Die Erfindung betrifft im allgemeinen Analog-/Digitalwandler,
im folgenden AD-Wandler genannt, und insbesondere einen ge
schalteten Kondensator am Eingang des AD-Wandlers.
Mit steigender Präzision der AD-Wandler steigen infolge der
sehr kleinen Spannungsanteile, die erfaßt werden müssen, auch
die Bearbeitungs- und Schaltkreis-Design-Probleme. Weiterhin
wird die Linearität herkömmlicher AD-Wandler von den Verbrau
chern sehr eng spezifiziert. Um diese Anforderungen zu erfül
len, ist es notwendig, sowohl die Bearbeitung als auch das
Schaltkreis-Design sehr fein abzustimmen, um die gewünschte
Linearität zu erreichen.
Eine Komponente, die zu Nichtlinearitätsproblemen beiträgt,
ist der Kondensator in einem Analog-Modulator mit geschalte
tem Kondensator des AD-Wandlers. Typischerweise wird dieser
Kondensator dazu verwendet, eine Eingangsspannung zu sammeln,
indem der Kondensator bis zu der Eingangsspannung aufgeladen
wird und diese Ladung an den Eingang eines Integrations- oder
Vergleicherschaltkreises weiterleitet. Da sich die Spannung
an der Eingangsseite ändert, ändert sich auch der Wert der
Kapazität, woraus eine dem AD-Wandler eigene Nichtlinearität
resultiert. Für Hochpräzisions-AD-Wandler kann dies ein Pro
blem darstellen.
Bei einem Kondensator wird die Ladung an der Platten
/Dielektrikumgrenzfläche durch die anliegende Spannung modu
liert. Aufgrund des begrenzten Raumes und der Ladungsdichte
kann in einigen Typen von Platten eine Verarmungsschicht in
jeder oder in beiden Platten-/Dielektrikumgrenzflächen gebil
det werden, deren Breite mit der Spannung verändert wird. Je
nach für die Herstellung der Platte verwendetem Material kann
diese Verarmungsschicht die Spannungscharakteristika des Kon
densators erheblich beeinflussen. Beispielsweise kann in ei
nem Doppel-Polykondensator, in welchem zwei polykristalline
Silikonplatten mit einem Silikon-Dioxid-Dielektrikum versehen
sind, die Kapazitätsabweichung wesentlich sein, wenn die Do
tierung zwischen den Platten merklich unterschiedlich ist.
Bei Metalloxid-Silikon- (MOS-) oder Silikon-Oxid-Silikon-
(SOS-)Kondensatoren, welche üblicherweise in integrierten
Schaltkreisen verwendet werden, wird der Nennkapazitätswert
und die Kapazitätsänderung über einige Spannungsintervalle
zur Spezifizierung des Kondensators verwendet. Diese ist de
finiert als der Spannungskoeffizient der Kapazität, der den
Wert der partiellen Änderung der Kapazität für Einheitsspan
nung bei bestimmter Gleichspannung darstellt. Bei einem MOS-
oder SOS-Kondensator wird der Wert der Kapazität als eine
Reihenkombination der Oxid- und Abstandsladungskapazitäten
angegeben. Beispielsweise gibt es bei einem MOS-Grenzschicht
kondensator infolge der im Silikon gebildeten Verarmungs
schicht nur eine Abstandsladungskapazität. Demgegenüber gibt
es bei einem Poly-Oxid-Poly-Kondensator (SOS) an beiden Sei
ten des Oxids eine Verarmungsschicht, die sich beide als
Funktion der Spannung verändern. Die Beziehung der Kapazi
tätswerte zu den angelegten Spannungskoeffizienten für MOS-
Kondensatoren ist beschrieben in J.L. McCreary "Matching Pro
perties and Voltage and Temperature Dependence of MOS Capaci
tors′, IEEE J. of Solid State Circuits, Vol. SC16, No. 6 (De
zember 1981), Seiten 608 bis 615. Hier wird auch angegeben,
daß es eine Teillöschung von Spannungskoeffizienten für Poly-
Oxid-Poly- oder Poly-Oxid-Silikon-Kondensatoren gibt, bei
denen die Dotierungskonzentrationen annähernd gleich sind.
In jedem Fall ist der Spannungskoeffizient für MOS-Kondensa
toren mit einer Silikon-Grenzfläche oder SOS-Kondensatoren
mit zwei Silikon-Grenzflächen mit ungleicher Dotierung in
folge Herstellungstoleranzen sehr signifikant. Dies trifft
auch für Poly-Oxid-Poly-Kondensatoren zu, bei denen Herstel
lungstoleranzen zu unterschiedlichen Dotierunghöhen in den
zwei Platten an den Silikon-Oxid-Grenzflächen führen können,
und es kann Dotierungsabfälle geben, die in unterschiedlichen
Dotierungshöhen an den Grenzflächen führen. Diese Dotierungs
höhen beeinflussen erheblich die Größe der Verarmungsschicht,
und somit des Spannungskoeffizienten. Bei der Herstellung von
Kondensatoren für den geschalteten Eingang eines Delta-Sigma-
Analog-Modulators kann dies ein Problem darstellen, indem die
Löschung des Spannungskoeffizienten des ersten Grades des
Kondensators nur realisiert wird, wenn die Dotierungsprofile
an den zwei Platten des Poly-Oxid-Poly- oder Poly-Oxid-Sili
kon-Kondensators im wesentlichen identisch sind. In jedem
Fall ist die praktische Bearbeitung dieser Dotierungsprofile
unterschiedlich.
Die Erfindung stellt einen MOS- oder SOS-Kondensator mit ei
nem niedrigen Spannungskoeffizienten bereit.
Dieser Kondensator umfaßt eine erste untere Elektrode und
eine zweite untere Elektrode, wobei eine erste obere Elek
trode oberhalb der ersten unteren Elektrode und eine zweite
obere Elektrode oberhalb der zweiten unteren Elektrode ange
ordnet ist. Zwischen der ersten unteren Elektrode und der er
sten oberen Elektrode ist eine erste Schicht eines Kondensa
tor-Dielektrikums angeordnet, und eine zweite Schicht eines
Kondensator-Dieelektrikums ist zwischen der zweiten oberen
Elektrode und der zweiten unteren Elektrode angeordnet. We
nigstens die erste und zweite untere Elektrode oder die erste
und zweite obere Elektrode sind aus einem Halbleitermaterial
hergestellt, beispielsweise aus polykristallinem Silikon. Die
erste und zweite untere Elektrode sind im wesentlichen iden
tisch, ebenso wie die erste und zweite obere Elektrode. Eine
erste Verbindung zur Verbindung der ersten unteren Elektrode
mit der zweiten oberen Elektrode und eine zweite Verbindung
zur Verbindung der ersten oberen Elektrode mit der zweiten
unteren Elektrode sind angeordnet. Damit wird eine Parallel
kombination von Kondensatoren mit gegensätzlicher Polarität
bereitgestellt. Dies wird eine antiparallele Verbindung ge
nannt.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung können die
zwei Kondensatoren in einer Reihenschaltung verbunden werden,
wobei eine erste Verbindung zur Verbindung der ersten und
zweiten oberen Elektrode und eine Verbindung zur Verbindung
der ersten unteren Elektrode und der zweiten unteren Elek
trode angeordnet werden, um die ersten und zweiten Anschlüsse
des Kondensators zu bilden.
Nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung sind die
obere und untere Elektrode beide aus polykristallinem Silikon
hergestellt, wobei die erste und zweite untere Elektrode aus
einer gemeinsamen Schicht polykristallinen Silikons, und die
erste und zweite oberen Elektrode aus einer gemeinsamen
Schicht polykristallinem Silikons hergestellt sind. Weiterhin
wird ein Silikonsubstrat angeordnet, auf welchem eine Schicht
aus Isolationsoxid gebildet ist. Die erste und zweite untere
Elektrode werden auf der oberen Oberfläche der
Isolationsoxidschicht hergestellt.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird der
MOS- oder SOS-Kondensator in dem Delta-Sigma-Modulator eines
AD-Wandlers verwendet, wobei der Delta-Sigma-Modulator einen
Schaltkondensatoreingang aufweist. Die Anschlüsse des Konden
sators sind zwischen ersten und zweiten Schalt-Schaltkreisen
angeordnet. Der erste Schalt-Schaltkreis ist betriebsmäßig
zur Verbindung des ersten Anschlusses des MOS- oder SOS-
Kondensators mit einer Eingangsspannung, und des zweiten An
schlusses mit einer Referenzspannung während eines Lade
zyklusses vorgesehen. Der zweite Schalt-Schaltkreis ist be
triebsmäßig zur Verbindung des zweiten Anschlusses des Kon
densators mit dem Eingang des Delta-Sigma-Modulators vorgese
hen, und der erste Anschluß des MOS-Kondensators wird mit ei
ner Referenzspannung während eines Entladezyklus verbunden.
Ein Taktschaltkreis ist vorgesehen, um den Delta-Sigma-Modu
lator zu steuern und Steuersignale für die ersten und zweiten
Schalt-Schaltkreise zu erzeugen, um entweder im Lade- oder im
Entladezyklus zu arbeiten.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beilie
genden Zeichnungen beschrieben. Dabei zeigen:
Fig. 1 eine schematische Schnittansicht eines Poly-Oxid-
Poly-Kondensators;
Fig. 2 ein Ersatzschaltbild für die antiparallele Schal
tung des Kondensators;
Fig. 3 ein Ersatzschaltbild einer Reihenschaltung des
Kondensators;
Fig. 4 eine schematische Schnittansicht der antiparal
lelen Schaltung gemäß Fig. 2;
Fig. 5 Ladespannungskurve für unkompensierte und kompen
sierte Kondensatoren;
Fig. 6 ein Blockdiagramm eines die Erfindung verwenden
den AD-Wandlers,
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Analog-Modulators, der
den geschalteten Kondensatoreingang verwendet;
Fig. 8 ein weiteres Ausführungsbeispiel des geschalteten
Kondensatoreingangs, wobei nur ein einzelner Kon
densator verwendet wird;
Fig. 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel des Schalt-
Schaltkreises des Eingangs des Analog-Modulators;
und
Fig. 10a bis 10d alternative Ausführungsbeispiele, die einen Digi
tal-/Analogwandler verwenden.
Für gleiche Teile werden gleiche Bezugszeichen in allen Figuren
verwendet, und die Schnittdarstellungen sind nicht notwendi
gerweise maßstabsgerecht dargestellt, um die wichtigen Merk
male der Erfindung klar herauszustellen.
Fig. 1 zeigt die Schnittansicht eines SOS-Kondensators. Der
Kondensator besteht aus einer oberen Platte 10 aus polykri
stallinem Silikon und einer unteren Platte 12 aus polykri
stallinem Silikon (im folgenden Poly genannt). Die Polyplat
ten 10 und 12 sind durch eine Schicht Silikondioxid 14 von
einander getrennt. Die untere Platte 12 ist oberhalb einer
Feldoxidschicht 16 angeordnet, welche oberhalb eines Silikon
substrats 18 gebildet ist.
Bei der Herstellung des SOS-Kondensators nach Fig. 1 wird
zunächst die Feldoxidschicht 16 mittels herkömmlichen Techni
ken auf dem Substrat aufgebaut. Anschließend wird eine kon
forme Polyschicht auf dem Substrat angeordnet und dann ge
ätzt, um die untere Platte 12 zu bilden. Diese Polyschicht
wird entweder mit zusätzlicher Dotierung angeordnet, um die
Leitfähigkeit zu erhöhen, oder nach der Anordnung entweder
mit N-Typ- oder mit P-Typ-Verunreinigungen versehen, um die
Leitfähigkeit zu erhöhen. Nach der Bildung der unteren Platte
12 wird eine dünne Schicht Silikonoxid auf dem Substrat ange
ordnet oder aufgebaut, welche die kapazitive Oxidschicht 14
bildet. Danach wird eine zweite konforme Polyschicht auf dem
Substrat ausgebildet und dann zur Bildung der oberen Platte
10 geätzt. Bei der Bildung der zweiten Polyschicht auf dem
Substrat ist diese entweder bereits mit Dotierungsverunreini
gungen versehen oder diese werden später eingebracht, um die
Leitfähigkeit zu erhöhen.
Ein Verarmungsbereich wird an der Übergangsfläche 24 Silikon
zu Oxid auf der unteren Oberfläche der oberen Platte 10 ge
bildet, und der Verarmungsbereich 26 ist an der Übergangsflä
che Silikon zu Oxid an der oberen Oberfläche der unteren
Platte 12 gebildet. Wird über Anschlüsse 20 und 22 eine Span
nung an die obere Platte 10 und die untere Platte 12 ange
legt, wird entsprechend die Breite dieser Verarmungsbereiche
durch die spannungsabhängige Plattenladung moduliert. Bei ei
ner abgestimmten Dotierung der oberen und unteren Platte wird
die Erhöhung der Breite des Verarmungsbereiches an einer
Platte durch eine gleiche Verringerung der Breite des Verar
mungsbereiches an der anderen Platte kompensiert. Obwohl die
Dotierungshöhen einleitend gleich in der oberen Platte 10 und
der unteren Platte 12 vorgesehen sind, treten verschiedene
Variationen infolge der Bearbeitungsschritte auf. Beispiels
weise kann der Schritt der Bildung der Oxidschicht 14 und der
oberen Platte 10 bewirken, daß die Dotierung nahe der oberen
Oberfläche der unteren Platte 12 sich relativ zu der Dotie
rung an der unteren Oberfläche der oberen Platte 10 verän
dert. Daraus resultieren unterschiedliche Verarmungsbereiche
an den Übergangsflächen 24 und 26. Daraus können Spannungsko
effizienten-Nichtlinearitäten resultieren, wie im folgenden
beschrieben wird.
Ungeachtet des Grundes des Spannungskoeffizienten für eine
gegebene Kapazität kann dieser immer in Form einer Taylor-
Reihe ausgedrückt werden:
C=C₀+α V+β V²+. . (1)
Wie zu sehen ist, gibt es verschiedene Koeffizienten erster
Ordnung, zweiter Ordnung, dritter Ordnung usw., wobei der Ko
effizient erster Ordnung α üblicherweise der dominante Koef
fizient ist. Um einen linearen Kondensator zu erhalten, ist
es notwendig, diese Koeffizienten auf 0 zu bringen bzw. zu
löschen.
In Anlehnung an einen Aspekt der vorliegenden Erfindung wer
den die Koeffizienten ungerader Ordnung, insbesondere die er
ster Ordnung, gelöscht. Die Gleichung zeigt, daß, wenn zwei
Kondensatoren parallel geschaltet werden, wobei einer mit ei
ner negativen und einer mit einer positiven Spannung versorgt
ist, die Koeffizenten ungerader Ordnung, die den Nichtli
nearitäten ungerader Ordnung entsprechen, gelöscht werden.
Dieser Zustand ist in Fig. 2 gezeigt. Gemäß Fig. 2 ist ein
erster Kondensator 28 mit einer oberen Platte und einer unte
ren Platte sowie ein zweiter Kondensator 30, ebenfalls mit
einer oberen und einer unteren Platte, angeordnet. Die obere
Platte des Kondensators 28 ist mit der unteren Platte des
Kondensators 30 mittels Knoten 32, und die untere Platte des
Kondensators 28 mit der oberen Platte des Kondensators 30
mittels Knoten 34 verbunden. Beide Kondensatoren 28 und 30
haben den Wert X/2. Daraus resultiert eine Gesamtkapazität
von x. In diesem Zustand ist die Summe der zwei Kapazitäten
und ihrer Spannungsnichtlinearitäten wie folgt:
Es ist zu sehen, daß die Nichtlinearitäten ungerader Ordnung
gelöscht sind, womit auch die dominante Nichtlinearität, näm
lich die Nichtlinearität erster Ordnung gelöscht ist, so daß
nur noch Nichtlineariäten gerader Ordnung verbleiben.
Fig. 3 zeigt eine weitere Konfiguration, bei der ein erster
Kondensator 36 und ein zweiter Kondensator 38 in Reihe ge
schaltet sind. Sie sind so in Reihe geschaltet, daß die obere
Platte des Kondensators 36 mit der oberen Platte des Konden
sators 38 verbunden ist, wobei beide Kondensatoren einen Wert
von 2X aufweisen. Daraus resultiert als Gesamtwert für die
Kapazität X. Die Beziehung ist wie folgt:
so daß wiederum nur die geraden Terme wirksam sind. Alterna
tiv kann die gesamte reziproke Kapazität als Losung der Summe
der erweiterten Taylor-Reihe für Reziprok-Kapazitäten zweier
in Reihe geschalteter Kondensatoren erhalten werden:
Hierbei sind die Widerstände ungerader Ordnung gelöscht (wenn
nach Leitwerten gegenübergestellt). Es ist zu sehen, daß
diese Ausdrücke erheblich reduziert Nichtlinearitäten aus den
unkompensierten Werten ergeben, wenn alle Fehlerwerte klein
sind.
In Fig. 4 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel gezeigt,
bei welchem parallele Kondensatoren verwendet werden. Die
Kondensatoren sind auf einem Substrat 40 hergestellt, auf
welchem eine Feldoxidschicht 42 gewachsen ist. Die erste Po
lyschicht wird auf dem Substrat angeordnet und zwei untere
Elektroden 44 und 46 gebildet. Eine einzelne Schicht Sili
konoxid ist auf dem Substrat angeordnet oder gewachsen,
woraus zwei kapazitive dielektrische Strukturen 48 und 50 je
weils über den unteren Elektroden 44 und 46 resultieren. Die
Strukturen 48 und 50 können aus Silikonnitrid oder einem
Sandwichaufbau aus Silikondioxid und Silikonnitrid bestehen.
Es ist anzumerken, daß, obwohl die kapazitiven dielektrischen
Strukturen 48 und 50 als voneinander getrennt gezeigt sind,
diese gleichzeitig gebildet und somit im wesentlichen iden
tisch sind. Nach der Bildung der kapazitiven Oxidstrukturen
48 und 50 wird eine zweite Polyschicht auf dem Substrat ange
ordnet und die oberen Elektroden 52 und 54 jeweils über den
kapazitiven Oxidstrukturen 48 und 50 gebildet. Wie oben unter
Hinweis auf Fig. 1 beschrieben, weisen die unteren Elektroden
44 und 46 im wesentlichen das gleiche Dotierungsprofil auf,
wie auch die oberen Elektroden 52 und 54 in der zweiten Poly
schicht im wesentlichen das gleiche Dotierungspofil aufwei
sen. Jedoch können geeignete Unterschiede zwischen den Dotie
rungsprofilen in der ersten Polyschicht im Vergleich zu der
zweiten Polyschicht Nichtlinearitäten bewirken. Dies ist ein
herkömmliches Problem und nur eine exakte Bearbeitung würde
identische Dotierungsprofile ergeben.
Nach der Herstellung des SOS-Kondensators wird eine Oxidzwi
schenschicht auf dem Substrat gebildet (nicht gezeigt), wo
raufhin Verbindungsfenster geöffnet werden und dann eine
Schicht aus Metall oder einem anderen Verbindungsmaterial auf
dem Substrat angeordnet wird, um die darunterliegenden
Schichten miteinander zu verbinden. Ein Kontakt 56 ist an der
unteren Elektrode 44 und ein Kontakt 58 an der oberen Elek
trode 54 des anderen Kondensators angeordnet. Diese zwei Kon
takte 56 und 58 werden über ein Metall oder ein anderes leit
fähiges Material 60 miteinander verbunden, was als elektri
sche Verbindung gezeigt ist. In jedem Fall wird diese Verbin
dung in einer separaten Schicht gebildet.
Ein Kontakt 62 ist an der unteren Elektrode 46 und ein Kon
takt 64 an der oberen Elektrode 52 des anderen Kondensators
angeordnet. Diese Kontakte 62 und 64 werden, ähnlich wie die
Verbindung 60, über die Verbindung 66 miteinander verbunden.
Die Verbindungen 60 und 66 sind in der gleichen oberen Me
tallschicht ausgebildet. Dies entspricht der in Fig. 2 ge
zeigten elektrischen Schaltung, wobei die Nichtlinearitäten
ungerader Ordnung kompensiert sind. Dies deshalb, da die Do
tierungsprofile der unteren Elektrode 44 und der unteren
Elektrode 46 im wesentlichen identisch sind, wie auch die Do
tierungsprofile der oberen Elektroden 52 und 54. Damit werden
die Spannungsnichtlinearitäten ungerader Ordnung im wesentli
chen gleich und damit gelöscht. Weiterhin ist nur eine mini
male Erhöhung der Flächen erfolgt, da beide Kondensatoren
Kondensatoren halber Größe sind.
In Fig. 5 ist der Verlauf der Ladungsumkehrspannung gezeigt,
die die QV-Charakteristika eines MOS- oder SOS-Kondensators
repräsentiert. Unter idealen Bedingungen würde der Kondensa
tor 0 Nichtlinearitäten aufweisen, und die Ladung würde einer
idealen Kurve 68 folgen, die mit einer gestrichelten Linie
gezeigt ist. Die einzelnen MOS- oder SOS-Kondensatoren weisen
jedoch infolge ihrer leichten Variationen der Dotierungspro
file auf den Platten eine QV-Kurve 70 auf, welche von der
idealen Kurve 68 abgesetzt ist. Werden die Kondensatoren in
antiparalleler Schaltung mit den gekreuzten Elektroden, wie
in Fig. 2 und 4 gezeigt, miteinander verbunden, resultiert
die Kurve 72. Die Kurve 72 entspricht angenähert einer Kurve
dritter Ordnung, da die Kapazitäten der zweiten Ordnung β V 2
mit der Spannung multipliziert wird, woraus ein Ausdruck
dritter Ordnung resultiert. Dies ist zu erwarten. Die Nicht
linearität der Kurve 72 ist gegenüber der Kurve 70 erheblich
reduziert.
Fig. 6 zeigt das Blockdiagramm eines Analog-/Digitalwandlers.
Der AD-Wandler umfaßt einen Analog-Modulator 74 vom Delta-
Sigma-Typ, welcher im Betrieb in der Lage ist, eine analoge
Eingangsspannung V IN zu empfangen und in ein Impulsausgangs
signal zu wandeln, die über die Zeit eine der analogen Ein
gangsspannung proportionalen Durchschnittsamplitude aufweist.
Der Ausgang des Analog-Modulators 74 liegt am Eingang eines
Digitalfilters 76, um ungewünschte Signale und Geräusche her
auszufiltern und einen gefilterten Ausgang an den Digital-Bus
78 anzulegen. Der Analog-Modulator 74 hat eine Summenverbin
dung 80 zum Empfang der analogen Eingangsspannung V IN und zum
Summieren derselben mit einem Rückkopplungssignal einer Rück
kopplungsverbindung 82. Der Ausgang der Summenverbindung 80
wird an einen Integrator 84 angelegt. Der Ausgang des Inte
grators ist an den Eingang eines AD-Wandlers (ADC) 86 ange
legt, dessen Ausgang ein digitales Impulsausgangssignal be
reitstellt. Der Ausgang des ADC 86 ist mit dem Eingang eines
Digital-/Analog-Wandlers (DAC) 88 verbunden, dessen Ausgang
die Rückkopplungsverbindung 82 umfaßt. Der Integrator 84, der
ADC 86 und der DAC 88 weisen Takteingänge auf, die mit dem
Ausgang eines Abtasttaktschaltkreises 90 verbunden sind, der
im Betrieb mit einer Abtastfrequenz F S läuft.
Der Analog-Modulator 74 ist in der Lage, den Analog-Eingang
abzutasten und einen Digital-Ausgang niedriger Auflösung zu
produzieren. Typischerweise ist die Auflösung des ADC 86 und
des DAC 88 ein Bit, wobei der ADC 86 mit einem Vergleicher
realisiert ist, und der DAC 88 nur eine der Plus- oder Minus-
Spannungsbannbreite rückkoppeln. Mit nur zwei Ausgangsebenen
ist der DAC 88 spezifisch linear. Die Gesamtlinearität des
Modulators ist in erster Linie durch einen nicht idealen In
tegrator 84 und die Linearität der Summenverbindung 80 be
grenzt, welche den Abtastkondensator und geeignete Schalt
kreise umfaßt.
Fig. 7 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm des in Fig. 6
verwendeten Analog-Modulators 74. Der Integrator umfaßt einen
Differenzialverstärker 92 mit einem Rückkopplungskondensator
94 (C FB) der zwischen den Ausgang desselben und den Inver
sionseingang geschaltet ist. Der nicht-invertierende Eingang
ist mit einer Referenzspannung verbunden, die der Einfachheit
halber geerdet ist. Weiterhin umfaßt der Integrator 84 einen
Abtast- und Halteschaltkreis, der einen geschalteten Konden
sator 86 aufweist. Der geschaltete Kondensator 96 ist inner
halb einer gestrichelten Linie mit einem Kondensatorsymbol
gezeigt. Dieser Kondensator kann einen wie in Fig. 2 oder
Fig. 3 gezeigten Aufbau aufweisen. Der geschaltete Kondensa
tor 96 ist mit einer Seite mit einem Schalter 98 und mit der
anderen Seite mit einem Schalter 100 verbunden. Der Schalter
98 ist in der Lage, die Eingangsseite des Kondensators 96 mit
dem V IN analogen Eingangssignal, und der Schalter 100 ist in
der Lage, die Verstärkerseite des Kondensators 96 mit dem In
versionseingang des Differenzialverstärkers 92 zu verbinden.
Die Eingangsseite des Kondensators 96 ist mit einem Schalter
102 verbunden, der in der Lage ist, die analoge Eingangsseite
des Kondensators 96 wahlweise zu erden. Die Verstärkerseite
des Kondensators 96 ist mit einem Schalter 104 verbunden, der
in der Lage ist, die Verstärkerseite des Kondensators 96 zu
erden.
Die Schalter 98 und 104 werden so betrieben, daß sie infolge
eines Abtasttaktsignales Φ 1 schließen, und die Schalter 102
und 100 sind so geschaltet, daß sie infolge der Erzeugung ei
nes Abtastsignals Φ 2 schließen. Wird im Betrieb Φ 1 erzeugt,
schließt der Schalter 104 und verbindet die Verstärkerseite
des Kondensators 96 mit der Erde, und der Schalter 98
schließt und verbindet die analoge Eingangsspannung mit der
analogen Eingangsseite des Kondensators 96. Daraus resultiert
die Abtastung der analogen Spannung über den Kondensator 96
in einem Abtastbetrieb. Anschließend werden die Schalter 98
und 104 geöffnet und, während Φ 2 gültig ist, schließen die
Schalter 100 und 102, um die analoge Eingangsspannung an den
Inversionseingang des Differenzialverstärkers 92 in Span
nungsumverteilungsbetrieb anzulegen. Somit wird der Kondensa
tor 96 geschaltet, um einen Abtastbetrieb zu ermöglichen, dem
ein Ladespannungsumverteilungsbetrieb folgt.
Fig. 8 zeigt ein alternatives Auführungsbeispiel des geschal
teten Kondensators 96 auf der Eingangsseite des Differenzial
verstärkers 92. Ein einzelner geschalteter Kondensator 106
ist schaltbar mit der Eingangsspannung V IN über einen Schal
ter 108 bzw. schaltbar mit dem Inversionseingang des Diffe
renzialverstärkers 92 über einen Schalter 110 verbunden. In
einer ähnlichen Weise ist die andere Seite des Kondensators
106 schaltbar mit dem Inversionseingang des Verstärkers 92
über einen Schalter 112 bzw. mit der Spannung V IN über einen
Schalter 114 verbunden. Die eine Seite des Kondensators 106
ist mit den Schaltern 108 und 110 schaltbar mit der Erde über
einen Schalter 116 verbunden, und die andere Seite des Kon
densators 106 ist über einen Schalter 118 schaltbar mit der
Erde verbunden.
Die Schalter sind in einem Vorwärts- und in einem Umkehrmodus
betreibbar. In dem Vorwärtsmodus wird der geschaltete Konden
sator 106 betrieben, wobei eine Seite die getaktete Eingangs
spannung empfängt und die andere Seite die Ladung an den In
versiongeingang des Differentialverstärkers 92 umverteilt. In
dem Ümkehrmodus sind die Anschlüsse des Kondensators 106 um
gekehrt, so daß der andere Anschluß des Kondensators die Ein
gangsspannung V IN empfängt, und die Ladung von dem gegenüber
liegenden Anschluß umverteilt wird. Auf diese Weise wird je
dem Fehler im Vorwärtsmodus ein gleicher oder entgegengesetz
ter Fehler im Umkehrmodus entgegengesetzt, wobei der Integra
tor 84 einen Zeitmittelausgang bereitstellt, welcher im we
sentlichen jegliche Spannungsnichtlinearität ungerader Ord
nung entfernt.
Der Abtasttaktschaltkreis 90 gibt zwei Taktsignale Φ 1 und Φ 2
im Vorwärtsmodus, sowie zwei Taktsignale Φ 1S und Φ 2S im Um
kehrmodus ab. Im Vorwärtsmodus steuert Φ 1 die Schalter 108
und 118 und Φ 2 die Schalter 112 und 116. Somit sind die
Schalter 108 und 118 im Abtastmodus geschlossen, um den Kon
densator zu laden und die Schalter 112 und 116 sind im La
dungsumverteilungsmodus geschlossen, um die Ladung zum Inver
sionseingang des Differentialverstärkers 92 zu leiten. Im
Umkehrmodus liegt Φ 1S an den Schaltern 114 und 116 für den
Abtast- oder Ladebetrieb an, und der Takt Φ 2S steuert die
Schalter 110 und 118 im Ladungsumverteilungsbetrieb. Somit
sind im Ladebetrieb die Schalter 114 und 116 geschlossen, und
im Ladungsumverteilungsbetrieb sind die Schalter 110 und 118
geschlossen.
Fig. 9 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel des ge
schalteten Schaltkreises am Eingang des Differentialverstär
kers 92. Der geschaltete Schaltkreis umfaßt zwei geschaltete
Kondensatoren, einen Kondensator 120 mit einem Wert MC 0, so
wie einen Kondensator 122 mit einem Wert N C 0. Jeder der Kon
densatoren 120 und 122 weist eine Polarität auf, die durch
ein "+" angezeigt wird, was bedeutet, daß sie von umgekehrter
Polarität sind. Die Polarität bezeichnet die unteren und obe
ren Platten, wobei das "+" die obere Platte des Kondensator
anzeigt. Der Kondensator 122 hat die "+"-Seite schaltbar über
den Schalter 124 mit der Spannung V IN verbunden, wobei der
Schalter 124 durch ein Φ 1-Taktsignal gesteuert wird. Die "+"-
Seite des Kondensators 122 ist ebenso über einen Schalter 126
mit der Erde verbunden, wobei der Schalter 126 durch Φ 2-Takt
signal gestewert wird. Die negative Platte des Kondensators
122 ist schaltbar über einen Schalter 128 mit dem Eingang des
Inversionseinganges des Differentialverstärkers 92 verbunden,
wobei der Schalter 128 durch das Taktsignal Φ 2 gesteuert
wird. Die negative Platte des Kondensators 122 ist über einen
Schalter 130 mit der Erde verbunden, wobei der Schalter 130
durch das Taktsignal Φ 1 gesteuert wird. Während des Ladebe
triebes sind die Schalter 124 und 130 geschlossen, da das Φ 1-
Signal erzeugt wird. Im Ladungsumverteilungsbetrieb sind die
Schalter 124 und 130 geöffnet und die Schalter 126 und 128
geschlossen, da das Φ 2-Taktsignal erzeugt wird.
Die negative Platte des Kondensators 120 ist über einen
Schalter 132 schaltbar mit VIN verbunden, wobei der Schalter
132 durch ein Φ 3-Taktsignal gesteuert wird. Die negative
Platte des Kondensators 120 ist weiterhin über einen Schalter
134 mit der Erde verbunden, wobei der Schalter 134 durch ein
Φ 4-Taktsignal gesteuert wird. Die positive Platte des Konden
sators 120 ist schaltbar mit dem Inversionseingang des Diffe
rentialverstärkers 92 über einen Schalter 136 verbunden, der
durch das Φ 4-Taktsignal gesteuert wird. Die positive Platte
des Kondensators 120 ist weiterhin schaltbar mit der Erde
über einen Schalter 138 verbunden, der durch das Φ 3-Taktsig
nal gesteuert wird.
Während des Ladebetriebes sind die Schalter 132 und 138 in
folge der Erzeugung des Φ 3-Taktsignals geschlossen. Im Umver
teilungsbetrieb sind die Schalter 132 und 138 geöffnet und
die Schalter 134 und 136 infolge der Erzeugung des Φ 4-Takt
signals geschlossen.
Die Φ 1- und Φ 2-Taktsignale werden während eines Lade-umver
teilungszyklusses erzeugt, und dann, im folgenden Lade-umver
teilungszyklus, werden die Φ 3- und Φ 4-Taktsignale erzeugt,
wobei alle Φ 1-, Φ 2-, Φ 3- und Φ 4-Taktsignale durch den F S -
Taktschaltkreis 90 erzeugt werden. Der Lade-umverteilungszy
klus der Φ 1-/Φ 2-Taktsignale wird M-mal während jedes N-zyklus
der Φ 3-/Φ 4-Ladeumverteilungszyklen betrieben. Dies bewirkt,
daß die nominale Durchschnittsladung über die Zeit, die an
den zwei Kondensatoren abgetastet wird, gleich ist, wodurch
die Koeffizientenlöschung ungerader Ordnung wie oben be
schrieben zugelassen wird. Dieser Pflichtzyklus erlaubt die
Löschung der Spannungskoeffizienten ungerader Ordnung in dem
Kondensator 120 durch die Spannungskoeffizienten ungerader
Ordnung in dem Kondensator 122.
Fig. 10a bis 10d zeigen ein alternatives Ausführungsbeispiel
der Verwendung des geschalteten Kondensators in einem Digi
tal-/Analog-Wandler (DAC). Dieses Ausführungsbeispiel ist in
erster Linie zur Kompensation eines großen Bereiches der
Spannungskoeffizienten der Kapazität in einem geschalteten
Kondensator gerichtet, wobei die Ausgangsspannung erhalten
wird, indem gewichtete Kondensatoren auf eine von zwei Refe
renzen (wobei eine Erde sein kann) geschaltet werden, um zu
erreichen, daß die gesamte Ladung auf einem Rückkopplungskon
densator, der um einen Ausgangsverstärker angeordnet ist,
plaziert wird. Dieser Rückkopplungskondensator kann entweder
ein separater Kondensator eines Eingangsfeldes sein, oder es
kann das Ladungserfassungsfeld sein, jedoch zu einer unter
schiedlichen (Ladungsumverteilungs-) Zeit verwendet werden.
Gemäß Fig. 10a ist der Kondensator-Digital-/Analogwandler
(CDAC) durch den Block 144 repräsentiert, dessen Eingang mit
einer Referenzspannung und der Erde verbunden ist. Der Aus
gang des CDAC 144 ist eine Summenverbindung 146, welche mit
dem Inversionseingang eines Differentialverstärkers 148 ver
bunden ist. Der positive Eingang desselben ist geerdet. Der
Ausgang ist mit einem Ausgangsknoten 150 verbunden. Zwei Kon
densatoren 152 und 154 sind in der Rückkopplung um den Diffe
rentialverstärker 148 zwischen den Knoten 146 und 150 in ei
ner antiparallelen Konfiguration mit umgekehrten Polaritäten
angeordnet. Dieses repräsentiert den separaten Kondensator
gegenüber dem Eingangsfeld CDAC 144. Ein Schalter 156 ist
zwischen den Knoten 146 und 150 angeordnet und durch ein
Taktsignal Φ I gesteuert. Im Betrieb ist der Schalter 156 wäh
rend der Ansammlung oder Abtastzeit geschlossen, um die Sum
menverbindung 146 mit dem Ausgangsknoten 150 kurzzuschließen.
Die inneren Kondensatoren für den CDAC 144 werden durch eine
Referenzspannung während der Abtastzeit getriggert. Während
einer Ladungsumverteilungszeit ist der Schalter 156 geöffnet
und die internen Kondensatoren weiterhin in dem CDAC 144 ge
triggert.
Fig. 10b zeigt die andere Möglichkeit, wobei das CDAC-Feld
zur Sammlung der Ladung und zur Bereitstellung des Umvertei
lungskondensators während des Umverteilungsmodus verwendet
wird. In dieser Konfiguration sind die Kondensatoren 152 und
154 weggelassen, und der Ausgangsknoten 150 ist der Eingang
zu einer Seite eines Paares von Schaltern 158 und 160. Der
Schalter 158 ist mit der anderen Seite mit einem der Refe
renzeingänge des CDAC 144, und die andere Seite des Schalters
160 ist mit dem anderen der Eingänge des CDAC 144 verbunden.
Die Schalter 158 und 160 werden durch ein Taktsignal Φ T ge
steuert, welches während des Ladungsumverteilungsbetriebes
erzeugt wird. Die Schalter 159 und 161 sind zwischen den zwei
Referenzeingängen und den Referenzspannungen geschaltet und
werden durch den Takt Φ I während der Abtastzeit gesteuert.
Fig. 10c zeigt schematisch das kapazitive Feld 144. Das Feld
besteht aus einer Mehrzahl von Kondensatoren unterschiedli
cher Größe, deren eine Platte mit der Summenverbindung 146
verbunden ist. Die Kondensatoren sind gewichtete Kondensato
ren, wobei ein Blindkondensator (dummy) 160 mit einem Wert C
verwendet wird, wobei einer der gewichteten Kondensatoren
ebenfalls einen Wert C aufweist und mit dem Bezugszeichen 162
bezeichnet ist. Die verbleibenden Kondensatoren haben binär
gewichtete Werte. Die andere Platte der Kondensatoren ist mit
einer Seite eines Schalters 164 verbunden, welcher in der
Lage ist, die andere Seite der Kondensatoren entweder mit der
Referenzspannung V REF oder der Erde zu verbinden. Die Platten
der Kondensatoren in dem CDAC-Feld 144 sind einleitend entwe
der mit V REF am einen Eingangs-Referenzspannungsanschluß oder
mit der Erde auf dem anderen Eingangs-Referenzanschluß ver
bunden. Die digitalen Eingangswerte zu dem CDAC 144 bestimmen
die Eingangsstellung während der Abtastzeit. Die Platten wer
den während der Ladungsumverteilungszeit mit der anderen Re
ferenzspannung verbunden.
Der kritische Kondensator, welcher hinsichtlich der Span
nungskoeffizienten in dem in Fig. 10a gezeigten Ausführungs
beispiel kompensiert werden muß, ist der Rückkopplungskonden
sator. In diesem Beispiel werden nur zwei Punkte der Ladungs
spannungskurve für jeden Kondensator in dem CDAC-Feld verwen
det. Somit führen Nichtlinearitäten der Spannungskoeffizien
ten dieser Kondensatoren nicht zu wesentlichen Nichtlineari
täten der Übertragungsfunktion in dem Schaltkreis. Wenn je
doch eine gegebene inkrementale Ladung auf dem Rückkopplungs
kondensator eine Spannungsänderung, die von der Spannung
selbst abhängig ist, erzeugt, resultiert dies in einer inte
gralen Nichtlinearität. Die ungeraden Terme der erweiterten
Taylor-Reihe dieser Nichtlinearitäten können durch die Bil
dung des Rückkopplungskondensators in einer antiparallelen
Kombination zweier halbgroßer Kondensatoren oder der Serien
kombination zweier doppelt großer Kondensatoren mit umgekehr
ter Polarität kompensiert werden. Bei dem in Fig. 10 gezeig
ten Beispiel erzeugen die Spannungskoeffizienten in den CDAC-
Kondensatoren einen Linearitätsfehler während der Ladungsum
verteilungsphase. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel zur Kom
pensation dieses Fehlers von Termen ungerader Ordnung ist,
antiparallele Kondensatoren für jeden einzelnen Kondensator
in dem Feld zu verwenden.
Ein weiteres Verfahren zum Erhalten einer Spannungs-Ausgangs-
DAC ist in Fig. 10d gezeigt. Bei diesem Beispiel ist eine
Mehrzahl von Schaltkondensatorschaltkreisen 168 zwischen der
Summenverbindung 146 und einer Referenzspannung geschaltet.
Der Schaltkondensator wird zwischen einer von zwei Referenz
spannungen V REF und Erde geschaltet, wobei ein oder mehr
Schaltkondensatorschaltkreise zwischen diesen zwei Referenzen
geschaltet werden. Die Ladung von diesen Schaltvorgängen wird
durch einen Integrator mit geschalteten Kondensatoren inte
griert. Die Ausgangsspannung des Integrators ist dann abhän
gig von der Größe und der verwendeten Frequenz der Schaltkon
densatoren über eine gegebene Periode. Die Spannungskoeffizi
enten der Schaltkondensatoren spielen keine Rolle, wenn diese
immer zwischen den zwei gleichen Referenzen hin- und herge
schaltet werden. Allerdings hat der Integrationskondensator
eine Ausgangsspannungsänderung in Abhängigkeit der Eingangs
kodierung, die infolge der Spannungskoeffizienten Nichtli
nearitäten aufweist. Dieser Integrationskondensator ist zur
Minimierung der Nichtlinearitäten antiparallel oder antiseri
ell ausgestaltet (antiseriell: Serienverbindung zweier dop
pelt großer Kondensatoren umgekehrter Polarität). Wenn der
Eingangs-CDAC ein Multiplikations-DAC ist, wo die Referenz
spannungen sich wie ein Eingangssignal zum DAC ändern, sind
die Spannungskoeffizienten der Schaltkondensatoren wichtig
und sollten ebenso kompensiert werden.
Zusammenfassend wurde ein AD-Wandler mit einem geschalteten
Kondensator-Modulator des Delta-Sigma-Typs beschrieben. Der
geschaltete Kondensator in dem Modulator ist ein kompensier
ter Kondensator, der Nichtlinearitäten kompensiert. Der Kon
densator wird unter Verwendung eines MOS- oder SOS-Kondensa
tors hergestellt, bei dem wenigstens eine Platte aus einem
Halbleitermaterial hergestellt ist. In dem bevorzugten Aus
führungsbeispiel werden zwei Kondensatoren verwendet, die
beide Kondensatoren halber Größe sind, wobei beide Kondensa
toren antiparallel verbunden sind. Die Kondensatoren sind so
gebildet, daß die obere Platte des einen Kondensators mit der
unteren Platte des parallelen Kondensators verbunden ist.
Dieses stellt eine effektive Löschung der Nichtlinearitäten
ungerader Ordnung dar.