DE4435305A1

DE4435305A1 - Mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator

Info

Publication number: DE4435305A1
Application number: DE4435305A
Authority: DE
Inventors: David Byrd Ribner
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1993-10-04
Filing date: 1994-10-01
Publication date: 1995-04-06
Also published as: JP3706643B2; US5392043A; IL111087A0; JPH07162270A; IL111087A

Description

Die Erfindung betrifft Analog-Digital-Wandler (ADC von ana log-to-digital converter) und insbesondere Analog-Digital- Wandler, die einen Integrator mit geschalteten Kondensato ren (SC von switched capacitor) verwenden.

Rauscharme Integratoren sind wünschenswert für Delta-Sigma- Analog-Digital-Wandler und Filter mit geschalteten Konden satoren, da das Rauschen des Integrators typischerweise für die Gesamtschaltung, die den Integrator enthält, maßgebend ist. Rauscharme Integratoren mit geschalteten Kondensato ren, wie sie z. B. in der am 23. Januar 1990 veröffentlich ten US-PS 4,896,156 mit dem Titel "Switches-Capacitance Networks for Differential-Input amplifiers, Not Requiring Balanced Input Signals" von Garverick, in der am 3. Juli 1990 veröffentlichen US-PS 4,939,516 mit dem Titel "Chopper Stabilized Delta-Sigma Analog-to-Digital Conver ter" von Early, in der am 13. August 1991 veröffentlichten US-PS 5,039,989 mit dem Titel "Delta-Sigma Analog-to-Digi tal Converter With Chopper Stabilization at the Sampling Frequency" von Welland et al. und in der am 15. September 1992 veröffentlichten US-PS 5,148,167 mit dem Titel "Sigma- Delta Oversampled Analog-to-Digital Converter Network with Chopper Stabilization" von Ribner beschrieben worden sind, - der Inhalt der vorgenannten Patentschriften wird hiermit unter Bezugnahme aufgenommen - wenden häufig eine Chopper stabilisierung an und können mit der halben Signalabta strate F_s oder niedriger betrieben werden, um Niederfre quenz-Rauschen, insbesondere 1/f-Rauschen sowie jeden Gleichspannungs-(DC von direct current)-Offset zu beseiti gen. Unglücklicherweise kann bei einem überabgetasteten Delta-Sigma-Modulator ein "Chopping" (Zerhacken), bei ei ner Frequenz von etwa F_s/2 zu einer Modulation des Quantisierungsrauschens des Modulators bis herunter zu Nie derfrequenzpegeln führen oder einen Gleichspannungs-Offset hervorrufen. Dies kann auftreten, da das Quantisierungs- Rauschen seinen Spitzenwert bei F_s/2 aufgrund der Rausch form des Delta-Sigma-Modulators erreicht, wie dies bei spielsweise in einem Aufsatz von D. Kerth und D. Piasecki mit dem Titel "An Oversampling Converter for Strain Gauge Transducers" beschrieben worden ist, der in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band 27, Nr. 12, Dezember 1992 er schienen ist und unter Bezugnahme hierin mit aufgenommen ist. Es besteht daher ein Bedürfnis für einen abgetasteten Signalgenerator, der bei einer Analog-Digital-Wandlung An wendung findet und dieses Rauschproblem beseitigt.

Es ist ein Ziel der Erfindung, einen abgetasteten Signalin tegrator zu schaffen, der bei einer gegebenen Taktrate mit der doppelten Rate herkömmlicher abgetasteter Signalinte gratoren integrieren kann.

Ein zweites Ziel besteht darin, für eine abgetastete Si gnalintegration mit einem niedrigen, eingangsbezogenen Offset und einem niedrigen "1/f"-Rauschen zu sorgen.

Ein weiteres Ziel besteht darin, einen abgetasteten Signal integrator zu schaffen, der die Modulation des Quantisie rungsrauschens herunter bis zu Tiefpaß- oder Durchlaßfre quenzen vermeidet.

Ein weiteres Ziel besteht darin, einen abgetasteten Signal integrator zu schaffen, der Eintakt-Eingangssignale anneh men kann.

Ein weiteres Ziel liegt darin, einen abgetasteten Signalin tegrator zu schaffen, der im Vergleich mit herkömmlichen abgetasteten Signalintegratoren ein verringertes thermi sches Rauschen aufweist.

Kurz zusammengefaßt, weist ein beispielhafter, abgetasteter Signalintegrator gemäß der Erfindung folgende Bauelemente auf: einen Verstärker, zwei Kondensatorpaare, wobei das er ste Kondensatorpaar zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüsse des Verstärkers gemäß einer herkömmli chen negativen Rückkopplungskonfiguration angeschlossen ist und das zweite Kondensatorpaar über ein erstes Schalterpaar mit den Eingangsanschlüssen des Verstärkers und gleicherma ßen über ein zweites Paar von Schaltern mit einer Span nungsquelle verbunden ist, wobei die beiden Schalterpaare kreuzgekoppelt oder synchronisiert sind, um eine Integra tion mit doppelter Taktrate auszuführen, sowie eine Vor spannung, die mit jedem Eingangsanschluß des Verstärkers parallelgeschaltet ist und dadurch für eine Gleichtakt-Vor spannung für den Integrator sorgt.

Bei einer anderen Ausführungsform nach der Erfindung kön nen die Ausgangssignale eines abgetasteten Signalintegra tors, der derart ausgestaltet ist, daß er eine Integration mit doppelter Geschwindigkeit oder eine doppelratige Inte gration ausführen kann, auch moduliert und dezimiert wer den, um ein Gleichspannungs- oder Niederfrequenz-Rauschen zu verringern oder zu beseitigen.

Der Gegenstand der Erfindung ist deutlich und knapp in der Zusammenfassung am Schluß der Beschreibung beschrieben. Al lerdings kann man die Erfindung bezüglich der Organisation und bezüglich der Arbeitsweise zusammen mit weiteren Zielen und Vorteilen am besten unter Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung verstehen, wenn man sie zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen liest. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild, das eine Ausführungsform ei nes mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signal integrators zeigt,

Fig. 2 ein Schaltbild, das eine Ausführungsform eines mit doppelter Taktrate abgetasteten Signalintegrators gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 3 ein Schaltbild, das eine Ausführungsform eines einpoligen Umschalters zeigt, wie er beispielsweise in ei nem mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signal integrator gemäß der Erfindung zum Einsatz kommen kann,

Fig. 3a ein Zeitdiagramm, das nicht überlappende Taktim pulse eines extern abgeleiteten Taktes zeigt, der die Aus führungsform des in Fig. 3 gezeigten einpoligen Umschalters ansteuern kann,

Fig. 4 ein Schaltbild, das eine alternative Ausführungs form eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 5 ein Schaltbild, welches eine weitere Ausführungs form eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 6 ein Schaltbild, das eine weitere alternative Aus führungsform eines mit doppelter Taktrate abgetasteten Si gnalintegrators gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 7 ein Schaltbild, das noch eine weitere Ausfüh rungsform eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betrie benen Signalintegrators gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 8 ein Schaltbild, das die Ausführungsform nach Fig. 7 in einer Delta-Sigma-Modulatorkonfiguration zweiter Ord nung zeigt.

Fig. 1 zeigt einen mit doppelter Abtastgeschwindigkeit be triebenen Signalintegrator 90. Gemäß der Erfindung handelt es sich um eine Integration mit doppelter Geschwindigkeit oder um eine doppelratige Integration, die während eines Zyklus eines Taktimpulses T_CL die Integration von zwei Si gnal-Abtastwerten, beispielsweise Spannungssignal-Abtast werte, ausführt. Typischerweise kann dies dadurch reali siert werden, daß man während wechselnder Phasen des Tak timpulses integriert, wie dies nachfolgend im einzelnen er klärt und beschrieben wird. Der Integrator 90 kann einen symmetrischen oder einen Differenz-Operationsverstärker 111 mit Rückkopplungskondensatoren 120 und 130 sowie geschal tete Kondensatoren 140 und 150 aufweisen. Jeder Schalter in einem ersten Paar von Schaltern 180 und 190 schaltet selek tiv einen Anschluß des geschalteten Kondensators 140 bzw. 150 zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsquelle 200, die ein Spannungssignal V_IN liefert. Jeder geschaltete Kondensator 140 und 150 weist einen verbleibenden oder weiteren Anschluß auf. Die jeweiligen weiteren Anschlüsse werden selektiv über die jeweiligen Schalter in einem zwei ten Paar von Schaltern 160 und 170 zwischen die Eingangsan schlüsse des Operationsverstärkers 111 geschaltet. Gemäß der Erfindung verbindet ein Schalter, der selektiv einen ersten Anschluß oder Knoten zwischen zwei weitere An schlüsse oder Knoten schaltet, der zwischen einem zweiten Anschluß und einem dritten Anschluß sich befindet, peri odisch den ersten Anschluß mit einem der beiden anderen An schlüsse, beispielsweise mit dem zweiten Anschluß und an schließend periodisch den ersten Anschluß mit dem anderen der beiden anderen Anschlüsse, in diesem Fall mit dem drit ten Anschluß, während der Zeitperiode, zu der der erste An schluß nicht mit dem einen der beiden anderen Anschlüsse verbunden ist, in diesem Fall der zweite Anschluß. Es wird nunmehr verständlich, daß die Schaltaktivität oder der Schaltungsbetrieb durch einen extern abgeleiteten Takt ge steuert werden kann, der eine periodische Wellenform mit einer vorbestimmten Rate oder Frequenz F_CL, z. B. Taktim pulse liefert, die ein Zweiphasen-Taktsignal bilden. Bei spielsweise kann der extern abgeleitete Taktimpuls eine Rechteckwelle mit einer Periode T_CL = 1/F_CL bilden. Ebenso wird die Abtastrate des Eingangsspannungssignals mit F_s be zeichnet. Geschaltete Kapazitätswiderstände, wie sie bei spielsweise durch die geschalteten Kondensatoren 140 und 150 realisiert sind, sind näher auf den Seiten 277 bis 280 in dem Aufsatz von R. Gregorian "Analog MOS Integrated Cir cuits for Signal Processing" beschrieben, den man über Wi ley, New York (1986), beziehen kann und der hierin unter Bezugnahme mit aufgenommen ist.

Wie in Fig. 1 dargestellt ist, besitzen die Eingangsan schlüsse und die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers 111, in diesem Fall ein Differenzverstärker, entgegengesetzte Pola ritäten. Bei einem Differenzverstärker des dargestellten Typs liefert insbesondere jeder Ausgangsanschluß ein Span nungssignal, das im wesentlichen die Differenz der Span nungssignale darstellt, die an jedem Eingangsanschluß bereitgestellt werden. Darüber hinaus besitzen die beiden erzeugten Ausgangsspannungssignale eine entgegengesetzte Polarität. Wie gezeigt, verbinden die Kondensatoren 120 und 130 jeden Eingangsanschluß des Verstärkers 111 mit dem Aus gangsanschluß, der eine entgegengesetzte Polarität auf weist, um eine herkömmliche negative Rückkopplungskonfigu ration zu bilden.

Wie gezeigt ist, ist jeder Schalter in dem zweiten Paar von Schaltern 160 und 170 derart ausgebildet, daß er selektiv einen ersten Anschluß eines der geschalteten Kondensatoren 140 bzw. 150 zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstär kers 111 schalten kann. Ebenso ist jeder Schalter des er sten Paares von Schalter 180 und 190 derart ausgebildet, daß er einen zweiten oder anderen Anschluß eines der ge schalteten Kondensatoren 140 bzw. 150 zwischen die An schlüsse der externen Spannungsquelle 200 selektiv anschal ten kann.

Die Schalter 160 und 170 des zweiten Schalterpaares sind miteinander synchronisiert oder derart ausgebildet, daß sie selektiv den ersten Anschluß des geschalteten Kondensators 140 bzw. 150 zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstär kers 111 schalten können, so daß während eines nachfolgen den Schaltvorgangs jeder Eingangsanschluß des Verstärkers 111 abwechselnd mit einem anderen Kondensator verbunden ist. Deshalb sind während des Schaltbetriebs oder eines Schaltzyklus die Schalter 160 und 170 synchronisiert, so daß die geschalteten Kondensatoren den bestimmten Eingangs anschluß des Verstärkers 111 schalten oder austauschen, mit dem jeder Kondensator verbunden ist. Einer der Schalter kann z. B. vier CMOS-Übertragungsgatter aufweisen, die, wie in Fig. 3 gezeigt, angeschlossen sind, um einen herkömmli chen einpoligen Umschalter (SPDT von single-pole, double throw) zu realisieren. Bei dieser Ausführungsform erfüllt der Einsatz der CMOS-Technologie eine Anzahl von Vorteilen, wie z. B. eine Erleichterung bei der Herstellung von hochin tegrierten Schaltungen und das Vermeiden der Notwendigkeit, einen Gate-Ruhestrom einspeisen zu müssen, wie dies typi scherweise bei Bipolar-Transistoren notwendig ist. Dennoch enthalten andere Schaltungen, die sich gemäß der Erfindung als Schalter eignen können, bipolare Transistoren, Sperr schicht-Feldeffekttransistoren (JFET von junction field ef fect transistor), Metall-Halbleiter-Feldeffekttransistoren, wie z. B. GaAs-MES-FETs, Relais sowie Schottky- und andere Diodenbrücken. Fig. 3a zeigt weiter den Takt für die Tak timpulse oder für die CMOS-Übertragungsgatter 10, 20, 30 und 40, die den einpoligen Umschalter (SPDT) verwirklichen. Wie in Fig. 3a gezeigt ist, überlappen sich die Taktsignale zwischen verschiedenen Gattern nicht, damit unerwünschte Leitungspfade zwischen den verschiedenen CMOS-Gattern ver mieden werden. Ebenso sind alternative Taktphasen Φ₁ und Φ₂ für einen Taktzyklus dargestellt.

Die Schalter 180 und 190 in dem ersten Paar von Schaltern sind ebenfalls miteinander synchronisiert oder derart aus gebildet, daß sie selektiv den jeweiligen zweiten oder ver bleibenden Anschluß des geschalteten Kondensators 140 bzw. 150 zwischen die Anschlüsse der externen Spannungsquelle schalten können, so daß während nachfolgender Schaltungszy klen jeder Anschluß der Spannungsquelle abwechselnd mit ei nem anderen Kondensator verbunden ist. Die Schalter 180 und 190 sind wieder synchronisiert, so daß die geschalteten Kondensatoren den besonderen Anschluß der Spannungsquelle wechseln, mit dem jeder verbunden ist. Wiederum kann jeder einpolige Umschalter durch vier verbundene CMOS-Übertra gungsgatter verwirklicht werden, wie dies in Fig. 3 darge stellt ist. Außerdem sind die ersten und zweiten Paare von Schaltern 160, 170, 180 und 190 miteinander synchronisiert oder kreuzweise verbunden, so daß die Schalter des ersten Paares die Anschlüsse der Spannungsquelle während eines Schaltungsbetriebs oder während eines Schaltungszyklus wechseln oder schalten, und zwar im wesentlichen zur glei chen Zeit, zu der die Schalter des zweiten Paares die Ein gangsanschlüsse des Verstärkers wechseln oder schalten. Dies kann beispielsweise durch eine herkömmliche zweipolige Umschaltkonfiguration (double-pole, double-throw switching configuration) verwirklicht werden. Bei einer Ausführungs form kann während eines Schaltbetriebs ein extern abgelei teter Takt die beiden Schalterpaare bei einer vorbestimmten Taktfrequenz mit F_s = 2 F_CL ansteuern, so daß die Synchro nisation zur Durchführung einer Integration doppelter Rate erreicht wird.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung führt zu einem Summie ren von zwei Abtastwerten des Spannungssignals V_IN, wobei die Abtastwerte zu zwei gesonderten Zeitpunkten entnommen werden, z. B. während Wechselphasen eines extern abgeleite ten Zweiphasen-Taktes, der die Schalterpaare steuert. Dabei versteht sich natürlich, daß die Erfindung nicht darauf be schränkt ist, durch einen 2-Phasen-Takt gesteuert zu wer den. Im Grunde würde sich jeder "Arbeits"-Zyklus als be friedigend erweisen, obwohl im wesentlichen Gleichphasen für den 2-Phasen-Takt Vorteile bezüglich der Geschwindig keit und der Schaltungs-Einschwingzeit liefern können. Die abgetasteten Spannungssignale werden als elektrische Ladung dadurch in den Kondensator des Integrators während der al ternierenden Taktphasen eingespeist, z. B. während solcher Phasen, die in Fig. 3a dargestellt sind. Daher integriert die Verstärkerschaltung bei einem einzelnen Taktimpuls mit der doppelten Rate eines herkömmlichen Integrators, indem zwei abgetastete Spannungssignale in einer Taktperiode T_CL integriert werden. Die Integration findet zweimal so häufig statt, ohne daß die Taktrate F_CL erhöht werden müßte. Die Z-Transformation eines solchen abgetasteten Spannungssi gnal-Integrators bezüglich der Taktrate F_CL ist durch die Gleichung [1] gegeben.

wobei α =

C1/C5 = C2/C6 [1a]

und wobei C1, C2, C5 und C6 die jeweiligen Kapazitäten der Schaltungskomponenten bezeichnen, die in Fig. 1 gezeigt sind. Die Zeitbereichs-Differenzgleichung für diese Über tragungsfunktion ist unten angegeben.

V₀(nT_CL - V₀(n-½)T_CL) = α [V_IN(nT_CL + V_IN(n-½)T_CL)] [2]

V₀(t) bzw. V_IN(t) bezeichnen das abgetastete Ausgangsspan nungssignal bzw. das abgetastete Eingangsspannungssignal zur Zeit t. Da die bilineare Transformation die kontinuier liche Frequenzvariable s auf die diskrete Zeitvariable z gemäß

s = (1-z^-1)/(1+z^-1) [3]

abbildet, kann die in Fig. 1 dargestellte Schaltung die bi lineare Transformation α/s oder die Integrationsfunktion theoretisch oder physikalisch realisieren. Das gewünschte doppelratige Verhalten nach Gleichung (1) wird durch z^-1/2 anstelle von z^-1 ausgedrückt. Ebenso ist bei niedrigen Fre quenzen bezüglich der Taktrate F_CL der Zähler der Übertra gungsfunktion in Gleichung [1] näherungsweise 2α. Der Fak tor von 2 ist aufgrund der mit doppelter Taktrate auszufüh renden Integration eingefügt.

Eine wichtige Änderung der Schaltung nach Fig. 1 ist in Fig. 2 erläutert. Der in Fig. 1 dargestellte, mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebene Signalintegrator funktio niert in der Praxis tatsächlich nicht, da zu einer Span nungsquelle oder zur Masse für die Eingangsanschlüsse des Verstärkers kein Ohm′scher Pfad vorgesehen ist. Dieses Pro blem wird durch einen abgetasteten Signalintegrator 100 ge mäß der Erfindung beseitigt, wie er beispielsweise in Fig. 2 dargestellt ist. Eine Gleichtaktvorspannung, z. B. eine Vorspannung, kann mit jedem Eingangsanschluß des Verstär kers parallelgeschaltet sein. Nach Fig. 2 ist eine Vor spannung unmittelbar mit jedem Eingangsanschluß des Ver stärkers 111 parallel geschaltet. Gemäß der Erfindung bezieht sich der Ausdruck Vorspannung auf ein Signal, bei spielsweise ein elektrisches Signal, und zwar typischer weise einen Strom oder eine Spannung, welches ein Bezugssi gnal oder Signal-Bezugspunkt für die übrigen Signale in der Schaltung oder in dem System während des Systembetriebs oder der Signalverarbeitung bereitstellt. Diese Vorspannung kann für einen abgetasteten Signalintegrator durch mehrere unterschiedliche Techniken verwirklicht oder physikalische realisiert werden.

Für die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform ist ein er ster geschalteter Kondensator 230 bzw. ein zweiter geschal teter Kondensator 260 in Reihe mit einer Spannungsquelle 210 geschaltet, um einen geschalteten Ladungspfad bereitzu stellen, der die jeweiligen Eingangsanschlüsse des Diffe renzverstärkers während des eingeschwungenen Betriebszu standes der Schaltung widerstandsbegrenzt auf V_ICM vor spannt. Wiederum können die Schalter durch einen extern ab geleiteten Takt oder durch eine "N-polige" Umschalterkonfi guration synchronisiert werden. Wie dargestellt, ist ein einpoliger Umschalter 290 mit dem Kondensator 230 und ein einpoliger Umschalter 280 mit dem Kondensator 260 in Reihe geschaltet, so daß jeder geschaltete Kondensator, der mit der Spannungsquelle 210 in Reihe geschaltet ist, einen ef fektiven Widerstandswert in Reihe mit der Spannungsquelle 210 und effektiv eine Gleichtakt-Vorspannung parallel zu jedem Eingangsanschluß des Verstärkers liefert. Obwohl beide Eingangsanschlüsse eine solche Gleichtakt-Vorspannung erfordern, genügt eine Vorspannung, um beide Anschlüsse vorzuspannen. Der Einsatz von geschalteten kapazitiven Wi derständen auf diese Weise ist in dem vorher genannten Auf satz von Gregorian beschrieben. Alternativ kann ein Wider stand oder ein geschaltetes Kondensatorpaar in Reihe mit der Spannungsquelle geschaltet sein, um die Vorspannung be reitzustellen, beispielsweise die in Fig. 5 gezeigten Kon densatorpaare. Ebenso kann aufgrund der Schaltungssymmetrie die Vorspannung auf äquivalente Weise parallel mit den Ein gangsanschlüssen über einen Schalter parallelgeschaltet sein, beispielsweise den einpoligen Umschaltern 160 und 170, obwohl der Widerstandswert des besonderen Schalters gering genug sein sollte, um einen vernachlässigbaren Ein fluß auf die Schaltungsleistung zu haben.

Die Ausführungsform eines in Fig. 2 gezeigten mit der dop pelten Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators realisiert daher eine konkrete Schaltung, die die bilineare Transformation ausführen kann. Dies sorgt für zweckmäßige und wünschenswerte Vorteile bei der Entwicklung von abgeta steten Datenfiltern und ist auch nützlich beim Entwickeln von Delta-Sigma-Modulatorkonfigurationen. Obwohl weitere Schaltungen realisiert worden sind, die die bilineare Transformation implementieren können, verwirklicht die Aus führungsform nach Fig. 2 die bilineare Transformation mit Hilfe einer doppelratigen Integration und mit reduzierter Empfindlichkeit bezüglich parasitärer Streukapazitäten. Die dargestellte Ausführungsform kann für Eintakt-Eingangssi gnale als auch für vollständig symmetrische Eingangssignale im Vergleich mit anderen symmetrischen Integratorschaltun gen ausgelegt werden, die völlig symmetrische Eingangssi gnale für eine zufriedenstellende Leistung erfordern. Die Erfindung ist außerdem nicht darauf beschränkt, einen völ lig symmetrischen Verstärker oder Differenzverstärker zu benutzen. Beispielsweise, wenn ein herkömmlicher Operati onsverstärker eingesetzt wird, kann die doppelratige Inte gration dadurch ausgeführt werden, daß man den Anschluß des Kondensators 130, der nach Fig. 2 mit dem negativen Aus gangsanschluß des Verstärkers 111 verbunden ist, mit Masse verbindet. Eine solche Ausführungsform kann auch intern auf eine Art und Weise Chopper-stabilisiert sein, die dem Ver fahren ähnlich ist, welches nachfolgend bezüglich Fig. 5 näher beschrieben wird.

Fig. 4 zeigt eine weitere alternative Ausführungsform 105 eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrators gemäß der Erfindung. Bei dieser besonderen Ausführungsform wird der Ausgangsanschluß des doppelratigen Integrators 100, der in Fig. 2 dargestellt ist, mit einer Taktrate F_CL oder der halben Signalabtastrate F_s abgeta stet, die dadurch um einen Faktor 2 dezimiert wird. Gemäß der Erfindung handelt es sich bei der Dezimierung darum, daß das Abtasten bei einer niedrigeren Frequenz, und zwar Untervielfachen von F_s, erfolgt, wodurch unerwünschtes Rau schen beseitigt werden kann, welches insbesondere in Hoch frequenzbändern enthalten ist. Zwei Dezimiereinrichtungen sind in Fig. 4 vorgesehen, die durch Schalter 450 und 460 dargestellt sind, wobei jede Dezimiereinrichtung mit einem gesonderten Ausgangsanschluß des Verstärkers 111 und mit Masse als Teil einer kapazitiven Verbindungskonfiguration selektiv verbunden ist. Daher ist bei dieser besonderen Ausführungsform die Dezimierung oder Schwächung durch den nachfolgenden Integrator mit einer herkömmlichen geschalte ten Kondensator-Eingangsstufe ausgeführt, die das Ausgangs spannungssignal während einer Phase des extern abgeleiteten Taktimpulses abtastet und während der wechselnden Phase mit der Masse verbindet, wie dies dargestellt ist. Alternativ können die Schalter 450 und 460 das Signal, anstatt es wäh rend wechselnder Taktphasen mit Masse zu verbinden, in eine Position derart schalten, daß die gezeigten Kondensatoren 650 und 660 miteinander verbunden sind. Die resultierende Übertragungsfunktion für den dezimierten Integrator, der in Fig. 4 dargestellt ist, ist nachfolgend durch die Gleichung [4] gegeben.

Nach der Signaldezimierung arbeitet der doppelratige Inte grator als einratiger Integrator und führt die bilineare Transformation nicht mehr länger durch. Allerdings ist bei niedrigen Frequenzen bezüglich der Taktrate F_CL der Zähler der Übertragungsfunktion etwa 4α. Daher ist ein Vorteil ei nes solchen Integrators das resultierende, verbesserte Si gnal-zu-Rauschverhältnis bezüglich des thermischen Rau schens des Integrators, wenn er in einer Schaltung verwirklicht ist.

Fig. 5 zeigt eine weitere alternative Ausführungsform 110 eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Inte grators gemäß der Erfindung. Bei dieser besonderen Ausfüh rungsform ist eine Chopper-Stabilisierung in dem in Fig. 2 dargestellten Integrator mit aufgenommen, um den Gleich spannungs-Offset und das Niederfrequenz"-1/f"-Rauschen des Verstärkers zu beseitigen. Chopping oder ein Zerhacken bei einer Frequenz von f_C = F_CL moduliert das Niederfrequenz-Rau schen außerhalb des Signal-Durchlaßbandes, wobei f_C die "Chopping"-Frequenz bezeichnet. Da ein mit doppelter Ab tastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator gemäß der Erfindung verwirklicht ist, entspricht ein Zerhacken mit F_CL einem Zerhacken mit der halben Abtastrate, welche F_S = 2F_CL ist. Das Zerhacken wird ausgeführt, indem zwei Paare von einpoligen Umschaltern, und zwar Ausgangsschalter 330 und 340, die mit Eingangsschaltern 310 und 320 synchro nisiert sind, verwendet werden, um die Polarität der Ein gangs- und Ausgangssignale der vollständig symmetrischen Operationsverstärker oder Differenz-Operationsverstärker mit einer vorbestimmten Chopping-Frequenz periodisch zu wechseln. Jedoch besteht ein wichtiger Gesichtspunkt der in Fig. 5 dargestellten Ausführungsform darin, daß ein gemein sames Benutzen der Schalter aufgrund der Schaltungskonfigu ration für diese Ausführungsform eines mit doppelter Ab tastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators gemäß der Erfindung möglich ist. Ohne gemeinsames Benutzen der Schal ter (switch sharing), bräuchte man zwei weitere Paare von einpoligen Umschaltern, um einen solchen zerhackten, mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegra tor zu implementieren. Daher realisieren die Chopper-Schal ter oder Zerhacker-Schalter auch die geschalteten Kondensa torwiderstände an den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen des Verstärkers und vermeiden so eine weitere Zunahme der Kom plexität der Schaltungsanordnung.

Jeder Schalter des ersten Paares von Schaltern 310 bzw. 320 ist derart ausgebildet, daß er den ersten Anschluß des Kon densators 120 bzw. 130 mit dem jeweiligen Eingangsanschluß des Verstärkers 111 verbindet. Ebenso ist jeder Schalter des zweiten Paares von Schaltern 330 bzw. 340 derart ausge bildet, daß er selektiv den zweiten oder verbleibenden An schluß des Kondensators 120 bzw. 130 mit dem jeweiligen Ausgangsanschluß des Verstärkers 111 selektiv verbinden kann. Gleichermaßen sind die ersten und zweiten Paare von Schaltern 310, 320, 330 und 340 synchronisiert, so daß sie während einer nachfolgenden Schaltungsoperation die jewei ligen Eingangsanschlüsse des Verstärkers mit den jeweiligen Ausgangsanschlüssen verbinden, um so eine negative Rück kopplungskonfiguration zu liefern und im wesentlichen gleichzeitig die Polarität der Eingangsspannungssignale und der Ausgangsspannungssignale des Verstärkers 111 umzukeh ren, um so die Modulation der Ausgangsspannungssignale durch eine Rechteckwelle oder spezieller eine Chopper-Sta bilisierung auszuführen. Diese Schalter können durch einen extern abgeleiteten Takt, wie oben beschrieben, angesteuert oder synchronisiert werden.

Nach Fig. 5 ist die Gleichtakt-Vorspannung, die mit jedem Eingangsanschluß des Verstärkers parallel verbunden ist, durch ein Paar geschalteter Kondensatoren verwirklicht, die mit einer Spannungsquelle verbunden sind, beispielsweise die Kondensatoren 230 und 240, die in Reihe mit den SPDT-Schaltern 290 bzw. 300 sowie die Kondensatoren 250 und 260, die in Reihe mit den SPDT-Schaltern 270 bzw. 280 geschaltet sind. Beim Vergleich mit den Ausführungsformen eines abge tasteten Signalintegrators gemäß der Erfindung, die in den Fig. 2 und 4 dargestellt sind, benutzt die in Fig. 5 ge zeigte Ausführungsform ein Paar von geschalteten Kondensa toren derart, daß die Verstärkungscharakteristiken des In tegrators für ein eingangsbezogenes Rauschen während wech selnder Phasen eines extern abgeleiteten, zweiphasigen Tak timpulses angepaßt sind. Dies ist für einen zufriedenstel lenden Betrieb bei dieser besonderen Ausführungsform auf grund der Anwesenheit einer Chopper-Stabilisierung wünschenswert, die verlangt, daß die Rauschcharakteristiken des Integrators während wechselnder Phasen für das Rauschen angepaßt sind, um effektiv moduliert oder Chopper-stabili siert zu sein, indem die Polarität der Eingangs- und Aus gangssignale umgekehrt wird, die an den Eingangs- und Aus gangsanschlüssen des Verstärkers ausgeführt wird.

Das Hinzufügen einer Dezimierungsfunktion zu der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform führt zu einer weiteren Ausfüh rungsform gemäß der Erfindung, wie z. B. den in Fig. 6 dar gestellten Integrator 110. Die Dezimierung wird durch das Paar von einpoligen Umschaltern 470 und 480 ähnlich den Schalter 450 und 460, die in Fig. 5 gezeigt sind, reali siert. Die Kombination aus dem mit doppelter Abtastge schwindigkeit betriebenen Signalintegrator und der Dezi mierfunktion führt zu einem Integrator, dessen Ausgangssi gnale mit der Dezimierungsrate von F_CL abgetastet werden, obwohl der Integrator mit einer doppelten Taktrate betrie ben wird. Neben diesen vorher beschriebenen Vorteilen, die ein mit doppelter Abtastgeschwindigkeit arbeitender Signal integrator gemäß der Erfindung liefern kann, zeigt die Aus führungsform nach Fig. 6 ebenfalls Vorteile, die über die Vorteile eines herkömmlichen Chopper-stabilisierten Inte grators hinausgehen.

Ein Vorteil, den die in Fig. 6 gezeigte Ausführungsform bietet, fällt auf, wenn man die in Fig. 5 dargestellte Aus führungsform in einer herkömmlichen Delta-Sigma-Modulator konfiguration berücksichtigt. Wie beschrieben, wird die In tegration bei F_S = 2F_CL ausgeführt. Gleichermaßen moduliert die Chopper-Stabilisierung Signale oder verschiebt die Si gnale in der Frequenz um die Zerhacker-Frequenz, die hier f_C = F_S/2 = F_CL ist. Bei einer derartigen Delta-Sigma-Modula torkonfiguration, wie sie vorher diskutiert worden ist, er reicht das Quantisierungsrauschen Spitzenwerte bei F_S/2 oder F_CL, welches mit der Gleichspannung oder niedrigen Frequenzen aufgrund des Chopping-Effekts bei F_S/2 moduliert wird. Bei der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wird im Gegensatz dazu das Rauschen mittels eines Verfahrens un terdrückt oder beseitigt, welches nicht die herkömmliche Chopper-Stabilisierung ist. Statt dessen wird das Rauschen aufgrund der Integration der Signale von entgegengesetzter Polarität beseitigt, die durch das Schaltverfahren einge führt wird, das nach Fig. 6 auf eine Art und Weise ähnlich der korrelierten, doppelten Abtastung ausgeführt wird, wie dies beispielsweise in dem Aufsatz "The Output Power Spectrum Produced by Correlated Double Sampling", geschrie ben von J.M. Pimpley und G.J. Michon, beschrieben und in IEEE Transactions on Circuits and Systems, Band 38, Nr. 9, Seiten 1086 bis 1090, September 1991, veröffentlicht worden ist.

Im speziellen integriert oder akkumuliert der mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebene Signalintegrator, der in Fig. 6 dargestellt ist, aufgrund der Arbeitsweise der Schalter 470 und 480 zwei aufeinanderfolgende Signal-Ab tastwerte, die während wechselnder Phasen des extern abge leiteten Taktes auftreten, der mit einer Frequenz F_CL ar beitet. Anstatt die Gleichspannungs-Rauschsignale oder Nie derfrequenz-Rauschsignale aus dem Durchlaßband zu verschie ben, wie dies typischerweise mit der Chopper-Stabilisierung erreicht wird, bewirkt die Schaltaktivität, die auf die Eingangssignale und die Ausgangssignale des Verstärkers ausgeführt, um eine doppelratige Integration auszuführen, eine Umkehrung der Polarität aufeinanderfolgender, abgeta steter Signale während wechselnder Taktphasen. Daher wird durch Summieren oder Integrieren der aufeinanderfolgenden, abgetasteten Signale die Gleichspannungs-Komponente oder Niederfrequenz-Komponenten des Rauschens wirksam beseitigt. Wie in Fig. 6 dargestellt ist, wird das Ausgangssignal, das für die nächste Stufe des Integrators bereitgestellt wird, direkt dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 111 nach Fig. 6 entnommen. Allerdings kann es ebenso aus einem Anschluß des Kondensators 120 und des Kondensators 130 ent nommen werden, die mit den Schaltern 330 bzw. 340 verbunden sind.

Die Übertragungsfunktion der nach Fig. 6 dargestellten Aus führungsform ist durch die folgende Gleichung gegeben:

wobei V_NZ(z) das "eingangsbezogene" Rauschen des Verstär kers 111 darstellt. Der erste Ausdruck in der Gleichung [5] entspricht der Eingangssignal-Übertragungsfunktion, wohin gegen der zweite Ausdruck die Rausch-Übertragungsfunktion darstellt. Wird die Rausch-Übertragungsfunktion durch die Signal-Übertragungsfunktion dividiert, so liefert dies die Übertragungsfunktion für das eingangsbezogene Rauschen des Integrators wie folgt:

Es sollte nun deutlich werden, daß der erste Ausdruck in Gleichung [6] bei niedrigen Frequenzen bezogen auf F_CL do miniert und außerdem eine Null bei Gleichspannung einfügt, wodurch das "1/f"-Rauschen und jeglicher Gleichspannungs- Offset des Verstärkers beseitigt wird.

Die in Fig. 6 dargestellte Ausführungsform kann auf ver schiedene Art und Weise verändert werden, um bei einem tatsächlichen Einsatz sogar für eine noch größerer Flexibi lität zu sorgen. Eine mögliche Änderung besteht darin, die Dezimierungs- und Ausgangssignal-Abtastrate einzustellen, wie dies beispielsweise durch einpolige Umschalter 470 und 480 realisiert wird. Anstatt jedes weitere Ausgangssignal abzutasten, können die Schalter jedes n-te Ausgangssignal abtasten, wobei n eine ganze Zahl ist. Außerdem kann die Polarität der Integratoren invertiert werden, indem die Schaltsequenz umgekehrt oder invertiert wird. Ebenso können mehrere Eingangssignale benutzt werden, wie z. B. durch Benutzung zusätzlicher Schalter und Kondensatoren.

Fig. 7 ist ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrators gemäß der Erfindung. Die in Fig. 7 darge stellte Ausführungsform ist wie die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform ausgeführt, um speziell auf den Einsatz ei nes solchen Integrators als Komponente einer Delta-Sigma- Modulatorkonfiguration hinzuweisen. Bei einem Delta-Sigma- Modulator des dargestellten Typs kann das Eingangssignal, das an den Verstärker angelegt wird, über den Ausgangsan schluß eines Digital-Analog-Wandlers bereitgestellt werden, wie z. B. eine geschaltete Verbindung mit einer bipolaren Referenzspannungsquelle. In Gleichung [4] (oder Gleichung [5]) erzeugt allerdings der Zähler für den mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrator eine Hochfrequenz-Null, welche ein Signal mit höherer Bandbreite nicht zuläßt, wie dieses beispielsweise von einem Digital- Analog-Wandler bereitgestellt werden könnte, damit es im wesentlichen unverzerrt durch den Modulator hindurchgehen kann. Die Ausführungsform nach Fig. 7 stellt ein Verfahren zur Verfügung, um dieses Problem zu lösen, indem ein Paar von Kondensatoren, z. B. 510 und 520, vorgesehen ist, die jeweils einen ersten Anschluß besitzen, der mit einem ande ren Eingangsanschluß des Verstärkers verbunden ist, wobei der zweite oder andere Kondensatoranschluß mit einem einpo ligen Umschalter, z. B. dem Schalter 530 oder dem Schalter 540 nach Fig. 7, verbunden ist. Jeder Schalter ist derart ausgebildet, daß er selektiv den zweiten Kondensatoran schluß des verbundenen Kondensators zwischen die Masse und einen Ausgangsanschluß des Digital-Analog-Wandlers schalten kann. Da jeder Schalter entweder nur den Kondensator 510 oder nur den Kondensator 520 mit dem DAC-Ausgangssignal während einer Phase anstelle während beider Phasen des ex ternen Taktes verbindet, wird das Ausgangssignal des Digi tal-zu-Analog-Wandlers nicht mit der doppelten Taktrate des Integrators abgetastet. Dies hat die wünschenswerte Wir kung, daß die Null vermieden wird, die gerade eben bezüglich der Übertragungsfunktion des Integrators be schrieben worden ist. Die Übertragungsfunktion der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform ist durch die unten ste hende Gleichung [7] angegeben.

wobei β = C3/C5 = C4/C6. Bezüglich des Signals des Digital- zu-Analog-Wandlers arbeitet die Schaltung wirksam als kon ventioneller mit einfacher Rate abgetasteter Signalintegra tor.

Abschließend zeigt Fig. 8 noch eine weitere Ausführungsform eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrators 112 gemäß der Erfindung. Wie bereits vor hergehend vorgeschlagen, zeigt diese besondere Ausführungs form eine Verwirklichung eines Delta-Sigma-Modulators, der einen mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrator gemäß der Erfindung verwirklicht, in diesem Fall einen Modulator zweiter Ordnung. Typischerweise würde einem solchen Modulator ein digitales Filter und eine Dezi miereinrichtung in Serie nachgeschaltet sein. Diese beson dere Ausführungsform enthält die in Fig. 7 dargestellte Ausführungsform, deren Ausgangsanschlüsse mit einer her kömmlichen, geschalteten Kapazitäts-Integratorkonfiguration verbunden sind, welche einen vollständig symmetrischen Ope rationsverstärker oder Differenz-Operationsverstärker 115 sowie Rückkopplungskondensatoren 610 und 620 aufweist. Ein polige Umschalter 635 und 645 sowie entsprechende Kondensa toren 630 bzw. 640 sind derart ausgebildet, daß sie das DAC-Ausgangssignal abtasten können. Wie zuvor tasten einpo lige Umschalter 470 und 480 sowie entsprechende Kondensato ren 650 bzw. 660 das Ausgangssignal des mit doppelter Ab tastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators ab. Ein polige Umschalter 615 und 625 liefern wirksam geschaltete, kapazitive Widerstandswerte aufgrund der Kondensatoren 630, 640, 650 und 660. Darüber hinaus sind die Ausgangsan schlüsse des Verstärkers 115 mit einem herkömmlichen Komparator 700 verbunden, der als 1-Bit-Digital-zu-Analog- Wandler arbeitet. Ein herkömmlicher Verstärker kann in der zweiten Stufe verwirklicht sein, da bei niedrigen Frequen zen sein "1/f"-Rauschen und jeder Gleichspannungs-Offset um die Verstärkung des Verstärkers der ersten Stufe, in diesem Fall der Verstärker 111, verringert wird. Es wird nunmehr verständlich, daß die Ordnung eines Delta-Sigma-Modulators, der einen oder mehrere mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegratoren enthält, praktisch nicht be grenzt ist. Darüber hinaus kann jeder Modulator höherer Ordnung eine befriedigende Leistung erreichen, indem er einen mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrator gemäß der Erfindung für niedriges Rauschen benutzt und einen herkömmlichen einratigen Integrator an derswo verwirklicht.

Ein Verfahren zur Ausführung einer abgetasteten Signalinte gration von einer Serie von Eingangsspannungssignal-Abtast werten eines Eingangsspannungssignals kann unter Verwendung eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Si gnalintegrators verwirklicht werden, wie dies vorherstehend beschrieben worden ist, und zwar gemäß dem folgenden Ver fahren. Der Integrator kann entweder einen Operations- oder Differenzverstärker aufweisen, der als Spannungssignal-In tegrator mit wenigstens zwei Kondensatoren aufgebaut ist, wie dies vorstehend beschrieben worden ist. Wird ein Opera tionsverstärker verwendet, sorgt ein Kondensator für eine negative Rückkopplung zwischen dem Ausgangsanschluß und dem negativen Eingangsanschluß, während der andere Kondensator den positiven Eingangsanschluß mit Masse verbindet. Wird ein Differenzverstärker verwendet, sorgen beide Kondensato ren für eine negative Rückkopplung zwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen. Extern abgeleitete Taktimpulse können bei einer im wesentlichen vorbestimmten Frequenz F_CL bereitgestellt werden, wobei jeder Impuls eine erste Phase und eine zweite Phase besitzt. Dies kann durch einen her kömmlichen, extern abgeleiteten, zweiphasigen Takt erreicht werden. Als nächstes kann, wie dies für die vorhergehenden Ausführungsformen eines mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebenen Signalintegrators gemäß der Erfindung erläutert worden ist, das Eingangsspannungssignal einer externen Spannungsquelle während jeder Phase der Taktimpulse abgeta stet werden, um eine Serie von Spannungssignal-Abtastwerten zu erzeugen. Dies kann beispielsweise durch ein Netzwerk verwirklicht werden, welches Kondensatoren und Schalter enthält, die die externe Spannungsquelle mit den Eingangs anschlüssen verbinden. Wie vorher erläutert worden ist, kann die elektrische Ladung in den Kondensatoren akkumu liert werden, indem elektrische Ladung während jeder Phase der Taktimpulse eingespeist wird, wobei die Menge der elek trischen Ladung, die während der bestimmten Phase einge speist wird, der Superposition des Spannungssignal-Abtast wertes des Eingangsspannungssignals, welches während der bestimmten Phase abgetastet worden ist, und dem Spannungs signal-Abtastwert des Eingangsspannungssignals entspricht, der während der unmittelbar vorangehenden Phase abgetastet worden ist. Bei den beschriebenen Ausführungsformen nimmt diese Superposition die Form eines Mittelwertes der beson deren, abgetasteten Spannungssignalwerte an. Wie vorstehend erläutert worden ist, können die Schalter in dem Netzwerk, welches die Spannungsquelle mit dem Integrator verbindet, synchronisiert werden, um sicherzustellen, daß die elektri sche Ladung in den Kondensatoren akkumuliert wird, um eine doppelratige Integration während irgendeines Zyklus, typi scherweise aber während eines jeden Zyklus des externen Taktes auszuführen. Wie vorstehend beschrieben worden ist, sollten der positive und negative Eingangsspannungs-An schluß des Verstärkers vorgespannt sein, um für eine Gleichtakt-Vorspannung für den Integrator zu sorgen. Der Integrator erzeugt ein Ausgangsspannungssignal an dem Aus gangsspannungs-Anschluß des Verstärkers wenigstens nach der Einspeisung und Akkumulierung der elektrischen Ladung in den Kondensatoren. Das Ausgangsspannungssignal kann an schließend dezimiert werden, indem das Signal entweder mit der im wesentlichen vorbestimmten Taktfrequenz F_CL oder in dem das Ausgangssignal mit einer Frequenz abgetastet wird, die niedriger ist als die im wesentlichen vorbestimmte Taktfrequenz F_CL. Enthält der Verstärker einen Differenz verstärker mit einem negativen Ausgangsspannungs-Anschluß und einem positiven Ausgangsspannungs-Anschluß, wie dies vorstehend beschrieben worden ist, kann die Polarität der Ausgangsspannungssignale, die an dem negativen und positi ven Ausgangsanschluß des Verstärkers anliegen, periodisch mit der Frequenz f_C umgekehrt werden, um so jeden Span nungs-Offset zu modulieren, der in den Ausgangsspannungssi gnal vorhanden sein kann. Wird das Ausgangsspannungssignal anschließend nicht dezimiert, dann kann diese periodische Umkehrung der Polarität eine Chopper-Stabilisierung der Ausgangsspannungssignale aufweisen, wie dies vorstehend be schrieben worden ist. Andernfalls kann das negative Aus gangssignal bzw. das positive Ausgangsspannungssignal dezi miert werden, um jeden Offset oder jedes "1/f"-Rauschen auf einer Weise zu verringern, die vorstehend beschrieben wor den ist.

Claims

1. Mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator umfassend:
einen Differenzverstärker (111) mit einem positiven Eingangsanschluß, einem negativen Eingangsanschluß, einem positiven Ausgangsanschluß sowie einem negativen Ausgangsanschluß,
zwei Kondensatoren (120, 130), die die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers mit den Eingangsanschlüssen des Verstärkers derart verbinden, daß eine negative Rückführung des elektrischen Signals erfolgt,
zwei weitere Kondensatoren (140, 150), die jeweils einen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß besitzen,
zwei Schalter (160, 170), die jeweils derart ausgebildet sind, daß sie selektiv den ersten Anschluß eines anderen der beiden Kondensatoren zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstärkers schalten,
zwei weitere Schalter (180, 190), die jeweils derart ausgebildet sind, daß sie den zweiten Anschluß eines anderen der beiden weiteren Kondensatoren (140, 150) zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsquelle (200) schalten, und
eine Vorspannung (210, 260, 280; 210, 230, 290), die parallel an die Eingangsanschlüsse des Verstärkers geschaltet ist.

2. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 1, bei dem die jeweiligen Schalter der beiden Schalter (160, 170) den ersten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden weiteren Kondensatoren (140, 150) zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstärkers schaltet, so daß während eines Schaltzyklus mit einer im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate der jeweilige Kondensator der beiden weiteren Kondensatoren (140, 150) die Eingangsanschlüsse des Verstärkers (111) schaltet.

3. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 2, bei dem die jeweiligen Schalter der beiden weiteren Schalter (180, 190) den zweiten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren (140, 150) der beiden weiteren Kondensatoren zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsversorgung (200) schaltet, so daß während eines Schaltzyklus mit der im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate der jeweilige Kondensator der beiden weiteren Kondensatoren (140, 150) die Anschlüsse der externen Spannungsquelle (200) schaltet.

4. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 3, bei dem die vier Schalter (160 . . . 190) synchronisiert sind, so daß während eines Schaltzyklus mit der im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate die beiden Schalter (160, 170) die Eingangsanschlüsse des Verstärkers (111) im wesentlichen zur gleichen Zeit wechseln, zu der die beiden weiteren Schalter (180, 190) die Anschlüsse der Spannungsversorgung (200) austauschen.

5. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 4, bei dem wenigstens einer der Schalter (160 . . . 190) einen einpoligen Umschalter aufweist.

6. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 5, bei dem der einpolige Umschalter vier elektrisch verbundene CMOS-Übertragungsgatter aufweist.

7. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 4, bei dem die Vorspannung wenigstens zwei Widerstände (280, 290) und eine Vorspannungsquelle (210) aufweist, wobei jeder Widerstand mit einem der Eingangsanschlüsse des Verstärkers (111) parallel geschaltet und mit der Vorspannungsquelle (210) in Reihe geschaltet ist.

8. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 4, bei dem die Vorspannung eine Vorspannungsquelle (210) und wenigstens zwei weitere Schalter (270, 280; 290, 300) und zwei weitere Kondensatoren (250, 260; 230, 240) aufweist, wobei jeweils ein Anschluß eines jeden anderen Kondensators mit Masse verbunden ist und der andere Anschluß selektiv zwischen die Vorspannungsquelle (210) und einen anderen der Eingangsanschlüsse des Verstärkers über einen anderen der Schalter geschaltet ist.

9. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 4, mit zwei Dezimiereinrichtungen (450, 650; 460, 660), die jeweils mit einem anderen der Ausgangsanschlüsse des Verstärkers (111) verbunden sind und das Ausgangsspannungssignal, das mit der im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate geliefert wird, abtasten.

10. Abgetasteter Signalintegrator nach Anspruch 9, bei dem die Dezimiereinrichtungen einen einpoligen Umschalter (450; 460) aufweisen, der selektiv einen geschalteten Kondensator (650; 660) zwischen Masse und den verbundenen Ausgangsanschluß des Verstärkers mit der im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate geschaltet werden kann.

11. Abgetasteter Signalintegrator enthaltend:
einen Differenzverstärker mit Eingangs- und Ausgangsanschlüssen,
zwei Kondensatoren, die jeweils einen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß besitzen,
zwei entsprechende Schalter, die derart ausgebildet sind, daß sie selektiv den ersten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden Kondensatoren zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstärkers schalten,
zwei weitere entsprechende Schalter, die derart ausgebildet sind, daß sie den zweiten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden Kondensatoren zwischen die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers schalten können,
zwei weitere Kondensatoren, die jeweils einen ersten Anschluß und einen zweiten Anschluß besitzen,
wobei der erste Anschluß jedes der beiden weiteren Kondensatoren mit einem anderen der Eingangsanschlüsse des Verstärkers verbunden ist,
zwei weitere Schalter, die derart ausgebildet sind, daß sie selektiv den zweiten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden weiteren Kondensatoren zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsquelle schalten können,
wobei die Schalter synchronisiert sind, damit sie eine Integration mit doppelter Geschwindigkeit mit einem Spannungssignal ausführen, welches von der externen Spannungsquelle während eines Schaltzyklus mit einer im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Taktrate geliefert wird, und
eine Vorspannung, die parallel mit jedem der Eingangsanschlüsse des Verstärkers geschaltet ist.

12. Mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator umfassend:
einen Differenzverstärker mit einem negativen Eingangsanschluß, einem positiven Eingangsanschluß, einem negativen Ausgangsanschluß sowie einem positiven Ausgangsanschluß,
sechs Schalter, die jeweils so ausgebildet sind, daß sie selektiv einen ersten Anschluß zwischen einen zweiten Anschluß und einen dritten Anschluß schalten,
wenigstens zwei Rückkopplungskondensatoren, die jeweils zwei Anschlüsse besitzen,
wobei der erste und zweite Schalter von den sechs Schaltern selektiv den ersten Anschluß des ersten bzw. zweiten Kondensators der Rückkopplungskondensatoren zwischen die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers schalten können,
wobei der dritte und vierte Schalter von den sechs Schaltern selektiv den zweiten Anschluß des ersten bzw. zweiten Kondensators der Rückkopplungskondensatoren zwischen die Eingangsanschlüsse des Verstärkers schalten können,
zwei weitere Kondensatoren, die jeweils zwei Anschlüsse besitzen, wobei der erste Anschluß des ersten und zweiten Kondensators mit dem positiven Eingangsanschluß bzw. dem negativen Eingangsanschluß des Verstärkers verbunden sind,
wobei der fünfte und sechste Schalter von den sechs Schaltern selektiv den zweiten Anschluß des ersten bzw. zweiten Kondensators der weiteren Kondensatoren zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsquelle schalten können,
wobei jeder der sechs Schalter einen im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten periodischen Schaltzyklus aufweist und die Schalter miteinander synchronisiert sind, um in jedem der Schaltzyklen eine Integration mit doppelter Geschwindigkeit auszuführen, und
eine Spannungsversorgung, die parallel mit jedem der Eingangsanschlüsse des Verstärkers geschaltet ist.

13. Mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator umfassend:
einen Verstärker mit wenigstens einem negativen Eingangsspannungs-Anschluß, einem positiven Eingangsspannungs-Anschluß und einem Ausgangsspannungs-Anschluß,
wenigstens einen Rückkopplungskondensator, der den Ausgangsspannungs-Anschluß des Verstärkers mit dem negativen Eingangsspannungs-Anschluß des Verstärkers verbindet, um für eine negative Rückkopplung eines elektrischen Signals zu sorgen,
zwei weitere Kondensatoren, die jeweils zwei Anschlüsse besitzen,
vier Schalter, die jeweils derart ausgebildet sind, daß sie selektiv einen ersten Anschluß zwischen einen zweiten und einen dritten Anschluß schalten,
wobei zwei Schalter der vier Schalter den jeweiligen ersten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden weiteren Kondensatoren selektiv zwischen die Anschlüsse einer externen Spannungsquelle schalten können,
wobei zwei weitere Schalter der vier Schalter den jeweiligen zweiten Anschluß der jeweiligen Kondensatoren der beiden weiteren Kondensatoren selektiv zwischen die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers schalten können,
wobei die vier Schalter jeweils einen im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten, periodischen Schaltzyklus aufweisen und miteinander synchronisiert sind, um während eines jeden Schaltzyklus eine Integration mit doppelter Geschwindigkeit auszuführen, und
eine Spannungsversorgung, die mit jedem Eingangsanschluß des Verstärkers parallel geschaltet ist.

14. Integrator nach Anspruch 13, der einen weiteren Kondensator aufweist, der den positiven Eingangsanschluß des Verstärkers mit Masse verbindet.

15. Integrator nach Anspruch 13, bei dem wenigstens einer der vier Schalter einen einpoligen Umschalter aufweist.

16. Mit doppelter Abtastgeschwindigkeit betriebener Signalintegrator umfassend:
einen Verstärker mit Eingangsanschlüssen und Ausgangsanschlüssen,
wenigstens vier Kondensatoren, die jeweils zwei Anschlüsse besitzen,
wenigstens vier Schalter, die jeweils derart ausgebildet sind, daß sie selektiv einen Anschluß zwischen zwei andere Anschlüsse schalten, und
eine Gleichtakt-Vorspannung, die parallel mit jedem Eingangsanschluß des Verstärkers geschaltet ist,
wobei die Anschlüsse der vier Kondensatoren und der vier Schalter eine externe Spannungsquelle mit den Eingangsanschlüssen des Verstärkers sowie die Ausgangsanschlüsse des Verstärkers mit den Eingangsanschlüssen des Verstärkers verbinden, um so die Integration mit doppelter Geschwindigkeit mit einem Spannungssignal auszuführen, das während eines jeden Schaltzyklus der Schalter von der externen Spannungsquelle geliefert wird.

17. Integrator nach Anspruch 16, der weiter einen fünften Schalter und einen sechsten Schalter aufweist, die jeweils zum Anschalten eines Anschlusses zwischen zwei andere Anschlüsse ausgebildet sind, und wobei jeder Anschluß der beiden jeweiligen Kondensatoren der vier Kondensatoren einen gesonderten der vier Schalter von den sechs Schaltern besitzt, die den Kondensatoranschluß zwischen zwei Anschlüsse schaltet, die aus der Gruppe ausgewählt werden, die im wesentlichen aus den Eingangsanschlüssen des Verstärkers und den Ausgangsanschlüssen des Verstärkers besteht, wodurch für eine negative, elektrische Signalrückkopplung von den Ausgangsanschlüssen des Verstärkers zu den Eingangsanschlüssen des Verstärkers gesorgt wird, und
wobei jeder erste Anschluß der beiden anderen jeweiligen Kondensatoren der vier Kondensatoren einen gesonderten Schalter der beiden verbleibenden Schalter von den sechs jeweiligen Schaltern aufweist, die den Kondensatoranschluß zwischen die jeweiligen Anschlüsse der extern abgezweigten Spannungsquelle schalten,
wobei der zweite Anschluß der beiden weiteren jeweiligen Kondensatoren entsprechend mit einem gesonderten Anschluß der Eingangsanschlüsse des Verstärkers verbunden ist, wobei die sechs Schalter jeweils einen im wesentlichen vorbestimmten, periodischen, extern abgeleiteten Schaltzyklus aufweisen und miteinander synchronisiert sind, um während eines jeden Schaltzyklus eine Integration des Spannungssignals mit doppelter Geschwindigkeit auszuführen.

18. Verfahren zum Durchführen einer abgetasteten Signalintegration mit einer Serie von Spannungssignal- Abtastwerten eines Eingangsspannungssignals mit einem Verstärker, der zwei Eingangsanschlüsse und wenigstens einen Ausgangsanschluß aufweist, wobei der Verstärker als Spannungssignal-Integrator mit wenigstens zwei Kondensatoren konfiguriert ist, die jeweils mit einem jeweiligen Eingangsanschluß verbunden sind, wobei der erste Kondensator wenigstens den einen Ausgangsanschluß gemäß einer negativen Rückkopplungs-Konfiguration anschaltet, mit den folgenden Verfahrensschritten:
Liefern extern abgeleiteter Taktimpulse mit einer im wesentlichen vorbestimmten Frequenz F_CL, wobei jeder Impuls eine erste und eine zweite Phase besitzt,
Abtasten des Eingangsspannungssignals während jeder Phase der Taktimpulse, um die Serie von Spannungssignal- Abtastwerten zu erzeugen, und
Akkumulieren einer elektrischen Ladung in den Kondensatoren durch Injektion einer elektrischen Ladung während jeder Phase der Taktimpulse, wobei der Betrag der Ladung, die während der Phase injiziert wird, der Superposition des Spannungssignal-Abtastwertes des Eingangsspannungssignals, das während der Phase abgetastet wird, sowie dem Spannungssignal-Abtastwert des Eingangsspannungssignals entspricht, das während der unmittelbar vorhergehenden Phase abgetastet worden ist.

19. Verfahren nach Anspruch 18, nach dem der Akkumulisierungsschritt den weiteren Schritt enthält:
Vorspannen der Eingangsanschlüsse, um für eine Gleichtakt- Vorspannung für den Integrator zu sorgen.

20. Verfahren nach Anspruch 19, nach dem der Integrator ein Ausgangsspannungssignal an dem Ausgangsanschluß erzeugt, und zwar wenigstens nach dem die injizierte elektrische Ladung in den Kondensatoren akkumuliert worden ist, mit dem weiteren Verfahrensschritt, daß das Ausgangsspannungssignal dezimiert wird.

21. Verfahren nach Anspruch 20, nach dem der Schritt des Dezimierens des Ausgangsspannungssignals umfaßt:
Abtasten des Ausgangsspannungssignals mit der im wesentlichen vorbestimmten Frequenz F_CL.

22. Verfahren nach Anspruch 20, nach dem der Schritt des Dezimierens des Ausgangsspannungssignals den Schritt umfaßt:
Abtasten des Ausgangsspannungssignals mit einer Frequenz, die unterhalb der im wesentlichen vorbestimmten Frequenz F_CL liegt.

23. Verfahren nach Anspruch 19, nach dem der Verstärker einen Differenzverstärker enthält, wobei wenigstens der eine Ausgangsanschluß einen positiven Ausgangsspannungs- Anschluß bildet, das Ausgangsspannungssignal ein positives Ausgangsspannungssignal bildet, wobei der Differenzverstärker zudem einen negativen Ausgangsspannungs-Anschluß aufweist, der ein negatives Ausgangsspannungssignal liefert, wobei der zweite Kondensator den negativen Ausgangsspannungs-Anschluß zu einer negativen Rückkopplungs-Konfiguration verschaltet, und mit dem weiteren Verfahrensschritt: periodisches Umschalten der Polarität der erzeugten Ausgangsspannungssignale bei einer im wesentlichen vorbestimmten, extern abgeleiteten Frequenz F_CL, um so jede Offsetspannung in den Ausgangsspannungssignalen zu modulieren.

24. Verfahren nach Anspruch 23, nach dem der Schritt des periodischen Umschaltens der Polarität der Ausgangsspannungssignale umfaßt:
Chopper-Stabilisieren des Differenzverstärkers.

25. Verfahren nach Anspruch 23, mit dem weiteren Schritt:
Dezimieren des negativen Ausgangsspannungssignals bzw. des positiven Ausgangsspannungssignals.