DE19748272C2

DE19748272C2 - Bipolarer elementenmittelnder Digital-Analog-Wandler

Info

Publication number: DE19748272C2
Application number: DE19748272A
Authority: DE
Inventors: James Brian Wieser
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1997-04-15
Filing date: 1997-10-31
Publication date: 2002-03-28
Anticipated expiration: 2017-11-01
Also published as: US5818377A; KR19980079445A; KR100291233B1; DE19748272A1

Description

Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Wandler (DACs) und insbesondere Delta-Sigma-(ΔΣ-)DACs.

Es ist wohlbekannt, daß Einzelbit-Analog-Digital-Wandler auf der Basis eines ΔΣ-Modulators eine hohe Auflösung bei Ver wendung von Analogkomponenten mit relativ geringer Genauig keit ermöglichen. Das Hinzufügen einer Mehrbitfähigkeit ver bessert die Stabilität und das Verhältnis von Leistung zu Überabtastung (Oversampling) und verringert Leerlauftöne ebenso wie Bandrauschen, was wiederum die erforderliche Fil terung nach der Umwandlung verringert. Leider erhöht jedoch diese zusätzliche Fähigkeit die Anforderungen an die Genauigkeit der Analogelemente und die Anpassung solcher Elemente, welche in dem Digital-Analog-Wandler verwendet werden.

Diesem Erfordernis von genaueren Analogkomponenten wurde durch das zykli sche oder sequentielle Verwenden analoger DAC-Elementeinheiten entsprochen, um den Fehler "auszumitteln". Diese einfache zyklische Verwendung führt jedoch dazu, daß sich Fehler wiederholen und erhöht dementsprechend den Rauschunter grund, ebenso wie sie Leerlauftöne erzeugt. Eine Reihe von Techniken wurde verwendet, um dieses Verhalten zu verbessern, z. B. das Zufallsprinzip ("randomi zing") und datenabhängiges Iterieren, was häufig als "datengewichtetes Mitteln" (DWA (data weighted averaging)) bezeichnet wird. Datengewichtetes Mitteln hat zu guten Resultaten geführt, indem gewährleistet wurde, daß jedes analoge Ele ment des Digital-Analog-Wandlers gleich oft während des Umwandlungs prozesses verwendet wurde. Dies gewährleistet stärker tatsächlich gemittelte Feh ler und verschiebt das durch solche Fehler erzeugte Rauschen effektiver zu höhe ren Frequenzen, welche leichter aus dem gewünschten Durchlaßband ausgefiltert werden können. Ein Beispiel eines herkömmlichen Digital-Analog-Wandlers mit datengewichteter Mittelung (DWA DAC) ist schematisch in Fig. 1 illustriert.

Die DE 38 01 774 A1 zeigt einen Digital-Analog-Wandler, entsprechend der Dar stellung in Fig. 1, bei dem die angesteuerten Kondensatoren zur Unterdrückung des Störspektrums zyklisch weiter geschaltet werden.

Bezugnehmend auf Fig. 1 durchläuft ein DWA DAC zyklisch oder sequentiell Schaltelemente mit gleichem Wert in dem Digital-Analog-Wandler. Eine Gesamtheit von 2^N Elementen ist für N Bits eines Mehrbit-Digital-Analog-Wandlers erforderlich. Wenn zum Beispiel ein 3-Bit-Digital-Analog-Wandler verwendet wird, werden acht Elemente benötigt. Da das digitale Eingangssignal einen Wert von seinem Minimum, d. h. 0, bis zu seinem Maximum, d. h. 2^N, annehmen kann, liegt die Anzahl solcher Elemente, die verwendet werden, in einem Bereich von null bis zu dem Maximum (z. B. acht für einen 3-Bit-Digital-Analog-Wandler). Dementsprechend gibt es keinen wahren Mittenwert oder "Nullwert". Ein "Indexrechner" oder Indexzähler in der Form einer Schaltsteuereinrichtung wird verwendet, so daß dann, wenn die Kondensatoren C1, C2 und C3 für ein Aus gabeelement verwendet werden, der Index mit dem Kondensator C4 für das nächste Element beginnt und sich von dort aus inkrementell erhöht. Wenn der Index dazu führt, daß der Kon densator C8 verwendet wird, springt er zurück, um mit dem Benutzen des Kondensators C1 zu beginnen. Auf diese Weise wird garantiert, daß jedes Element gleich oft verwendet wird. Wie jedoch vorangehend angemerkt wurde, existiert zwar möglicherweise ein theoretischer Mittelpunkt oder "Null punkt"; dieser Punkt verschiebt sich jedoch in Abhängigkeit von der Genauigkeit der Kondensatoren und verursacht dadurch einen Signal- oder Gleichstromversatz.

Daher ist ein wesentlicher Nachteil der DWA-Technik der, daß der gemittelte Fehler auch dazu führt, daß sich das Gleich stromniveau verschiebt, wodurch im Ergebnis eine Offsetspan nung dem analogen Ausgangssignal hinzugefügt wird. Simula tionen haben gezeigt, daß bei einem Vollaussteuerungsausgang von 1 V diese Verschiebung (Offset) in dem Bereich von 20 mV bis 30 mV liegen kann. Für Anwendungen, welche ein hohes Maß an Gleichstromgenauigkeit verlangen, bildet dies ein erheb liches Problem.

Ein erfindungsgemäßer bipolarer elementenmittelnder Digital- Analog-Wandler verwendet die gleichen Abtastelemente sowohl für positive als auch negative Signale um einen wahren Mit telpunkt oder "Nullpunkt"'. Dies hat die vorteilhafte Wir kung, daß entweder die Anzahl der verfügbaren Signalniveaus (aufgrund der positiven und negativen Zyklen) verdoppelt wird oder die Anzahl der erforderlichen angepaßten Schal tungselemente um die Hälfte reduziert wird. Weiterhin wird eine wahre "Null" durch Verwendung keines der Schaltelemente für das "Nullsignal" zur Verfügung gestellt. Dies wird da durch erreicht, daß zwei Sequenzsteuereinrichtungen (Se quenzcontroller) in der Form von "Rechnern" oder Zählern verwendet werden. Eine Steuereinrichtung (Controller) wird für positive Signale verwendet, während die andere für nega tive Signale verwendet wird. Der Index jedes Controllers wird nur während seines entsprechenden Halbzyklus inkremen tell erhöht, wodurch gewährleistet wird, daß jedes Schalt element sowohl für positive als auch für negative Signale gleich oft verwendet wird. Dies führt zu einem verbesserten Signal-Rausch-Verhältnis, während gleichzeitig ein wahrer "Nullausgang" zur Verfügung gestellt wird und die Anzahl der erforderlichen Schaltungselemente verringert wird.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein bipo larer elementenmittelnder Digital-Analog-Signalwandler eine Abtaststeuereinrichtung (Abtastcontroller) und eine Anzahl von Abtastschaltungen. Der Abtastcontroller ist so konfigu riert, daß er ein digitales Mehrbit-Signal und ein Vorzei chensignal (z. B. von einem ΔΣ-Modulator) empfängt und in Übereinstimmung hiermit eine Anzahl von Abtaststeuersignalen erzeugt. Das digitale Mehrbit-Signal enthält eine Anzahl von digitalen Größen, welche eine Anzahl von numerischen Werten darstellen, die einen zugehörigen Mittelwert besitzen, und das Vorzeichensignal gibt an, ob ein entsprechender Wert von diesen numerischen Werten positiv oder negativ, bezogen auf diesen Mittelwert, ist. Die Abtastschaltungen sind mit dem Abtastcontroller gekoppelt und so konfiguriert, daß sie die Abtaststeuersignale empfangen und entsprechend diesem ein Referenzsignal abtasten und in Übereinstimmung damit ein Analogsignal abgeben, welches dem digitalen Mehrbit-Signal entspricht und eine Anzahl von analogen Größen enthält, wel che die numerischen Werte darstellen. Entsprechend den Ab taststeuersignalen wird jede der Abtastschaltungen, eine erste, im wesentlichen gleiche Anzahl von Malen, bei denen entsprechend dem Vorzeichensignal jeder der numerischen Wer te, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist, und eine zweite, im wesentlichen gleiche Anzahl von Malen, bei denen entsprechend dem Vorzeichensignal jeder der numerischen Wer te, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist, verwendet, um das Referenzsignal abzutasten.

Gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung enthält ein bipolarer elementenmittelnder Digital-Analog-Signalwand ler einen Abtastcontroller und eine Anzahl von Abtastschal tungen. Der Abtastcontroller ist so konfiguriert, daß er ein digitales Mehrbit-Signal und ein Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesem eine Anzahl von Abtaststeuersignalen erzeugt. Das digitale Mehrbit-Signal enthält mehrere digita le Größen, welche eine Anzahl von numerischen Werten dar stellen, die einen zugehörigen Mittelwert besitzen, und das Vorzeichensignal gibt an, ob ein entsprechender Wert aus den numerischen Werten bezüglich dieses Mittelwerts positiv oder negativ ist. Die Abtastschaltungen sind mit dem Abtastcon troller gekoppelt und so konfiguriert, daß sie die Abtast steuersignale empfangen und in Übereinstimmung hiermit ein Referenzsignal abtasten und in Übereinstimmung damit ein Analogsignal zur Verfügung stellen, welches dem digitalen Mehrbit-Signal entspricht und eine Anzahl von analogen Grö ßen enthält, welche die numerischen Werte darstellen. Ent sprechend den Abtaststeuersignalen wird jede der Abtast schaltungen wie folgt verwendet, um das Referenzsignal ab zutasten: sukzessiv in einer ersten rotierenden Sequenz, wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder der numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist und sukzessiv in einer zweiten rotierenden Sequenz, wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder der numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwertes negativ ist.

Diese und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden angesichts der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung und den beigefügten Zeichnungen deutlich.

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines herkömmlichen Digital-Analog-Wandlers mit datengewichteter Mitte lung (DWA DAC).

Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm eines bipolaren ele mentenmittelnden Digital-Analog-Signalwandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines bipolaren ele mentenmittelnden Digital-Analog-Signalwandlers gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 4 illustriert ein Beispiel der rotierend sequentiellen Verwendung der Kondensatoren in den Schaltungen der Fig. 2 und 3.

Fig. 5 ist ein detaillierteres schematisches Diagramm des Abtast- und Halteverstärkers der Schaltung der Fig. 2, welches die Phasen der Taktsignale identifiziert, die zum Steuern der Schalter verwendet werden.

Fig. 6 ist ein Signalzeitdiagramm, welches die Taktphasen illustriert, welche in der Schaltung der Fig. 5 ver wendet werden.

Fig. 7 identifiziert die Taktsignalphasen, die zum Steuern der Schalter verwendet werden, sowohl für positive als auch für negative Signale.

Fig. 8 illustriert das Dekodieren und die Kondensatoraus wahl für die Schaltung der Fig. 2.

Bezugnehmend auf Fig. 2 enthält ein bipolarer elementenmit telnder Digital-Analog-Signalwandler 100 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung einen positiven Sequenzcontroller 110 und einen negativen Sequenzcontroller 120, einen Takt phasengenerator 130, einen Inverter 104, einen Differential verstärker 150, Steuerschalter S1-S4, Abtastkondensatoren C1-C4, Integrations- und Haltekondensatoren CINT, CF und Ab tastschalter S1A-S4A, S5, S6, welche alle im wesentlichen wie dargestellt verbunden sind. Die Sequenzcontroller 110, 120 empfangen das digitale Mehrbit-Eingangssignal 101 plus ein Vorzeichenbitsignal 103 und dessen Inverses 105. Das Vorzeichenbitsignal 103 gibt an, ob das digitale Eingangs signal 101 einen numerischen Wert besitzt, der gegenüber dem Mittelwert des vollen Wertebereichs des digitalen Eingangs signals 101 positiv oder negativ ist. Das Vorzeichenbitsi gnal 103 wird auch verwendet, um das Schalten der Steuer schalter S1-S4 zu steuern, so daß dann, wenn das Vorzeichen bit anzeigt, daß das digitale Eingangssignal 101 "positiv" (d. h. bezüglich des Mittelwerts) ist, die Abtaststeuersigna le 111a-111d von dem positiven Sequenzcontroller 110 verwen det werden, um die Abtastschalter S1A-S4A zu steuern. Wenn umgekehrt das Vorzeichenbit 103 anzeigt, daß das digitale Eingangssignal 101 "negativ" ist, werden die Steuersignale 121a-121d von dem negativen Sequenzcontroller 120 verwendet, um die Abtastschalter S1A-S4A zu steuern. Diese Abtastschal ter S1A-S4A werden über die geschalteten Steuersignale 119a- 119d von den Steuerschaltern S1-S4 gesteuert.

Das Eingangstaktsignal 107 wird von dem Taktphasengenerator 130 verwendet, um Mehrphasen-Taktsignale 131, 141 zum Steu ern der Abtastschalter S5 und S6 und zur Verwendung durch die Sequenzcontroller 110, 120 (nachfolgend genauer erör tert) zu erzeugen. Die Frequenz des Taktsignals 107 ist gleich der Überabtast-Frequenz (Oversampling-Frequenz) und erzeugt einen Tiefpaßfilterpol mit dem Rückkopplungskonden sator CF und dem Integrationskondensator CINT. Das Verhält nis der Rückkopplungskapazität CF zu der Summe der aktiv geschalteten Abtastkondensatoren C1-C4 bestimmt die Verstärkung des Abtast- und Haltverstärkers, welcher durch den Dif ferentialverstärker 150 und die Kondensatoren C1-C4, CF, CINT gebildet wird.

Bezugnehmend auf Fig. 3 kann das Prinzip der Schaltung 100 der Fig. 2 für die Verwendung bei einem differentiellen bi polaren elementenmittelnden Digital-Analog-Signalwandler 200 gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung ausgewei tet werden (Schaltungselemente, welche denjenigen in der Schaltung 100 der Fig. 2 entsprechen, sind mit entsprechen den numerischen Bezugszeichen bezeichnet). In dieser Schal tungsausführungsform 200 werden die Abtaststeuersignale 111a-111d, 121a-121d von den Sequenzcontrollern 110, 120 zum Steuern der zwei Sätze von Abtastschaltern S1A-S4A, S1B-S4B verwendet, die zum Erzeugen der positiven (151a) und negati ven (151b) Phasen des differentiellen Ausgangssignals ver wendet werden. Das positive analoge Abtastsignal 129a und das negative analoge Abtastsignal 129b über dem positiven Kondensatorfeld C1-C4 bzw. dem negativen Kondensatorfeld C1N-C4N haben die gleiche Amplitude und eine entgegengesetz te Phase. Weiterhin kann die Polarität des Spannungsbezugs punkts VREF je nach Wunsch positiv oder negativ sein.

Bezugnehmend auf Fig. 4 illustriert ein Beispiel der Ergeb nisse der Sequenzsteuerung, welche durch die Sequenzcontrol ler 110, 120 für eine Reihe von Werten des digitalen Ein gangssignals 101 erzeugt wird, wie die Schaltungselemente (Kondensatoren C1-C4/C1N-C4N) zyklisch in einer rotierenden Sequenz durchlaufen werden und dadurch gewährleistet wird, daß sie für sowohl positive als auch negative Eingangswerte gleich oft durchlaufen werden. Die mit "Wert" bezeichnete Spalte identifiziert den numerischen Wert des digitalen Ein gangssignals 101. Die mit "Polarität" bezeichnete Spalte identifiziert die Polarität des digitalen Eingangssignals 101, wie sie durch das Vorzeichenbitsignal 103 dargestellt wird. Die mit "keine" bezeichnete Spalte zeigt es an, wenn keiner der Abtastkondensatoren C1-C4, C1N-C4N verwendet wird, um die Referenzspannung VREF abzutasten. Die restli chen Spalten geben an, welcher der Abtastkondensatoren C1- C4, C1N-C4N verwendet werden, um die Referenzspannung VREF abzutasten. Die alphanumerischen Angaben in diesen Spalten identifizieren den Zeiger oder Index, welcher von den Se quenzcontrollern 110, 120 verwendet wird, um zu verfolgen, welches Element zuletzt verwendet wurde und welches Element als nächstes verwendet werden soll. Die Angaben "P" und "N" geben die positiven bzw. negativen Indices an, welche, wie vorangehend erörtert wurde, unabhängig verfolgt werden. Man kann sehen, daß die Abtastkondensatoren C1-C4, C1N-C4N in rotierenden Sequenzen gleich oft für positive Eingabewerte und gleich oft für negative Eingabewerte verwendet werden. In denjenigen Fällen, in denen der Eingabewert Null ist, erfolgt keine inkrementelle Erhöhung oder zyklisches Fort schreiten.

Bezugnehmend auf Fig. 5 und Fig. 6 kann das vorangehend er örterte Schalten der Abtastkondensatoren C1-C4 wie folgt erläutert werden (obwohl dies nicht dargestellt ist, sollte klar sein, daß die folgende Erörterung sich auch auf die Abtastkondensatoren C1N-C4N für die differentielle Schal tungsausführungsform 200 gilt). In diesem Beispiel werden vier Abtastkondensatoren C1-C4 verwendet, um einen Ausgang des Digital-Analog-Wandlers mit neun Niveaus zu erzeugen: vier positive Werte, vier negative Werte und ein Nullwert. Ein vierphasiger nicht überlappender Taktgeber wird verwen det, um einen genauen Ladungstransfer zu erreichen und tran siente Signale in dem analogen Ausgangssignal 151 aufgrund des Schaltens der Schaltelemente zu minimieren. Die Taktpha sen PH1 und PH2, welche durch den Taktphasengenerator 130 (Fig. 2 und 3) ausgehend von dem Eingangstaktsignal 107 er zeugt werden, werden verwendet, um den Schalter S5 am Ein gang des Differentialverstärkers 150 zu steuern. Die Takt phasen PH3 und PH4 von dem Taktphasengenerator 130 werden verwendet, um den Schalter S6 am Ausgang des Differential verstärkers 150 zu steuern. Die Taktphasen PHA1-PHA4 und PHB1-PHB4 sind die gegatterten Versionen der Taktphasen PH3 und PH4 und steuern über den positiven (110) und negativen (120) Sequenzcontroller die Eingangsschalter S1A-S4A zu die sem Abtast- und Halteverstärker.

Wenn jede dieser Taktsignalphasen sich in ihrem logischen High-Zustand befindet, ist der zugehörige gesteuerte Schal ter in seinem EIN-Zustand, d. h. seinem verbundenen Zustand, und umgekehrt ist dann, wenn sich jede Taktsignal-Phase in ihrem logischen Low-Zustand befindet, der entsprechende ge steuerte Schalter in seinem AUS-Zustand, d. h. im nicht ver bundenen Zustand. Wenn z. B., bezugnehmend auf Schalter S5, die Taktphase PH1 sich in ihrem logischen High-Zustand be findet (und die Phase PH2 sich in ihrem logischen Low-Zu stand befindet) ist der Pol P5 des Schalter S5 mit dem Kon takt T5A verbunden. Wenn sich die Taktphase PH2 in ihrem logischen High-Zustand befindet (und die Phase PH1 sich in ihrem logischen Low-Zustand befindet) ist der Pol P5 mit dem Anschluß T5B verbunden. Wenn sich beide Phasen PH1 und PH2 in ihrem logischen Low-Zustand befinden, ist der Pol P5 von den beiden Anschlüssen T5A, T5B getrennt (es sollte jedoch klar sein, daß entsprechend wohlbekannten Techniken für in tegrierte Schaltungen diese Schalter implementiert werden können, indem verschiedene Formen von Transistorschaltungen, wie Durchlaßgatter oder Transmissionsgatter, verwendet wer den).

Bezugnehmend auf Fig. 7 kann die Steuerung der Schalter S1A- S4A, S5, S6 sowohl für positive als auch für negative Ein gangssignale wie gezeigt dargestellt werden. Die Spalten 1 und 2 geben an, welche der Taktphasen PH3 und PH4 für den Takt PHA1-PHA4 und PHB1-PHB4 für positive und negative digi tale Eingangssignalwerte 101 verwendet wird (man beachte, daß diese Phasen für den Fall gelten, in dem die Bezugsspannung VREF gegenüber der Erde der Schaltungssignale negativ ist, d. h. ein geringeres Potential besitzt. Wenn die Span nung VREF positiv wäre, wären die Taktphasen entsprechend vertauscht). Wie in der "Null"-Spalte angegeben, tritt keine Änderung in dem Schalterzustand auf, d. h. der Schalter ver bleibt in seinem vorherigen Zustand, wenn das digitale Ein gangssignal 101 Null ist (alternativ können für eine weiter gehende Verringerung des Signalrauschens die "Eingangsplat ten" der Kondensatoren C1-C4 mit der Erde der Systemsignale verbunden werden, indem die entsprechenden Taktphasen PHB1- PHB4 aufgegeben werden, wenn das digitale Eingangssignal 101 Null ist). Wie in der "Kommentar"-Spalte angegeben, werden die identifizierten Taktphasen durch die entsprechenden Schalter (Fig. 5) nur dann benutzt, wenn diese Schalter für eine aktive Steuerung durch einen Sequenzcontroller 110, 120 ausgewählt sind; ansonsten tritt keine Änderung in dem Zu stand des Schalters auf (oder die "Eingangsplatten" der Kon densatoren C1-C4 werden, wie vorangehend angemerkt, mit der Erde der Systemsignale verbunden), z. B. in dem Fall, daß ein Eingabewert Null empfangen wird.

Bezugnehmend auf Fig. 8 kann die vorangehend erörterte Ar beitsweise eines erfindungsgemäßen bipolaren elementenmit telnden Digital-Analog-Signalwandlers wie folgt zusammenge faßt werden. Die erste und vierte Spalte geben den Anfangs- bzw. Endwert der Indices an, welche von den Sequenzcontrol lern 110, 120 (Fig. 2 und 3) verwendet werden. Die zweite Spalte gibt den Ausgabewert an, welcher von dem Digital-Ana log-Wandler benötigt wird. Die dritte Spalte gibt die ausge wählten Kondensatoren ausgehend von den vorangehend genann ten Indexwerten an. Die letzte (fünfte) Spalte gibt an, wel cher der Abtastkondensatoren C1-C4 in jedem der Fälle ausge wählt ist oder nicht.

Der Endindexwert (Spalte 4) ist die Summe des anfänglichen Indexwertes (Spalte 1) und des Modulatorausgangs (Spalte 2).

Für dieses Beispiel mit vier Niveaus kann jeder der Sequenz controller 110, 120 als ein 2-Bit-Addierer, welcher über fließt oder zurückspringt, wenn er seinen maximalen Zähler stand erreicht, plus einer einfachen Decodierlogik implemen tiert werden, so daß die Auswahl der korrekten Abtastkonden satoren C1-C4 derart gewährleistet ist, daß jeder Kondensa tor gleich oft nacheinander verwendet wird. Jeder Sequenz controller 110, 120 implementiert die in dieser Tabelle ge zeigten Sequenzen, wobei nur ein Sequenzcontroller 110, 120 entsprechend der Polarität der Eingabe zu einer gegebenen Zeit verwendet wird.

Die vorangehend erörterten Ausführungsformen der Erfindung verwenden Kondensatoren als Abtastelemente. Kondensatoren sind beim Erzeugen von positiven und negativen Signalen um einen "Nullpunkt" durch einfaches Ändern der Schaltphasen einstellung an ihren unteren Platten sehr effizient. Dies hat den zusätzlichen Vorteil, daß nur eine einpolige Bezugs spannung erforderlich ist, welche ihrerseits gleiche Ver stärkung sowohl für positive als auch für negative Signale impliziert, was zu einer geringeren Verzerrung der zweiten Harmonischen gegenüber Konstruktionen mit zwei Referenzspan nungen erzeugt wird. Es sollte jedoch klar sein, daß andere Anwendungen als die vorangehend erörterten abgetasteten Spannungen, z. B. geschaltete Ströme, verwendet werden kön nen, um einen ähnlichen Vorteil mit den vorangehend erörter ten "positiven" und "negativen" Sequenzcontrollern zu errei chen. Zusätzlich kann der vorangehend erläuterte Wandler in Digital-Analog-Wandlern ebenso wie in Analog-Digital-Wand lern verwendet werden, welche ΔΣ-Signalumwandlungstechniken verwenden.

Auf der Grundlage des Vorangehenden sollten eine Reihe von Vorteilen eines bipolaren elementenmittelnden Digital-Ana log-Signalwandlers gemäß der Erfindung deutlich sein. Zum Beispiel ist das analoge Ausgangssignal um eine Gleichstrom- Null zentriert, unabhängig von der Anpassung der Abtastkom ponenten. Weiterhin sind weniger analoge Komponenten, z. B. Kondensatoren, erforderlich, wodurch die Aufgabe der Anpas sung der Komponenten vereinfacht wird. Darüberhinaus ist das Verhältnis von digitalen Schaltelementen zu analogen Schalt elementen größer, wodurch eine Schaltung erzeugt wird, wel che leichter entsprechend herkömmlichen Schaltungsintegra tionstechniken skaliert werden kann. Weiterhin ist die Zy klus- oder Sequenzrate für die Abtastkomponenten die doppel te wie die nach dem Stand der Technik. Dies verlagert jedes erzeugte Rauschen zu höheren Frequenzen, wo es leichter aus gefiltert werden kann.

Verschiedene andere Modifikationen und Änderungen in dem Aufbau und der Betriebsweise dieser Erfindung werden einem Fachmann auf diesem Gebiet deutlich sein, ohne den Bereich und den Gedanken der Erfindung zu verlassen. Obwohl die Er findung in Verbindung mit spezifischen bevorzugten Ausfüh rungsformen beschrieben wurde, sollte klar sein, daß die beanspruchte Erfindung nicht ungerechtfertigterweise auf solche spezifischen Ausführungsformen beschränkt sein soll te. Vielmehr sollen die folgenden Ansprüche den Umfang der Erfindung definieren und die Strukturen und Verfahren inner halb des Umfangs dieser Ansprüche und ihrer Äquivalente sol len durch sie abgedeckt werden.

Claims

1. Vorrichtung, welche einen bipolaren elementenmittelnden Digital-Analog- Signalwandler enthält und umfaßt:
einen Abtastcontroller, welcher so konfiguriert ist, daß er ein digitales Mehrbit- Signal und ein Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesen eine Mehr zahl von Abtaststeuersignalen erzeugt, wobei
das digitale Mehrbit-Signal mehrere digitale Größen enthält, welche mehrere numerische Werte darstellen, denen ein Mittelwert zugeordnet ist,
das Vorzeichensignal angibt, ob ein entsprechender Wert der mehreren numeri schen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, po sitiv oder negativ bezüglich des Mittelwerts ist, und
eine Mehrzahl von Abtastschaltungen, welche mit dem Abtastcontroller ge koppelt sind und so konfiguriert sind, daß sie die Abtaststeuersignale empfan gen und entsprechend diesen ein Referenzsignal abtasten und in Überein stimmung damit ein Analogsignal abgeben, welches dem digitalen Mehrbit- Signal entspricht und aus mehreren analogen Größen zusammengesetzt ist, welche den mehreren numerischen Werten entsprechen,
wobei entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen jede Abtastschal tung aus der Mehrzahl von Abtastschaltungen verwendet wird, um das Refe renzsignal mehrmals und im wesentlichen gleichhäufig abzutasten, wenn ent sprechend dem Vorzeichensignal jeder Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv oder negativ ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehr zahl von Abtaststeuersignalen eine erste rotierende Sequenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender Wert der mehreren numeri schen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, be züglich des Mittelwerts positiv ist, und die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen eine zweite rotierende Sequenz dar stellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender Wert der mehreren numerischen Werte, die durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ent sprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen jede Abtastschaltung aus der Mehrzahl von Abtastschaltungen verwendet wird, um das Referenzsignal,
wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt wer den, bezüglich des Mittelwerts positiv sind, sukzessive in einer ersten rotieren den Sequenz und,
wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder der numerischen der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt wer den, bezüglich des Mittelwerts negativ ist, sukzessive in einer zweiten rotieren den Sequenz
abzutasten.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastcontroller umfaßt:
eine erste Sequenzcontrollerschaltung, welche so konfiguriert ist, daß sie das digitale Mehrbit-Signal und das Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesen eine erste Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen abgibt,
eine zweite Sequenzcontrollerschaltung, welche so konfiguriert ist, daß sie das digitale Mehrbit-Signal und das Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesem eine zweite Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen abgibt, und
eine Mehrzahl von Schalterschaltungen, welche mit der ersten und zweiten Se quenzcontrollerschaltung gekoppelt sind und so konfiguriert sind, daß sie das Vorzeichensignal empfangen und entsprechend diesem die erste und zweite Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen empfangen und unter diesen auswählen und in Übereinstimmung damit eine aus der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen ausgewählte Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen als die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen abgeben.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen eine erste rotierende Sequenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist und die zweite Mehrzahl von Abtastfrequenzsignalen eine zweite rotierende Se quenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender nu merischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekenn zeichnet, daß die Mehrzahl von Abtastschaltungen umfaßt:
einen Referenzknoten, welcher so konfiguriert ist, daß er das Referenzsignal empfängt,
eine Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen und
eine Mehrzahl von Schalterschaltungen, welche zwischen dem Referenzknoten und der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekoppelt und so konfiguriert sind, daß sie die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen empfangen und diesen entsprechend Teile der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen an den Refe renzknoten elektrisch koppeln bzw. elektrisch von ihm abkoppeln,
wobei die elektrisch angekoppelten und abgekoppelten Teile der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen zusammen das Analogsignal bilden.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Integra tionsschaltung, welche mit der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekop pelt ist und so konfiguriert ist, daß sie das Analogsignal empfängt und inte griert.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehr zahl von Abtastschaltungen und die Integrationsschaltung zusammen einen Abtast- und Halteverstärker bilden.

9. Vorrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Tiefpaßfil terschaltung, welche mit der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekoppelt ist und so konfiguriert ist, daß sie das Analogsignal empfängt und einer Tief paßfilterung unterzieht.

10. Vorrichtung mit einem bipolaren elementenmittelnden Digital-Analog- Signalwandler, welcher umfaßt:
einen Abtastcontroller, welcher so konfiguriert ist, daß er ein digitales Mehrbit- Signal und ein Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesen mehrere Abtaststeuersignale abgibt, wobei
das digitale Mehrbitsignal mehrere digitale Größen enthält, welche mehrere numerische Werte darstellen, denen ein Mittelwert zugeordnet ist,
das Vorzeichensignal anzeigt, ob ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche von dem digitalen Mehrbit-Signal reprä sentiert wird, positiv oder negativ bezüglich des Mittelwerts ist, und
eine Mehrzahl von Abtastschaltungen, welche mit dem Abtastcontroller ge koppelt und so konfiguriert sind, daß sie die Mehrzahl von Abtaststeuersigna len empfangen und in Übereinstimmung damit ein Referenzsignal abtasten und in Übereinstimmung damit ein Analogsignal abgeben, welches dem digitalen Mehrbit-Signal entspricht und aus mehreren analogen Größen zusammenge setzt ist, welche die Mehrzahl von numerischen Werten repräsentieren, wobei in Übereinstimmung mit der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen jede Abtastschaltung aus der Mehrzahl von Abtastschaltungen verwendet wird, um das Referenzsignal,
wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert aus der Mehrzahl von numerischen Werten, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist, sukzessive in einer er sten rotierenden Sequenz abzutasten und,
wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert aus der Mehrzahl von numerischen Werten, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist, sukzessive in einer zweiten rotierenden Sequenz abzutasten.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen die erste rotierende Sequenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal anzeigt, daß ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal darge stellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist und die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen die zweite rotierende Sequenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Abtastcontroller umfaßt:
eine erste Sequenzcontrollerschaltung, welche so konfiguriert ist, daß sie das digitale Mehrbit-Signal und das Vorzeichensignal empfängt und entsprechend diesen eine erste Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen abgibt,
eine zweite Sequenzcontrollerschaltung, welche so konfiguriert ist, daß sie das digitale Mehrbit-Signal und das Vorzeichensignal empfängt und entsprechen diesen eine zweite Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen abgibt, und
eine Mehrzahl von Schalterschaltungen, welche mit der ersten und zweiten Se quenzcontrollerschaltung gekoppelt sind und so konfiguriert sind, daß sie das Vorzeichensignal empfangen und entsprechend diesen die erste und zweite Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen empfangen und daraus auswählen und in Übereinstimmung damit die aus der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtast sequenzsignalen ausgewählte Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen als die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen abgeben.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen die erste rotierende Sequenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist, und eine zweite Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen die zweite rotierende Se quenz darstellt, wenn das Vorzeichensignal angibt, daß ein entsprechender nu merischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittelwerts negativ ist.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeich net, daß die Mehrzahl von Abtastschaltungen umfaßt:
einen Referenzknoten, welcher so konfiguriert ist, daß er das Referenzsignal empfängt,
eine Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen und
eine Mehrzahl von Schalterschaltungen, welche zwischen dem Referenzknoten und der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekoppelt und so konfiguriert sind, daß sie die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen empfangen und entspre chend diesen Teile der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen elektrisch an den Referenzknoten ankoppeln bzw. von ihm abkoppeln,
wobei die elektrisch an- und abgekoppelten Teile der Mehrzahl von kapaziti ven Schaltungen zusammen das Analogsignal bilden.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Integra tionsschaltung, welche mit der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekop pelt ist und so konfiguriert ist, daß sie das Analogsignal empfängt und inte griert.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Abtastschaltungen und die Integrationsschaltung zusammen ei nen Abtast- und Halteverstärker bilden.

17. Vorrichtung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Tiefpaßfil terschaltung, welche mit der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen gekoppelt und so konfiguriert ist, daß sie das Analogsignal empfängt und einer Tiefpaß filterung unterzieht.

18. Verfahren zum Durchführen einer bipolaren elementenmittelnden Digital- Analog-Signalwandlung, welches die folgenden Schritte umfaßt:

- Empfangen eines digitalen Mehrbit-Signals und eines Vorzeichensignals und Erzeugen einer Mehrzahl von Abtaststeuersignalen in Übereinstimmung hier mit, wobei
das digitale Mehrbit-Signal mehrere digitale Größen enthält, welche mehrere numerische Werte darstellen, denen ein Mittelwert zugeordnet ist,
das Vorzeichensignal anzeigt, ob ein entsprechender numerischer Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal darge stellt werden, positiv oder negativ bezüglich des Mittelwerts ist, und
- Abtasten eines Referenzsignals entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersi gnalen und Erzeugen eines Analogsignals in Übereinstimmung damit, welches dem digitalen Mehrbit-Signal entspricht und aus mehreren analogen Größen zusammengesetzt ist, welche die Mehrzahl von numerischen Werten repräsen tiert,
wobei entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen das Referenzsignal mehrmals und im wesentlichen gleichhäufig abgetastet wird, wenn entspre chend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert aus der Mehrzahl von nu merischen Werten, welche durch das digitale Mehrbit-Signal repräsentiert wird, bezüglich des Mittelwerts positiv oder negativ ist.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Abtastens eines Referenzsignals in Übereinstimmung mit der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen und des Erzeugens eines Analogsignals in Überein stimmung damit das Abtasten des Referenzsignals in Übereinstimmung mit der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen sukzessive in einer ersten rotierenden Se quenz, wenn entsprechend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal darge stellt werden, bezüglich des Mittelwerts positiv ist, und sukzessive in einer zweiten rotierenden Sequenz, wenn in Übereinstimmung mit dem Vor zeichensignal jeder numerische Wert der mehreren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt werden, bezüglich des Mittel werts negativ ist, umfaßt.

20. Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Empfangens eines digitalen Mehrbit-Signals und eines Vor zeichensignals und des Erzeugens einer Mehrzahl von Abtaststeuersignalen in Übereinstimmung damit umfaßt:

- Empfangen des digitalen Mehrbit-Signals und des Vorzeichensignals und Er zeugen einer ersten und zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen in Über einstimmung damit und
- Empfangen des Vorzeichensignals und Empfangen der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen und Auswählen daraus entsprechend demselben und Abgeben der aus der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtast sequenzsignalen ausgewählten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen als die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen in Übereinstimmung damit.

21. Verfahren nach einem Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Abtastens eines Referenzsignals entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen und des Erzeugens eines Analogsignals in Über einstimmung damit es umfaßt, die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen zu empfangen und Teile der Mehrzahl von kapazitiven Schaltungen in Übereinstim mung damit mit dem Referenzsignal zu laden und zu entladen, um das Analog signal zu erzeugen.

22. Verfahren nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch den Schritt des Integrierens des Analogsignals.

23. Verfahren nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch den Schritt der Tiefpaßfilterung des Analogsignals.

24. Verfahren zum Durchführen einer bipolaren elementenmittelnden Digital- Analog-Signalwandlung, welches die folgenden Schritte umfaßt:

- Empfangen eines digitalen Mehrbit-Signals und eines Vorzeichensignals und Erzeugen einer Mehrzahl von Abtaststeuersignalen in Übereinstimmung damit, wobei
das digitale Mehrbitsignal mehrere digitale Größen enthält, welche mehrere numerischen Werte darstellen, denen ein Mittelwert zugeordnet ist,
das Vorzeichensignal angibt, ob ein entsprechender numerischer Wert der meh reren numerischen Werte, welche durch das digitale Mehrbit-Signal dargestellt wird, positiv oder negativ bezüglich des Mittelwerts ist, und
- Abtasten eines Referenzsignals entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersi gnalen und Erzeugen eines Analogsignals in Übereinstimmung damit, welches dem digitalen Mehrbit-Signal entspricht und aus mehreren analogen Größen zusammengesetzt ist, welche die Mehrzahl von numerischen Werten repräsen tiert,
wobei entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen das Referenzsignal sukzessiv in einer ersten rotierenden Sequenz abgetastet wird, wenn entspre chend dem Vorzeichensignal jeder Wert aus der Mehrzahl von numerischen Werten, welche durch das digitale Mehrbit-Signal repräsentiert wird, bezüglich des Mittelwerts positiv ist und
sukzessive in einer zweiten rotierenden Sequenz abgetastet wird, wenn entspre chend dem Vorzeichensignal jeder numerische Wert aus der Mehrzahl von nu merischen Werten, welche durch das digitale Mehrbit-Signal repräsentiert wird, bezüglich des Mittelwerts negativ ist.

25. Verfahren nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Empfangens eines digitalen Mehrbit-Signals und eines Vorzeichensignals und des Erzeugens einer Mehrzahl von Abtaststeuersignalen in Übereinstim mung damit umfaßt:

- Empfangen des digitalen Mehrbitsignals und des Vorzeichensignals und Er zeugen einer ersten und einer zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen in Übereinstimmung damit und
- Empfangen des Vorzeichensignals und Empfangen der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen und Auswählen daraus in Übereinstim mung mit demselben und Ausgeben der aus der ersten und zweiten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen ausgewählten Mehrzahl von Abtastsequenzsignalen in Übereinstimmung damit als die Mehrzahl von Abtaststeuersignalen.

26. Verfahren nach Anspruch 24 oder 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Abtastens eines Referenzsignals entsprechend der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen und des Erzeugens eines Analogsignals in Übereinstim mung damit das Empfangen der Mehrzahl von Abtaststeuersignalen und das elektrische Laden mit dem Referenzsignal und das Entladen von Teilen der Mehrzahl der kapazitiven Schaltungen entsprechend denselben umfaßt, um das Analogsignal zu erzeugen.

27. Verfahren nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch den Schritt des Integrierens des Analogsignals.

28. Verfahren nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch den Schritt der Tiefpaßfilterung des Analogsignals.