientenfehler und eine Nullstelle in der rechten Halbebene (RHP – right half plane) sein, welche die effektive Ausgabespanne vermindern können. Die Bewegung an der summierenden Kreuzung (den Eingangsanschlüssen des Verstärkers) sollte auf einen spezifischen Pegel begrenzt sein, um eine gegebene Leistungsanforderung an den ADC 100 zu erlangen.
• Die in 10B gezeigte Integratorstufe 260 hat auch den Vorteil, dass es durch die Verwendung mehrere Widerstände (ohne aktive Stufen) einfach ist, dem Integrator zusätzliche Eingänge hinzuzufügen. Die Integratorstufe 260 weist für ein gegebenes Energiebudget typischerweise eine hohe Bandbreite auf und leidet nicht an den RHP Nullstellen der Integratorstufe 250. Nachteile der Integratorstufe 260 umfassen einen hohen Offset und die Möglichkeit großer Verzerrungen aufgrund von Bewegungen an deren Eingang.
• Die Integratorstufe 270 aus 10C hat den Vorteil, dass diese nicht empfindlich gegenüber Bewegungen an deren Eingängen ist. Die Eingangsströme des Strompuffers 274 werden durch die Gm-Stufe 272 gesteuert, wodurch der Ausgangswert der Stufe nicht aufgrund von Änderungen der Eingangsspannung ändert (noch werden dadurch Verzerrungen verursacht). Der Nachteil dieser Ausführungsform ist eine verringerte Eingabespanne und erhöhter Energieverbrauch, was beides durch die Verwendung der Gm-Stufe 272 verursacht wird. Zudem kann die Bandbreite der gesamten Integratorstufe 270 beschränkt werden, falls die Gm-Stufe 272 also geschlossene Schleife ausgeführt ist. Falls mehrere Eingänge der Integratorstufe 270 benötigt werden, sind zusätzliche Gm-Stufen notwendig, um die Vorteile dieser Ausführungsform zu erhalten.
• Mit Bezugnahme auf 13, umfasst ein beispielhafter zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler 280 einige der in den 10A bis 10C gezeigten Integratorstufen. Am Eingang wird ein RC-Integrator 282 wegen seiner Eigenschaften eines geringen Rauschens und einer geringen Verzerrung verwendet. Der Integrator 282 umfasst einen Verstärker 290, Eingangswiderstände 292 und integrierende Kondensatoren 294. Zweite und dritte Integratorstufen 284 und 286 sind mit zahlreichen Kombinationen von Gm-Stufen, TIAs und Widerstandszweigen ausgeführt. In diesem Beispiel gibt es keine Rückkopplung an den Ausgang der ersten Integratorstufe 282. Stattdessen wird eine Vorwärtskopplung im Bereich der zweiten Integratorstufe (G₃₁) genutzt, um dem Wandler die notwendige Dynamik zu geben. Dies hat den Vorteil, dass ein Signalanteil entfernt oder verringert wird, der an den Eingangsanschlüssen des Verstärkers der ersten Stufe beobachtet wird, wodurch Verzerrungen verringert werden. Die Vorwärtskopplung von dem Eingang zu dem Integrator der dritten Stufe ist mit dem Widerstandspaar R₃₀ ausgeführt. Dies wurde gemacht, um die Signalübertragungsfunktion (STF) vom Eingang des Wandlers an den Ausgang anzupassen. Ohne diesen Vorwärtskopplungspfad könnte es zu Maxima (eine Vorwärts-Verstärkung größer als Gleichwertig) bei relativ niedrigen Frequenzen kommen.
• Mit Bezugnahme auf 14 zeigt ein Graph 300 einen Vergleich der Signalübertragungsfunktionen eines Wandlers, der einen Vorwärtskopplungspfad mit einzelner Einspeisung nutzt und einem Wandler, der einen Vorwärtskopplungspfad mit doppelter Einspeisung nutzt. Eine Kurve 302 stellt die Signalübertragungsfunktion eines Wandlers dar, der einen Vorwärtskopplungspfad mit einfacher Einspeisung nutzt. Eine Kurve 304 stellt die Signalübertragungsfunktion eines Wandlers dar, der einen Vorwärtskopplungspfad mit doppelter Einspeisung nutzt. Das Hinzufügen des zweiten von dem Eingang ausgehenden Vorwärtskopplungspfades hebt die Frequenz an, bei der die STF Maxima anfangen. Der zusätzliche Vorwärtspfad bewahrt eine relativ flache STF über einen größeren Frequenzbereich, wodurch eine idealere Verstärkungseigenschaft für einen größeren Frequenzbereich bereitgestellt wird.
• Um mit dem Wandler die gegebenen Ansprüche an die Leistungsfähigkeit zu erfüllen, sind bestimmte Anforderungen an die analogen Schaltkreise jeder Integratorstufe gestellt. Diese Anforderungen bestimmen die Geschwindigkeit und das Energiebudget des gesamten Wandlers. Zum Beispiel umfasst die Integratorstufe 282 des Wandlers 280 aus 13 den Widerstand R₁ und das Kondensatorpaar C₁ und den Verstärker A₁. Die erste Integratorstufe 282 empfängt auch ein Eingangssignal von einem Rückkopplungs-DAC 288, der als DAC2 gekennzeichnet ist. Eine nicht ideale Eigenschaft der ersten Integratorstufe 282 ist die Bewegung in der Eingangsspannung des Verstärkers 290.
• Die Auswirkungen von Bewegungen in der Eingangsspannung des Verstärkers 290 sind in einem Diagramm in 15 gezeigt, in dem einfachheitshalber eine Eintakt-Ausführungsform dargestellt ist. Idealerweise ist der Ladestrom zu dem integrierenden Kondensator C₁ durch den Eingangsstrom (V_in/R_in) geringer als der Rückkopplungsstrom von dem DAC gewählt. Um dies zu erreichen muss die Spannung V_SUM (an einer summierenden Kreuzung 312, oder dem Eingang des Verstärkers) bei 0 V oder einer anderen festgelegten Gleichtaktspannung liegen. Aufgrund der endlichen Verstärkung und Geschwindigkeit des Verstärkers kann die Spannung (V_SUM) an der summierenden Kreuzung 312 sich jedoch als Antwort auf den in die Stufe fließenden Ladestrom bewegen. Dies kann auf verschiedene Weisen einen negativen Einfluss auf die Leistungsfähigkeit des Wandlers haben.
• Zum Beispiel wird der Eingangsstrom durch den Widerstand R_IN eine Funktion von beiden, V_IN und V_SUM, sein. Das kann die Verstärkung des Integrators verändern, wodurch die Dynamic des Wandlers geändert wird. Da der Verstärker keine perfekt linearen Eigenschaften haben wird, wenn sich seine Eingangsspannung bewegt, kann eine Bewegung in der summierenden Kreuzung 312 auch Verzerrungen verursachen.
• Bewegung in der summierenden Kreuzung 312 kann am Ausgang der Stufe erscheinen, wobei die verfügbare Ausgabespanne des Verstärkers reduziert wird. Da die Ausgabespannung V_OUT eine Summierung der Kondensatorspannung V_C1 und der Eingangsspannung V_SUM des Verstärkers ist, können Änderungen in der Letzteren einen Bereich des endlichen Ausgabebereichs des Verstärkers aufbrauchen, wodurch weniger verfügbare Ausgabespanne für das Signal verbleibt. Da die Bewegung von der summierenden Kreuzung 312 zu dem Ausgangssignal addiert wird, kann dies zu ungeplanten (und ungewollten) Nullstellen in der rechten Halbebene (RHPZ – right-half-plane zero) in der Übertragungsfunktion der Stufe führen.
• Die Bewegung der summierenden Kreuzung 312 muss von dem Ausgabebereich des DAC unterstützt werden. Ein Verschieben der Ausgangsspannung des DAC kann zu einer Verzerrung des Rückkopplungssignals führen. Zudem kann es nötig sein, den DAC mit einer niedrigeren Ausgabespannung zu betreiben, wodurch kostbarer oberer Spielraum für die Spannung verbraucht wird, der ansonsten zum Reduzieren von Rauschen und/oder eine Verbesserung der Schalteigenschaften genutzt werden könnte.
• Im Folgenden werden die Faktoren beschrieben, welche die Eigenschaften des Ladestroms zu der Stufe beeinflussen. Das Ausgangssignal des Rückkopplungs-DAC umfasst Anteile außerhalb des Frequenzbandes, die aus dem geformten Quantisierungsrauschen stammen. Dies ist in 9 gezeigt. Der hochfrequente Anteil des DAC kann ein großer Mitverursacher für die Bewegung der summierenden Kreuzung 312 sein. Ein zweiter großer Mitverursacher ist der hochfrequente Anteil der an dem Eingang des Wandlers V_IN auftritt. Bei relativ niedrigen Frequenzen des Eingangssignals kürzt der Rückkopplungs-DAC einen Großteil des Stromes durch R_IN und es tritt ein geringer Ladestrom zu C₁ auf. Als Folge daraus gibt es in diesem Frequenzbereich wenig Bewegung an der summierenden Kreuzung 312. Wird jedoch die Eingangsfrequenz angehoben, wird der durch den DAC geschleifte Rückkopplungspfad möglicherweise zu langsam sein, um auf das Eingangssignal zu antworten. Als Folge daraus werden sich die Ladeströme erhöhen, und V_SUM wird sich entsprechend bewegen.
• In einigen Anwendungen kann kein signifikanter Signalanteil außerhalb des Bandes (über der Frequenz des Basisbandes) vorhanden sein. Beispiele für solche Anwendungen umfassen Audio-Wandler oder andere Systeme in denen Signalbandbreiten begrenzt werden, bevor diese den Wandler erreichen. Dies ist jedoch nicht immer der Fall. Im Falle, dass zeitkontinuierlichen Wandler im Basisband der Empfangskette genutzt werden, ist es möglich, dass relative große Hochfrequenzsignale auftreten, die entweder benachbarte Kanäle oder nicht verwandte Signale darstellen, die völlig außerhalb des Bandes liegen. Obwohl vor dem zeitkontinuierlichen Wandler Filter angeordnet werden können, können die Verstärkungseinstellungen derart sein, dass die Signale außerhalb des Bandes immer noch signifikant sind, wenn diese den Wandler erreichen.
• 16 zeigt ein beispielhaftes Spektrum eines Eingangssignals an einen Analog-Digital-Wandler. Die Eingangssignale umfassen das Basisbandsignal 320 und Signale außerhalb des Bandes 322, die bei großen Frequenz-Offsets bezüglich dem Basisband auftreten. Die Signale mit höherer Frequenz 322, die an dem Eingang des Wandlers auftreten, können die Quelle einer erhöhten Bewegung an der summierenden Kreuzung 312 (Verstärkereingang) sein, wie in 15 gezeigt.
• Mit erneuter Bezugnahme auf 13 wird in dem durch das Widerstandspaar R₃₀ ausgeführten äußeren Vorwärtskopplungspfad ein weiteres Beispiel dafür gezeigt, wo nicht ideale Eigenschaften die Leistungsfähigkeit des Wandlers beeinflussen können. Dieser Vorwärtskopplungspfad wird verwendet, um die STF im Bereich der Basisbandfrequenz flacher zu halten. In diesem Beispiel wird, gegenüber der Verwendung einer aktiven Gm-Stufe, eine widerstandsbehaftete Vorwärtskopplung genutzt, um Energie und Chipfläche einzusparen. Dieser Ansatz umfasst allerdings einige Abschlaghandel. Zunächst kann es vorkommen, dass die Spannung an den Eingängen zu dem IAMP2 (dem Strompuffer in der dritten Integratorstufe) sich bewegt, wenn die Eingangsströme sich ändern. Das selbe Problem gilt für die Eingänge des ersten Verstärkers. Wenn der Strompuffer wie in 11 gezeigt ausgeführt ist, kann die an dem Eingang auftretende Impedanz für Frequenzen oberhalb der Bandbreite des Verstärkers ansteigen, wodurch eine aktive Kaskade gebildet wird, die diese Auswirkungen für höhere Frequenzen (außerhalb des Bandes) verschlechtert. Die Verstärkung vor der dritten Stufe vermindert die Auswirkungen dieser nicht idealen Eigenschaften auf die Leistungsfähigkeit des Wandlers. Dieser Mechanismus stellt jedoch immer noch Anforderungen an den Strompuffer, um die Eingangsströme zu verarbeiten, während die durch den Wandler gegebenen Anforderungen eingehalten werden.
• Der widerstandsbehaftete Vorwärtskopplungspfad ist empfindlich gegenüber Unterschieden der Gleichtaktspannung zwischen den Eingängen der ersten und dritten Stufe. In einer solchen Konfiguration kann die Gleichtaktspannung am Eingang von der an der dritten Stufe abweichen. Die Vorspannung kann für die Gleichtaktspannung am Eingang und an der dritten Stufe unterschiedlich sein. Die Vorspannung kann sich auch aufgrund wechselnder Bedingungen des Kanals vor dem ADC ändern. Idealerweise hat der Verstärker der dritten Stufe eine perfekte Gleichtaktabweisung und wird durch den Gleichtaktunterschied nicht beeinflusst. In aktuellen Ausführungsformen kann der Gleichtaktunterschied jedoch einen negativen Einfluss auf die Leistungsfähigkeit haben. Erstens können Unstimmigkeiten in den Widerständen (R₃₀) und innerhalb des Verstärkers dazu führen, dass einige der Gleichtaktabweichungen als differenzielles Signal verarbeitet werden. Dies kann zu gesteigertem Rauschen und/oder Verzerrungen führen, die an dem Ausgang der dritten Stufe auftreten. Zweitens können Änderungen der Gleichtaktstrompegel die Gleichtaktspannung am Ausgang des Verstärkers der dritten Stufe verschieben. Dies kann zu einer verminderten Spanne der differenziellen Spannung führen, die an dem Ausgang der Stufe zur Verfügung steht.
• Der Einfluss der zuvor beschriebenen nicht idealen Eigenschaften können durch eine vorsichtige Auslegung der Leistungsanforderungen jedes Unterblocks und eine entsprechendes Design gehandhabt werden. Allgemein können mit den Bewegungen an der summierenden Kreuzung verbundene Belange zu erhöhten Geschwindigkeitsanforderungen der Verstärkerstufen führen, wodurch der Energieverbrauch des Wandlers erhöht wird. Die Verwendung zusätzlicher Gm-Stufen oder anderer Puffer kann ebenso eingesetzt werden, um die Probleme mit Bewegungen der Eingangssignale an den Verstärker zu bekämpfen. Dies hat jedoch auch den Nachteil einer erhöhten Energieverbrauchs und vergrößerter Chipfläche. Das Problem des Handhabens verschiedener Gleichtakte kann entweder mit Gm-(oder Puffer-)Stufen und/oder eine Erhöhung der Komplexität/der Ströme innerhalb der Integratorstufe gehandhabt werden.
• Vergleicht man die Wandler 100 (1), 200 (3), 210 (4), 200 (5) und 230 (6) mit dem Wandler 280 aus 13, so vermindert die Verwendung passiver Filter (z. B., Tiefpassfilter 126, 222 und Bandpassfilter 158, 212) die Menge hoher Frequenzanteile in dem Eingangssignal U(t), das durch die Integratorstufen verarbeitet werden muss. Die Verwendung passiver Filter (z. B. Bandpassfilter 158, 212 und Hochpassfilter 202, 232) vermindert die Änderungen der Gleichtaktspannung an den Eingängen der Verstärker oder Puffer der Integratorstufen. Dies führt zu einem verringerten Energiebedarf des Wandlers und/oder verminderter benötigter Chipfläche für den Wandler.
• Einige Ausführungsformen wurden beschrieben. Dennoch versteht sich, dass vielerlei Änderungen gemacht werden können. Beispielsweise können Elemente einer oder mehrerer Ausführungsformen kombiniert, gelöscht, verändert oder ergänzt werden, um weitere Ausführungsformen zu schaffen. Als noch weiteres Beispiel müssen die in den Figuren gezeigten Logikabläufe nicht in der gezeigten gewählten Reihenfolge oder einer sequentiellen Reihenfolge sein, um die angestrebten Ergebnisse zu erzielen. Zudem können zu den beschriebenen Abläufen andere Schritte hinzugefügt werden, oder Schritte entfallen, und andere Komponenten können dem beschriebenen System hinzugefügt oder von diesem entfernt werden.
• Zum Beispiel kann ein Tiefpassfilter (ähnlich dem Tiefpassfilter 126), ein Bandpassfilter (ähnlich dem Bandpassfilter 158), oder ein Hochpassfilter (ähnlich dem Hochpassfilter 202) in dem Rückkopplungspfad 176 verwendet werden. Ein zeitkontinuierlicher Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler kann mehr als vier Integratorstufen umfassen. In jedem der Beispiele aus 1 und 3 bis 6 kann ein dynamischer Element-Anpassungs-Block in Reihe mit dem äußeren Rückkopplungs-Digital-Analog-Wandler geschaltet werden.
• Entsprechend sind andere Ausführungsformen vom Umfang der folgenden Ansprüche umfasst.

Claims (21)

1. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler umfassend: eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten differenziellen Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal, wobei die erste Integratorstufe einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand, einen dritten Eingangswiderstand, einen vierten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren umfasst, in welcher das differenzielle analoge Eingangssignal durch einen ersten Eingangsknoten und einen zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen wird, der erste und der dritte Eingangswiderstand zwischen einem ersten Eingang des Operationsverstärkers und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Eingangswiderstand zwischen einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, der erste Eingangswiderstand an einem dritten Knoten an den dritten Eingangswiderstand geschaltet ist, der zweite Eingangswiderstand an einem vierten Knoten an den vierten Eingangswiderstand geschaltet ist; einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen, und einen Tiefpassfilter, um hohe Frequenzanteile des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu reduzieren, wobei der Tiefpassfilter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an dem ersten und dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers zu reduzieren, wobei der Tiefpassfilter den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Eingangswiderstand und einen zwischen den dritten und den vierten Knoten geschalteten Filterkondensator umfasst.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Filterkondensator einen Pfad mit niedriger Impedanz für hohe Frequenzanteile des differenziellen Eingangssignal bereitstellt.
3. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler umfassend: eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten differenziellen Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal, wobei die erste Integratorstufe einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren umfasst, in welcher das differenzielle analoge Eingangssignal an einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen wird, der erste Eingangswiderstand zwischen einem ersten Eingang des Operationsverstärkers und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschaltet ist, der zweite Eingangswiderstand zwischen einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet ist; einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen, und einen Hochpassfilter, um Gleichstromanteile des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu entfernen, wobei der Hochpassfilter den ersten und den zweiten Eingangswiderstand, einen zwischen dem ersten Eingangswiderstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschalteten ersten Filterkondensator und einen zwischen dem zweiten Eingangswiderstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschalteten zweiten Filterkondensator umfasst.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der zweite Kondensator eine Weiterleitung von niedrigen Frequenzanteilen des ersten und des zweiten Eingangssignals in den differenziellen Verstärker verhindern.
5. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler umfassend: eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem differenziellen analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten differenziellen Signal, wobei die erste Integratorstufe einen differenziellen Operationsverstärker, einen ersten Eingangswiderstand, einen zweiten Eingangswiderstand, einen dritten Eingangswiderstand, einen vierten Eingangswiderstand und ein erstes Paar integrierender Kondensatoren umfasst, in welcher das differenzielle analoge Eingangssignal an einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten des Wandlers empfangen wird, der erste und der dritte Eingangswiderstand zwischen einem ersten Eingang des Operationsverstärkers und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Eingangswiderstand zwischen einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet sind, der erste Eingangswiderstand an einem dritten Knoten an den dritten Eingangswiderstand geschaltet ist, und der zweite Eingangswiderstand an einem vierten Knoten an den vierten Eingangswiderstand geschaltet ist; einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangsignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen, und einen Bandpassfilter, um außerhalb eines Durchlassbandes liegende Frequenzanteile des an den ersten und den zweiten Eingang des Operationsverstärkers gelieferten differenziellen analogen Eingangssignals zu reduzieren, wobei der Bandpassfilter eine obere Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an dem ersten und dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers zu reduzieren, wobei der Bandpassfilter den ersten, den zweiten, den dritten und den vierten Eingangswiderstand, einen zwischen den dritten und den vierten Knoten geschalteten ersten Filterkondensator, einen zwischen dem dritten Eingangswiderstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschalteten zweiten Filterkondensator und einen zwischen dem vierten Eingangswiderstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschalteten dritten Filterkondensator umfasst.
6. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung umfassend: einen Eingangsanschluss zum Empfangen eines analogen Eingangssignals; eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von dem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal; eine zweite Integratorstufe zum Integrieren eines zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenen dritten Signals; eine dritte Integratorstufe zum Integrieren einer Summe eines von einem Vorwärtskopplungssignal gewonnenen vierten Signals und eines von zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der zweiten Integratorstufe gewonnenen fünften Signals, wobei die dritte Integratorstufe einen Verstärker umfasst; einen Vorwärtskopplungspfad, um einen Signalpfad für das Vorwärtskopplungssignal von dem Eingangsanschluss zu der dritten Integratorstufe bereitzustellen, wobei der Vorwärtskopplungspfad einen Filter zum Reduzieren von hohen Frequenzanteilen des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals umfasst, wobei der Filter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Verstärkers der dritten Integratorstufe zu reduzieren; und einen Quantisierer zum Quantisieren eines zumindest teilweise von einem Ausgangssignal der dritten Integratorstufe abgeleiteten sechsten Signals, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Tiefpassfilter umfasst.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsanschlüsse einen differenziellen Eingangsanschluss mit einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Tiefpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand und einen Filterkondensator umfasst, der erste und der dritte Widerstand zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Widerstände zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind, der erste Widerstand an einem dritten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet ist, der zweite Widerstand an einem vierten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet ist, und der Filterkondensator zwischen die dritten und vierten Knoten geschaltet ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Bandpassfilter umfasst, wobei der Bandpassfilter auch niedrige Frequenzanteile des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals reduziert.
10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsanschluss einen differenziellen Eingangsanschluss mit einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Bandpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand, einen ersten Filterkondensator, einen zweiten Filterkondensator und einen dritten Filterkondensator umfasst, der ersten und der dritte Widerstand zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Widerstand zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind, der erste Widerstand an einem dritten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet ist, der zweite Widerstand an einem vierten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet ist, der erste Filterkondensator zwischen den dritten und den vierten Knoten geschaltet ist, der zweite Filterkondensator zwischen dem dritten Widerstand und dem ersten Eingangsknoten in Reihe geschaltet ist, und der dritte Filterkondensator zwischen dem vierten Widerstand und dem zweiten Eingangsknoten in Reihe geschaltet ist.
11. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Hochpassfilter zur Reduzierung niedriger Frequenzanteile des an die dritte Integratorstufe gelieferten Vorwärtskopplungssignals umfasst.
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingangsanschluss einen differenziellen Eingangsanchluss mit einem ersten Eingangsknoten und einem zweiten Eingangsknoten umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Hochpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen ersten Filterkondensator und einen zweiten Filterkondensator umfasst, der erste Widerstand und der erste Filterkondensator zwischen dem ersten Eingangsknoten und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind und der zweite Widerstand und der zweite Filterkondensator zwischen dem zweiten Eingangsknoten und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers in Reihe geschaltet sind.
13. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker in der dritten Integratorstufe einen Transimpedanz-Verstärker umfasst, der einen Eingangsstrom empfängt und eine Ausgabespannung bereitstellt.
14. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler dritter Ordnung umfassend: eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von einem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal; eine zweite Integratorstufe zum Integrieren einer Summe eines von einem Ausgangssignal der ersten Integratorstufe gewonnenen dritten Signals und eines von einem Rückkopplungssignal gewonnenen vierten Signals, wobei die zweite Integratorstufe einen Verstärker umfasst; eine dritte Integratorstufe zum Integrieren eines von einem Ausgangssignal der zweiten Integratorstufe gewonnenen fünften Signals; einen Rückkopplungspfad, um einen Signalpfad für das Rückkopplungssignal von einem Ausgang der dritten Integratorstufe zu einem Eingang der zweiten Integratorstufe bereitzustellen, wobei der Rückkopplungspfad einen Filter zum Reduzieren ausgewählter Frequenzanteile des an die zweite Integratorstufe gelieferten Rückkopplungssignals umfasst, wobei der Filter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe zu reduzieren; und einen Quantisierer zum Quantisieren eines zumindest teilweise von dem Ausgangssignal der dritten Integratorstufe abgeleiteten sechsten Signals, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Tiefpassfilter umfasst.
16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal ein differenzielles Eingangssignal umfasst, der Verstärker der zweiten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Tiefpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand und einen Filterkondensator umfasst, der erste und der dritte Widerstand zwischen einem ersten Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem ersten Ausgang des Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Widerstand zwischen einem zweiten Eingang des Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem zweiten Ausgang des Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind, der erste Widerstand an einem ersten Knoten an den dritten Widerstand geschaltet ist, der zweite Widerstand an einem zweiten Knoten an den vierten Widerstand geschaltet ist, und der Filterkondensator zwischen die ersten und zweiten Knoten geschaltet ist.
17. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Bandpassfilter umfasst, wobei der Bandpassfilter einige niedrige und hohe Frequenzanteile des an die zweite Integratorstufe gelieferten Rückkopplungssignals reduziert.
18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal ein differenzielles Eingangssignal umfasst, der Verstärker der zweiten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Bandpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen dritten Widerstand, einen vierten Widerstand, einen ersten Filterkondensator, einen zweiten Filterkondensator und einen dritten Filterkondensator umfasst, der erste und der dritte Widerstand zwischen einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem ersten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind, der zweite und der vierte Widerstand zwischen einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe und einem zweiten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind, der erste Widerstand an einem ersten Knoten mit dem dritten Widerstand verschaltet ist, der zweite Widerstand an einem zweiten Knoten mit dem vierten Widerstand verschaltet ist, der erste Filterkondensator zwischen den ersten und den zweiten Knoten geschaltet ist, der zweite Filterkondensator zwischen dem dritten Widerstand und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet ist, und der dritte Filterkondensator zwischen dem vierten Widerstand und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet ist.
19. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Filter einen Hochpassfilter umfasst.
20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal ein differenzielles Eingangssignal umfasst, der Verstärker der zweiten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Verstärker der dritten Integratorstufe einen differenziellen Verstärker umfasst, der Hochpassfilter einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, einen ersten Filterkondensator und einen zweiten Filterkondensator umfasst, der erste Widerstand und der erste Filterkondensator zwischen einem ersten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe und einem ersten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind, und der zweite Widerstand und der zweite Filterkondensator zwischen einem zweiten Ausgang des differenziellen Verstärkers der dritten Integratorstufe und einem zweiten Eingang des differenziellen Verstärkers der zweiten Integratorstufe in Reihe geschaltet sind.
21. Vorrichtung umfassend: einen zeitkontinuierlichen Sigma-Delta Analog-Digital-Wandler umfassend: eine erste Integratorstufe zum Integrieren einer Differenz zwischen einem von dem analogen Eingangssignal gewonnenen ersten Signal und einem von einem quantisierten Ausgangssignal gewonnenen zweiten Signal, wobei die erste Integratorstufe einen Verstärker umfasst; einen Quantisierer, um ein zumindest teilweise von einem Ausgangsignal der ersten Integratorstufe gewonnenes drittes Signal zu quantisieren, um das quantisierte Ausgangssignal zu erzeugen; einen Widerstands-Digital-Analog-Wandler, um das quantisierte Ausgangssignal in das zweite Signal zu wandeln, wobei der Widerstands-Digital-Analog-Wandler Schalter und Widerstände umfasst; und zumindest einen Kondensator der in Verbindung mit den Widerständen einen Tiefpassfilter bildet, um hohe Frequenzanteile des zweiten Signals zu reduzieren, wobei der Tiefpassfilter eine Grenzfrequenz aufweist, die ausgewählt ist, um Spannungsänderungen an einem Eingang des Operationsverstärkers der ersten Integratorstufe zu reduzieren.

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