DE3441476A1 - Integrierte halbleiterschaltung - Google Patents

Integrierte halbleiterschaltung

Info

Publication number
DE3441476A1
DE3441476A1 DE3441476A DE3441476A DE3441476A1 DE 3441476 A1 DE3441476 A1 DE 3441476A1 DE 3441476 A DE3441476 A DE 3441476A DE 3441476 A DE3441476 A DE 3441476A DE 3441476 A1 DE3441476 A1 DE 3441476A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
switch
inversion type
capacitance
circuit
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE3441476A
Other languages
English (en)
Other versions
DE3441476C2 (de
Inventor
Toshiro Tama Tokio/Tokyo Suzuki
Hiroshi Kokubunji Tokio/Tokyo Takatori
Masashi Kokubunji Tokio/Tokyo Tamakoshi
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Publication of DE3441476A1 publication Critical patent/DE3441476A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3441476C2 publication Critical patent/DE3441476C2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H19/00Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
    • H03H19/004Switched capacitor networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

_-- -"Beschreibung ~
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Technik bei integrierten Halbleiterschaltungen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Technik, die effektiv auf den Aufbau—eines aktiven Filters angewendet werden kann wie z.B. bei der Konstruktion eines . Filters mit geschalteter Kapazität bei einer integrierten Halbleiterschaltung, die eine Filterschaltung umfaßt. Filter, die für Übertragungsleitungen verwendet werden, sind aus einzelne Teile verwendenden LC-Filtern zu aktiven RC-Filterη entwickelt worden, bei denen Operationsverstärker eingesetzt werden. In den letzten Jahren sind Filter mit geschalteter Kapazität verwendet worden, bei denen ein Widerstandselement im aktiven Filter durch einen Schalter und eine Kapazität ersetzt worden sind. N
Wenn ein aktives Filter mit einem gewünschten Frequenzgang aufgebaut werden soll, so wird allgemein zunächst . eine Übertragungsfunktion gefunden, die die gewünschten Filtereigenschaften erfüllt, die Übertragungsfunktion wird in einen primären oder einen sekundären rationalen Ausdruck zerlegt, es wird ein Grundblock konstruiert, der die Eigenschaften des rationalen Ausdruckes realisiert, und diese Grund-Blocks werden in Kaskade geschaltet.
Bei der Konstruktion eines Filters mit geschalteter Kapazität wird zum Ausdrücken der übertragungsfunktion eine Z-Funktion anstelle einer Laplace-transformierten S-Funktion verwendet. Die Beziehung zwischen der Z-Funktion
ST und der S-Funktion ist durch Z = e gegeben (e = Basis der natürlichen Logarithmen, T = Abtastperiode). Wenn zum Ausdrücken in Form einer komplexen Zahl S durch Jüj (ω = Kreisfrequenz) ersetzt wird, so ist diese Beziehung durch Z = e-*" gegeben.
Als primäre Filter mit geschalteter Kapazität, die _ Γ"
durch eine übertragungsfunktion H(Z) = (C + DZ ) / (A + BZ~ ) und durch eine Z-Funktion repräsentierte Eigenschaften
realisieren, sind die in den Figuren 1 und 2 darge-
<"" stellten Schaltungen vorgeschlagen worden (IEEE, Solidstate circuits, Vcrtr-SC-1 4, No. 6, December, 1979,
pp. 1020-1033, MOS Switched-Capacitor Analog Sampled Data Direct Form Recursive Filters, Ian. A. Young;
ISCAS, 1980, General Active Switched-Capacitor Biquad ^ .Topology For Precision MOS Filters, K.R. Laker, pp. 304-308)
Bei der Schaittmgsform in Figur 1 ist jedoch, wenn man die einzelnen Kapazitäten mit CQ, C1 , C2 und C1.
bezeichnet, die Ladungsübertragungsgleichung in einem Augenblick (nT), in dem die einzelnen Schalter in dem in Figur 1 dargestellten Zustand sind, gegeben durch
-IiV1 (nT) - V1 (n - 1) T}.
C1 + V1 (nT) · C2 ] + V2 {(n - 1) T} C0 = (C5 + C0) · V2 (nT) . (1)
Wenn die Ladungsübertragungsgleichung der Z-Konversion unterworfen wird, um die Übertragungsfunktion H(Z) zu finden, so erhält· man die folgende Gleichung (2):
H(Z) = V2Zv1 = ((C1 + C2) - C1 · z"1}/
{ (C5 + C0) - C0 * Z"1} (2)
Demzufolge sind die Koeffizienten A bis D in der allgemeinen Gleichung H(Z) = (C + DZ~1)/(A + BZ~1) für die Übertragungsfunktion des primären Filters gegeben durch A = C5 + CQ, B = -CQ, C = C1 +C3, D= -Cj.
Bei der Schaltungsform der Figur 1 ist daher, wenn man ein Filter realisieren will, dessen Eigenschaften einen sehr niedrigen"sogenannten Nullpunkt zeigen (die Frequenz, zu der der Zähler der Übertragungsfunktion 0 wird), es notwendig, C/D, d.h. (C1 + C2)/C. auf ungefähr "1" zu bringen. (C1 + C3)ZC1 in die Nähe von "1" zu
bringen bedeutet, daß die Kapazität C2 reduziert werden muß damit sie kleiner wird als die Kapazität C1. Bei
integrierten Halbleiterschaltungen besteht jedoch eine Grenze bezüglich—der-Reduktion der Fläche eines Konden- _.. sators, die durch die minimale verarbeitbare Dimension beim Herstellungsprozeß bestimmt wird. Um (C1 +C2)/C. auf "1" zu bringen, muß'daher die Kapazität C. vergrößert werden, damit sie sehr viel größer als die
Kapazität C2 istn
Bei einer Schaltung, die ein Filter der in Figur 1 ' dargestellten Art aufweist, besitzt daher der Kondensator C1 eine vergrößerte Fläche,-und damit wächst die Chipgröße an. Weiterhin vergrößert sich die Last-Kapazität für den Operationsverstärker, der das Eingangssignal V- in der vorangehenden Stufe bildet, die hier nicht dargestellt ist. Damit arbeitet der Operationsverstärker OP- mit einer herabgesetzten Goschwindicjkei t und vorbraucht eine erhöhte Menge an elektrischer Leistung.
Wenn das Verhältnis der Kapazität C. zu der Kapazität C2 verkleinert wird um die Fläche zu verkleinern, so verschlechtern sich die Frequenzeigenschaften des Filters und die Genauigkeit nimmt ab. .
Im Fall der in Figur 2 dargestellten Schaltung arbeiten Schalter S3-, S__, die an die Kapazität C3 angeschlossen sind, entsprechend der- Figur 3 mit einer Synchronisierung, die um eine halbe Periode gegenüber den Schaltern S4-, S42 versetzt ist, welche an die Kapazität C. angeschlossen sind. Daher wird die Information einer halben Periode vorher in der Kapazität C4 gespeichert,
Bei der Schaltungsart nach Figur 2 gilt daher die folgende Ladungsübertragungsgleichung (3):
- [V1 (nT) · C3 - V1 {(η
- 1/2) T } · C4 ]+ V2 {(η - 1) Τ} ·
(nT) ' (C0 +C5)
Wenn die Gleichung (3) der Z-Konversion unterzogen wird, um die übertragungsfunktion H(Z) aufzufinden, so erhält man die folgende Gleichung (4):
COPY
H(Z) = (C3 -C4-Z 2) / ((C0 + C5) - C0Z
(4)
-1 "2
wobei Z und Z Operatoren darstellen, die
- mathematisch Informationen (Größen von Analogsignalen) einer Periode zuvor und einer halben Periode zuvor darstellen.
Nimmt man bei der Gleichung (3) an, daß V1 { (n - 1/2)T} = V1 {(n - 1)T}, so erhält man eine Gleichung (5) der Form von Primär/Primär, d.h.
H(Z) = - (C3 - C4 · Z"1) / ((C0 + C5) - C0 · Z"1}
(5)
Wenn man versucht, ein Filter mit dem in Figur dargestellten Schaltungsaufbau mit Eigenschaften, die wie oben beschrieben einen niedrigen Nullpunkt haben, zu realisieren, so muß man C3/C. in die Nähe von "1" bringen, wie man anhand der Gleichen 5 ersehen kann. Dies kann relativ leicht erreicht werden, d.h. C3 = C4 sollte realisiert werden. Anders als bei dem Schaltungsaufbau der Figur 1 wird das· Verhältnis der Kapazitäten nicht groß, und die Chipgröße wächst auch nicht an.
Hierbei bedeutet die oben erwähnte Annahme
- V1 { (n-1/2)T} = VJ(Ii-I)Tj, daß die Information, die eine Periode zurückliegt, gleich der Information ist, die eine halbe Periode zurückliegt. Bei dem Schaltungsaufbau nach Figur 2 gilt dieses obige Erfordernis jedoch nicht. Um die obige Annahme zu erfüllen ist es daher notwendig, eine Abtast- und Halteschaltung in einer der Schaltung der Figur 2 vorangehenden Stufe vorzusehen, um die Informationen, die eine Periode zurückliegen bis zu dem Moment aufrechtzuerhalten, der eine halbe Periode zurückliegt. Die Abtast- und Halteschaltung ist beispielsweise unter Verwendung eines geschalteten Kondensators und eines Operationsverstärkers aufgebaut. Das bedeutet, daß
- 9 - 34AH76
das eine integrierte Halbleiterschaltung bildende
Substrat zusätzliche Fläche für die Abtast- und Halteschaltung erfordert, was ebenfalls zu einem Anwachsen des Leistungsverbrauches führt. Wenn beispielsweise ein tertiäres Filter unter Verwendung der Schaltung der -— Figur 2 aufgebaut werden soll, so wird die von der Abtast- und Halteschaltung besetzte Fläche wie auch ihr Leistungsverbrauch zu etwa 1/4 der entsprechenden Gesamtwerte.
- Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist dement-
sprechend, eine Technik für integrierte Halbleiterschaltungen anzugeben, die gegenüber dem Stand der Technik unterschiedliche Wirkungen zeigt.
Insbesondere ist es Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Filter mit einer geschalteten Kapazität anzugeben, das eine reduzierte Fläche besetzt, wenn es an eine integrierte Halbleiterschaltung angepaßt wird, und das ermöglicht, die Chipgröße zu verringern und ebenfalls den Verbrauch an elektrischer Leistung zu verringern. Weiter ist es Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Filter mit geschalteter Kapazität anzugeben, das gute Freguenzeigenschaften und hohe Genauigkeit besitzt.
Diese Aufgabe wird mit der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angegebenen integrierten Halbleiterschaltung gelöst, die erfindungsgemäß nach der im kennzeichnenden Teil dieses Anspruches angegebenen Weise ausgestaltet ist.
Weitere, vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Ein repräsentatives Beispiel der Erfindung, das später beschrieben wird, wird nachfolgend kurz zusammengefaßt.
Bei einem Filter mit geschalteter Kapazität, das in Form einer integrierten Halbleiterschaltung aufgebaut besteht eine Eingangsschaltung aus zwei geschalteten '35 Kapazitäten vom Inversionstyp und einer geschalteten
Kapazität vom Nicht-Inversionstyp, die parallel geschal-. _ tet sind. Hierbei werden wenigstens die geschalteten Kapazitäten vom Inversionstyp durch Taktimpulse einer doppelten Periode betätigt. Dies ermöglicht es, die Informationen, die eine Periode zurückliegen, in der Eingangsschaltung zu haltenyöhne daß man eine Abtast- und Halteschaltung verwendet. Die damit festgehaltene Information wird einem—Rückkopplungskondensator zusammen mit der Information zugeführt, die um eine Periode verzögert ist. Dementsprechend ist es möglich, ein Primär-Grundfilter zu erhalten, das eine Filtercharakteristik mit einem niedrigen Nullpunkt zeigt, ohne daß das Verhältnis der Kapazitäten in der Eingangsschaltung ansteigt. Gemäß diesem Aufbau können die oben erwähnten Ziele erreicht werden, d.h. die Chipgröße kann reduziert werden und der Verbrauch an elektrischer Leistung kann erniedrigt werden.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele beschrieben und näher erläutert.
Figur 1 zeigt ein Schaltbild für den Aufbau eines
konventionellen Primärfilters; Figur 2 zeigt in einem Schaltbild den Aufbau eines
weiteren konventionellen Primärfilters; Figur 3 ist ein Zeitdiagramm, das den Synchronisations-
vorgang der Schalter für die geschalteten Kapazitäten in der Filterschaltung der Figur 2 darstellt;
Figur 4 ist ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispieles, bei dem die vorliegende. Erfindung
auf ein Primärfilter angewendet ist;
Figur 5 zeigt in einem Zeitdiagramm die Synchronisations-Betriebsweise der Schalter bei den geschalteten Kapazitäten;
- 117-
^^ Figur 6 zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführ ungsheispißles, bei dem die Erfindung auf ein Primärfilter angewendet ist; Figur 7 zeigt ein Zeitsteuerimpulsdiagramm, das 5· den Vorgang der-Zeitsteuerung der Schalter
in den "Schalterkapazitäten" darstellt, und Figur 8 zeigt JLn_einem Schaltbild ein Ausführungsbeispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine tertiäre Filterschaltung angepaßt ist.
(Ausführungsbeispiel 1)
Figur 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Primär/ "Primär-Filters, auf das die vorliegende Erfindung angewendet ist.
Die Schaltung dieses Ausführungsbeispieles und anderer Ausführungsbeispiele, die später beschrieben werden, - sind auf einem Halbleitersubstrat mit der Technik der CMOS-integrierten Schaltungen ausgebildet.
In der folgenden Beschreibung bezeichnet der Ausdruck "Schalterkapazität" eine Einheitsschaltung, die aus einem Kondensator und daran angeschlossenen Schaltelementen besteht oder eine Schaltung, die aus einer Kombination von einer Anzahl von solchen Einheitsschaltungen besteht.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Eingangssschaltung 2, die aus zwei "Schalterkaoazitäten" SC,., SC0 vom Nicht-Inversionstyp und zwei dazu parallelgeschalteten "Schalterkapazitäten" SC7, SC9 vom Inversionstyp besteht, zwischen einen Eingangsanschluß 1 und einen invertierten Eingangsanschluß 3 eines Operationsverstärkers OP^ geschaltet.
" Hierbei stellt die "Schalterkapazität" vom Inversionstyp diejenige dar, bei der eine elektrische Ladung, deren Absolutwert gleich der in der Kapazität gespeicherten Ladung ist.aber eine dazu entgegengesetzte Polarität (+ oder -) besitzt, zu der Rückkopplungskapazität CQ der nächsten Stufe übertragen wird. Die "Schalterkapazität" vom
.fticht-Inversionstyp repräsentiert jene, bei der die ^ in der Kapazität gespeicherte Ladung direkt zu dem RückkopplungskondHnsator C_ übertragen wird. Die Kondensatoren Cg, Cg in den "Schalterkapazitäten" SCg/ SCg haben relativ zueinander die gleiche Kapazität, und die Kondensatoren C7, Cg Haben ebenfalls relativ zueinander die gleiche Kapazität.
Bei der Figur~4"~s"i~nd~Tdie Schalter S51 bis S92 zur Vereinfachung der Zeichnung mit dem Symbol eines Umschalt-Schalters bezeichnet. In der Praxis werden diese Schalter durch MOSFETs gebildet, die mit der Technik für integrierte Schaltungen hergestellt sind. In diesem Fall werden Einheits-Einzelausschalter durch die einzelnen-MOSFETs gebildet. Die in der Figur dargestellten Schalter sind daher alle mit einer Anzahl von MOSFETs aufgebaut.
Wie später ausgeführt wird, können von den Schaltern Sr-., bis Sno die Schalter SC1 bis S,o, S01 und So« in den "Schalterkapazitäten" SC5, SCg und SCo vom Nicht-Inversiqnstyp ein Schaltverhalten wie das eines Schnappschalters haben.
Im Gegensatz dazu können die Schalter S71, S7-, Sg- und Sg2 in ^en Schalter-Kapazitäten SC7 und SCg vom Inversionstyp einen Offen-Zustand annehmen, d.h. einen Zustand, bei dem einer der drei Anschlüsse elektrische Leitung macht.
"""-"■ In der nachfolgenden Beschreibung werden aus Gründen der Vereinfachung die Schaltzustände der Schalter wie nachfolgend angegeben bezeichnet.
Der Zustand, bei dem die Schalter entsprechend der Figur 4 stehen, wird als erster Schaltzustand bezeichnet und der Zustand, bei dem die Schalter bezüglich des Zustandes der Figur 4 invertiert stehen, wird als zweiter Schaltzustand bezeichnet. Der 1Of f en-Zustand der Schalter S71, S72, Sgl oder Sg2 wird als Offen-Zustand bezeichnet.
_ 13 - ' 3UH76
Der Operationsverstärker OP3 der Figur 4 besteht aus einer Differenzverstärkerschaltung, die einen invertierten Eingangsanschluß - und einen nicht-invertierten Eingangsanschluß + besitzt. Im Fall eines aus einer Differenzverstärkerschaltung bestehenden Operationsverstärkers kann man annehmen, daß der invertierte Eingangsanschluß und der nicht-invertierte Eingangsanschluß sich unter dem imaginären Kurzschlußzustand befinden, und das Arbeiten der gesamten Schaltung kann leicht -verstanden werden. Die Bezeichnung "Operationsverstärker" repräsentiert jedoch nicht exklusiv eine Verstärkerschaltung mit einem Paar von Eingangsanschlüssen wie z.B. eine Differenzverstärkerschaltung. Falls notwendig, kann der in Figur 4 dargestellte Operationsverstärker.
OPo auch durch eine Inverterschaltung gebildet werden, die einen Ausgangsanschluß und einen Eingangsanschluß besitzt, der als invertierter Eingangsanschluß angesehen werden kann, oder kann aus einer Anzahl von Inverterschaltungen bestehen, die in Kaskade geschaltet sind.
In diesem Fall kann man zum Zwecke des leichteren Verständnisses der Betriebsart der Schaltung annehmen, daß die Inverterschaltung einen Eingangsanschluß wie auch einen imaginären nicht-invertierten Eingangsanschluß besitzt. Bezüglich einer "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp, beispielsweise der "Schalterkapazität" SCg vom Nicht-Inversionstyp in der Figur 4, wird eine elektrische Ladung, die proportional einem Eingang V-ist, in den Kondensator Cg eingeschrieben, wenn die Schalter Sg-, Sg2 den zweiten Schaltzustand annehmen. Bei der "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp wird die in den Kondensator eingeschriebene elektrische Ladung direkt zu einem Ausgangsanschluß übertragen. Bei der "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp werden daher das ,' Schreiben eines Signals und das Lesen des Signals simultan ausgeführt.
Bezüglich einer "Schalterkapazität" vom Inversions- ~~ typ," beispielsweise der "Schalterkapazität" SC7, wird andererseits eine dem Eingang V- proportionale elektrische Ladung in den Kondensator C-, eingeschrieben, wenn die Schalter S--, S72 den ersten Schaltzustand entsprechend der Figur 4 errichten. Die elektrische Ladung' des Kondensators C7 wird dem invertierten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP 3 zugeführt, wenn die Schalter S71, S72 den zweiten Schaltzustand herbeiführen. Bei der "Schalterkapazität" vom Inversionstyp werden daher das Schreiben eines Signals und das Lesen eines Signals unabhängig voneinander ausgeführt.
Die Figuren 5A bis 5E sind Einsatzzeitdiagramme der Schalter. Die ausgezogenen Linien in den Figuren 5A bis 5E repräsentieren die Schreib-Zeitsteuerungen der "Schalterkapazitäten". Die gestrichelten Linien der Figuren 5C bis 5E repräsentieren die Lese-Zeitsteuerungen der "Schalterkapazitäten" vom Inversionstyp.
Wie man anhand der Impulsdiagramme der Figuren 5A bis 5E erkennen kann, werden bei dem Primär/Primärfilter nach diesem Ausführungsbeispiel dann, wenn die Schalter Sn... , Sj-o der Rückkopplungs-Schalter kapazität SC1- durch Abtast-Taktimpulse mit einer Referenzperiode T_ betrieben werden, die Schalter Sg1, Sg2 bis S91, S92 der Schalterkapazitäten SCg bis SC9, die die Eingangsschaltung 2 bilden, durch Abtast-Taktimpulse einer Periode 2T betätigt, die doppelt so lang ist wie die Referenzperiode T .
Die Schalter Sg-j, S^2 und Sg.., Sß2 und die Schalter S7-, S72 und Sgw S92 werden durch Abtast-Taktimpulse betätigt, die zueinander um eine Periode versetzt sind, was man anhand eines Vergleichs der Figuren 5B bis 5E erkennen kann. In diesem Fall werden weiterhin die Schalter S71, S72 und die Schalter Sg-, Sg2 zu den ;■ 5 gleichen Zeitpunkten betätigt, und die Schalter Sg-, S62 und Sq-, Sg2 werden synchron betätigt.
Daher wird eine dem Eingangssignal V- proporionale elektrische Ladung den Kondensatoren cfi bis Cg der Eingangsschaltung 2 zu den in Figur 5 dargestellten Zeitpunkten zugeführt. Der Kondensator Cfi ist also zwischen den Eingangsanschluß V1 und den invertierten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP ~ geschaltet, wenn die Schalter S6-, Sg2 den zweiten Schaltzustand zu dem Zeitpunkt t2 annehmen. Daher wird eine dem Eingangssignal V1 proportionale elektrische Ladung dem .Kondensator Cfi zugeführt. Die in dem Kondensator Cfi gespeicherte elektrische Ladung wird zum gleichen Zeitpunkt zu dem Rückkopplungskondensator Cn übertragen.
Wenn die Schalter Sg1, Sg2 ^en ersten-Schaltzustand zu der Zeit t, annehmen, so wird die in dem Kondensator Cc gespeicherte Ladung über die Schalter Sg1, Sg2 entladen (rückgesetzt).
Der Kondensator Cn wird entsprechend dem Impulsdiagramm der Figur 5D geladen und entladen.
Der Kondensator C_ ist zwischen den Eingangsanschluß V1 und dem Massepunkt der Schaltung geschaltet, wenn die Schalter S71 und S72 den ersten Schaltzustand zum Zeitpunkt tQ annehmen. Daher wird eine dem Eingangssignal V1 proportionale elektrische Ladung dem Kondensator C7 zugeführt. Die Schalter S71 und S72 werden in der Periode zwischen dem .Zeitpunkt t1 und dem Zeitpunkt t~ geöffnet. Die Schalter S71, S72 nehmen weiter den zweiten Schaltzustand zu der Zeit t2 an. Daher wird die elektrische Ladung, die zuvor in dem Kondensator C7 eingeschrieben worden ist, zu dem Rückkopplungskondensator Cn übertragen.
Die in den Kondensator C7 eingeschriebene elektrische Ladung wird nämlich zu dem Rückkopplungskondensator Cn mit einer Zeitabstimmung übertragen, die um eine Periode eines Taktimpulses gegenüber der Zeitsteuerung für das Schreiben nachläuft.
In ähnlicher Weise wird die in dem Kondensator Cg zur Zeit t2 eingeschriebene Ladung zu der Zeit t^, el ί<r um eine Periode gegenüber der Zeit t~ verzögert ist, zu
dem Rückkopplungskondensator CQ übertragen.
- Bei der Schaltung nach diesem Ausführungsbeispiel" werden ein Paar von—Schalter kapazitäten SCg und SC- . sowie ein weiteres Paar von Schalterkapazitäten SCg und SCg abwechselnd nach jeder zweiten Periode betätigt, um die gleiche Funktion wie bei der Filterschaltung nach Figur 2 zu erzeugen, bei der eine Abtast- und Halteschaltung in einer—Vorstufe vorgesehen ist, um die Information einer um· eine halbe Periode zurückliegenden Periode zwischenzuspeichern, und die Schalterkapazität SC. wird bezüglich der Schalterkapazität SC3 um eine halbe Periode versetzt betätigt.
Die Ladungsübertragungsgleichungen zu den Zeitpunkten nT und (n+1)T der Filterschaltung der Figur 4 sind wie folgt:
-V1 (n) ' C8 + V1 (n-1) · C9 + V2 (n-1) · CQ = V2 (n) · (C5 + C0) (6)
-V1 (n+1) · C6 + V1 (n) · C7 + V2 (n) · CQ = V2 (n+1) * (C5 + C0) (7)
Ohne hierauf beschränkt zu sein, ist in diesem Ausführungsbeispiel die Kapazität Co so gewählt, daß sie gleich der Kapazität Cg ist, und die Kapazität Cg ist gleich der Kapazität C7 gewählt. Daher werden die Ladungsübertragungsgleichungen (6) und (7) zu den Zeiten nT und (n+1)T einander gleich. Jede von den Gleichungen (6) und (7) muß nämlich gelöst werden, um eine Übertragungsfunktion zu finden.
Es wird nun versucht, eine Übertragungsfunktion H(Z) zu finden, indem die Ladungsübertragungsgleichung zur Zeit nT der Z-Konversion unterworfen wird. Wenn die Gleichung (6) der Z-Konversion unterworfen wird, so erhält man die folgende Gleichung (8):
(-Cg + Ζ"1 C9) = V2 (C5 + C0 - Z 1 C0) ... (8)
. Die folgende Gleichung 9 erhält man aus der Gleichung (8) : ^-
H(Z) = V2ZV1.= - (C8 - Z"1 · C9) / {(C5 + C0)
- Z"1 * C0 } ■ ... (9)
Die von der Gleichung 9 dargestellte Übertragungsfunktion nimmt die gleiche Form an wie die für die Schaltung der Figur 2 gefundene Übertragungsfunktion. Aus dieser übertragungsfunktion kann man eine Schaltung mit einer Filtercharakteristik mit niedrigem Nullpunkt konstruieren, wenn der Zähler in der obigen Gleichung auf 0 gesetzt wird. Es sollte nämlich Cg/Cq = 1 erfüllt sein. Dies kann man leicht realisieren, indem man die Kapazität Cg gleich der Kapazität C9 setzt.
Damit kann entsprechend der Schaltung der Figur 4 der Term Z~2 im Zähler der übertragungsfunktion eliminiert werden ohne daß man die bei der Schaltung der Figur 2 vorgesehene Abtast- und Halteschaltung einsetzt. Dementsprechend kann man ein Filter mit der Eigenschaft eines niedrigen Nullpurktes realisieren, indem das Kapazitätsverhältnis auf "1"_gebracht wird. Da die Kapazitäten der Kondensatoren nicht ungewöhnlich stark vergrößert werden müssen, können die Kondensatoren im Vergleich zu jenen der Figur 1 mit verkleinerter Größe ausgebildet werden, d.h. die von der Schaltung besetzten Flächen können reduziert werden, um damit die Chipgröße herabzusetzen. Die Schaltung bildet relativ zu dem Operationsverstärker der vorangehenden Stufe eine kleine kapazitive Last und damit arbeitet der Operationsverstärker OP3 mit erhöhter Geschwindigkeit.
Bei der früher beschriebenen Schaltung der Figur 1 mußte das Verhältnis der Kapazität T1 zu der Kapazität C2 reduziert werden, um die besetzte Fläche in einem
344U76
vorgegebenen Bereich zu halten, was zu verschlechterten Filtereigenschaften- und einer herabgesetzten Genauigkeit führt-.—Mit-der Filterschaltung nach dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel kann hingegen das' Kapazitätsverhältnis entsprechend den gewünschten Filtereigenschaften festgelegt werden, so daß die Filtereigenschaften verbessert und die Genauigkeit erhöht
werden. :
Bei der Schaltung nach dem oben beschriebenen ' Ausführungsbeispiel, die keine Abtast- und Halteschaltung erfordert, kann weiterhin die von der.Abtast- und Halteschaltung, besetzte Fläche und der Verbrauch an elektrischer Leistung im Vergleich zu der Schaltung nach der Figur 2 reduziert werden. Wenn beispielsweise ein tertiäres Filter unter Verwendung der Schaltung der Figur 4 aufgebaut wird, so kann die besetzte Fläche und der Leistungsverbrauch um etwa 25 % im Vergleich zu dem die Schaltung von Figur 2 verwendenden Fall reduziert werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel müssen Taktimpulse erzeugt werden, indem die Frequenz der Referenz-Taktimpulse halbiert wird, um die Schalterkapazitäten SCfi bis SO« zu betätigen, was zu einem Anwachsen der Arten von Taktimpulsen im Vergleich zu jenen der Schaltung der Figur 1 führt. Die Schaltung der Figur 2 er-'fordert jedoch zwei Arten von Taktimpulsen, deren Phasen relativ zueinander um eine halber Periode versetzt sind. Daher erfordert dieses Ausführungsbeispiel nicht mehr Arten von Taktimpulsen als bei der Schaltung der Figur 2.
(Ausführungsbeispiel 2)
Die Figuren 6 und 7 zeigen ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. '
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel vollführt eine Schalterkapazität einen Schaltvorgang, der entsprechend
dem ersten Ausführungsbeispiel durch zwei Schalterkapazitäten SC 6, SCg vom Nicht-Inversionstyp ausgeführt wurde. Die beiden Schalterkapazitäten können gemäß den nachfolgenden Gründen durch eine Schalterkapazität ersetzt werden.^Bei dem ersten Ausführungsbeispiel werden nämlich die parallelgeschalceten Schalterkapazitäten SCg und SCg vom Nicht-Inversionstyp abwechselnd nach jeder zweiten Periode betätigt. Wenn daher die Kapazitäten Cg, Co einander gleich gemacht werden, so können die Schalterkapazitäten SCfi und SCg durch eine Schalterkapazität vom Nicht-Inversionstyp ersetzt werden, die mit einer halben Periode arbeitet.
In der Eingangsschaltung 2' des zweiten Ausführungsbeispieles sind die in der Figur 4 eingesetzten Schalterkapazitäten SCg, SCo durch eine Schalterkapazität SC. ersetzt, die entsprechend dem Impulsdiagramm der Figur mit der halben Periode der Schalterkapazitäten SC7, SCg vom Inversionstyp arbeitet. Daher arbeitet die-Filterschaltung der Figur 6 in der gleichen Weise wie jene der Figur 4 und erzeugt die gleichen Funktionen und Wirkungen.
In Figur 6 sind zur Vereinfachung der Zeichnung die Schalter S1-, S.-, S71, S91 und S93, die die .Schalterkapazitäten SC1Q, SC7 und. SC9 bilden, wie in der Figur.4 durch das Symbol .eines Umschalt-Schalters dargestellt. Die einzelnen Schalter können jedoch auch -den Offen-Zustand annehmen. Dies sollte also so verstanden werden, daß jeder der beiden Schalter aus zwei Aus-Schaltern besteht, die unabhängig voneinander gesteuert werden können.
Die Schaltzustände von jedem der Schalter können anhand der Impulsdiagramme der Figuren 7A bis 7D erkannt werden. Die Figur 7A zeigt ein Impulsdiagramm, bei dem die Schalter S11, S12 an den Eingangsanschluß 1 und nil dtui invert ItM t ttii Kl mjmuju.-iiiurlil iiM dou Opoj «t lonu-
copy
Verstärkers 0P~ der Figur 6 angeschlossen sind. Mit anderen Worten zeigt die Figur 7A die Zeitsteuerung, mit der der Lese- und~der~Schreibvorgang der Schalterkapazität SC10 ausgeführt wird. Die Figur 7B zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S11, S2 mit der Masseseite verbunden werden, d.h. zeigt die Zeit-
punkte, zu denen die elektrische Ladung des Kondensators C1n entladen wird". Die Figur 7C zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S71, Sg2 mit dem Eingangsanschluß 1 und mit dem invertierten Eingahgsanschluß des Operationsverstärkers verbunden werden, und die Schalter S7-/ Sg1 mit der Masseseite verbunden werden. Mit anderen Worten zeigt die Figur 7C die Zeitsteuerung, mit der die elektrische Ladung in die Schal- terkapazitäten SC7 eingeschrieben und die elektrische Ladung aus der Schalterkapazität SCg ausgelesen wird. Die Figur 7D zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S71, Sg2 mit der Masseseite verbunden werden und die Schalter S72, Sgi mit dem invertierten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers und dem Eingangsanschluß 1 verbunden werden. Mit anderen Worten zeigt die Figur 7D die Zeitsteuerung, mit der die elektrische Ladung aus der Schalterkapazität SC7 ausgelesen und die elektrische Ladung in die Schalterkapazität SCg eingeschrieben wird.
In einer Zeitspanne T-, zwischen den Zeitspannen T1 und T2 zum Verbinden der in Figur 7C und 7D dargestellten Schalter befinden sich die Schalter S71, S72 und Sgi, Sg2 im floatenden (potentialfreien) Zustand (d.h. sie sind mit keinem der Anschlüsse verbunden). Die in den Kondensatoren C7, Cg gespeicherten, elektrischen Ladungen werden während dieser Periode T^ festgehalten. Dieser Zustand kann realisiert werden, indem jeder der Schalter S71, S72, S91 und S92 unter Verwendung eines Paares von MOSFETs aufgebaut wird und indem beide MOSFETs gleichzeitig nichtleitend gemacht werden.
(Ausführungsbeispiel 3)
Die Figur~8~zeigt~ ein drittes Ausführungsbei- — spiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung dieses Ausführungsbeispieles besteht aus einem Sekundär/ Sekundär-Filter F2 und einem Primär/Primär-Filter F1, die in Reihe geschaltet sind, und sie bildet insgesamt ein tertiäres Filter-
Das Filter F2 besteht aus zwei Primär/Primär-Filtern der Figur 6, die miteinander über eine Schalter- -kapazität SC11 verbunden sind. Eine Vorkopplung wird -■_____ von dem Eingang der vorangehenden Stufe an den Eingang der nachfolgenden Stufe angelegt, und eine Rückkopplung wird von dem Ausgang der nachfolgenden Stufe an den Eingang der vorangehenden Stufe angelegt. Das Filter F1 besteht aus dem Primär/Primär-Filter der Figur 6. Die Eingangsschaltungen 21, die jeweils aus Schalterkapazitäten SC-, SCg vom Inversionstyp und einer parallelgeschalteten Schalterkapazität SC10 vom Nicht-Inversionstyp bestehen, sind also mit den invertierten Eingangsanschlüssen von jedem der Operationsverstärker OP3 bis OP5 verbunden. In der Eingangsschaltung 21 wird die Schalterkapazität SC. _ bei einer Periode der Referenztaktimpulse betätigt, und die Schalterkapazitäten SC7, SCg werden durch Taktimpulse mit einer Periode betätigt, die doppelt so -lang ist wie die der Referenz-
taktiinpulse. Daher kann der Term Z~Z aus dem Zähler der Übertragungsfunktion eliminiert werden, ohne daß man eine Abtast- und Halteschaltung vorsehen muß. Dementsprechend können Filterkenngrößen mit einem niedrigen Nullpunkt mit Kondensatoren von kleinem Kapazitätsverhältnis realisiert werden.
Die Eingangsschaltung 2' der Figur 8 kann durch die Eingangsschaltung 2 ersetzt werden, die aus einem Paar .-.· von Schalterkapazitäten SCg, SCg vom Nicht-Inversionstyp und einem Paar von Schallerkapazitäten SC7, SC9 beattiht, die in Fiyur 4 darguatel.lt sind.
Es ist weiter möglich, das Sekundärfilter F2 der-Figur 8 mehrere Male in Kaskade zu schalten, um eine Filterschaltung der Ordnung 2n (n ist eine ganze . Zahl) zu bilden, oder das Sekundärfilter mit der Zahl η und ein Primärfilter in Kaskade zu schalten, um eine Filterschaltung der Ordnung (2n + 1) zu bilden.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Figur 4 sind zwei Paare von Schalterkapazitäten vom Nicht-Inversionstyp und Schalterkapazitäten vom Inversionstyp parallel vorgesehen, um eine Eingangsschaltung zu bilden, die mit der doppelten Periode arbeitet, um dadurch ein Primär/Primär-Filter zu realisieren, bei dem der Zähler der Übertragungsfunktion durch C + CZ dargestellt wird. Es ist weiter zulässig, drei oder mehr Paare von Schalterkapazitäten vom Nicht-Inversionstyp und Schalterkapazitäten vom Inversionstyp parallel zu schalten, um sie mit einer dreifachen, vierfachen u.a. Periode zu betreiben, um ein Transversalfilter aufzubauen, das durch C + D1Z"1 + D2Z~2 + D3Z"3 + dargestellt werden
kann. Bei Verwendung eines solchen Transversalfilters kann die Verzögerungszeit verkürzt (abgeflacht) werden, und die Zeitachse kann leicht bestimmt werden.
(Wirkungen)
(1) Eine Eingangsschaltung, die aus einer Anzahl von Schalterkapazitäten vom Inversionstyp und wenigstens einer parallelgeschalteten Schalterkapazität vom Nicht-Inversionstyp besteht, ist an einen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers angeschlossen, und wenigstens die Schalterkapazitäten vom Inversionstyp werden abwechselnd betätigt mit einem gegenseitigen Versatz von einer Periode, wobei diese Periode das Doppelte der Periode der Referenztaktimpulse beträgt. Daher wird die Information einer vorausgegangenen Periode ohne Verwendung einer Abtast- und Halteschaltung gespeichert und wird dem Rückkopplungskondensator zusammen mit der Information,
die.um eine Periode verzögert ist, zugeführt, wodurch es möglich ist-r—Fiiterkenngrößen zu erreichen, die einen niedrigen Nullpunkt besitzen, ohne daß es nötig ist, das Kapazitätsverhältnis der Eingangsschaltung' zu erhöhen. Daher wird von dem Filter eine kleinere Fläche besetzt, die Chipgröße wira reduziert" und der Verbrauch- an elektrischer Leistung wird reduziert.
(2) . Eine Eingangsschaltung, die aus einer Anzahl von Schalterkapazitäten vom Inversionstyp und wenigstens einer parallelgeschalteten Schalterkapazität vom"^ Nicht-Inversionstyp besteht, ist mit einem Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers verbunden, und wenigstens die Schalterkapazitäten vom Inversionstyp werden abwechselnd mit einem gegenseitigen Versatz von einer Periode betrieben, wobei diese Periode das Doppelte von jener der Referenztaktimpulse beträgt. Daher ist es möglich, Filterkenngrößen mit einem niedrigen Nullpunkt zu realisieren, ohne daß es nötig ist, das Käpazitätsverhältnis in der Eingangsschaltung zu erhöhen. Dies ermöglicht die Verbesserung der Frequenzeigenschaften des Filters und eine Verbesserung der Genauigkeit im Vergleich mit jenen Filtern, bei denen bezüglich der Kapazitätsverhältnisse Beschränkungen auferlegt sind.
Die vorliegende Erfindung wurde anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Die Erfindung ist auf diese Ausführungsbeispiele nicht beschränkt, sondern kann in verschiedener Art und Weise abgewandelt werden.
(Anwendungsgebiet)-
Die vorliegende Erfindung..kann für alle, integrierte HalbleiterSchaltungsvorrichtungen verwendet werden, die •Filter mit geschalteten Kapazitäten (voranstehend als
"Schal torknpn/. i lilt, on" bozo. J i-lmct.) , wie z.B. bei entzerrten LSI 1S (Entzerrern) für digitale Telefoneinrichtungen, /F-Entzerrer und LSI's (hochintegrierte Schaltungen) für Bildverarbeitung und Sprachsignale.
RS/JG
IS
- Leerseite -
COPY

Claims (8)

Integrierte Halbleiterschaltung . PATENTANSPRÜCHE: -
1. Integrierte Halbleiterschaltung,
gekennz eichnet durch:
einen ersten Knoten (V-), an dem Eingangssignale angelegt werden; ' ;
einen zweiten Knotenpunkt (3), der Signale empfängt, die einem Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers (OP,) zuzuführen sind;
eine erste Schalterkapazität (SC7) vom Inversionstyp und eine zweite Schalter kapazität (SCg)~ vom Inversions typ, die zueinander parallel zwischen den ersten Knoten (V1) und den zweiten Knoten (3) geschaltet-sind, und durch
- eine zweite Schalterkapazität (SC6) vom Nicht-Inversionstyp, die zwischen den ersten Knoten (V-) und den zweiten Knoten (3) geschaltet ist.
.-
2. Integrierte Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 , - --dadurch g e k e η η ζ" e i c h η e t, daß die erste ■ Schalterkapazität (SC7) vom inversionstyp und die
zweite Schalterkapazität (SCg)_vom Inversionstyp so gesteuert werden, daß die Information mit einer Zeit-— ·—abstimmung eingeschrxeben-^wird, die sich von der Zeitabstimmung für das Lesen der Information unterscheidet.
3. Integrierte-Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem ersten Knoten V1 und dem zweiten Knoten
(3) eine zweite Schalterkapazität (SCg) vom Nichtinversionstyp geschaltet ist, wobei die zweite Schalterkapazität (SCg) vom Nichtinversionstyp so gesteuert wird, daß ihre Zeitsteuerungen für das Schreiben und das Lesen im wesentlichen mit jenen der ersten Schalterkapazität (SC7) vom Inversionstyp übereinstimmen.
4. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der λ,,^.,Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein in der ersten Schalterkapazität (SCg) vom Nicht-Inversionstyp enthaltener Kondensator (C,-) und ein in der zweiten Schalterkapaz.ität (SCg) vom Nicht-Inversionstyp enthaltener Kondensator (Cg) im wesentlichen den gleichen Kapazitätswert besitzen.
344H76
5. - Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein in der ersten Schalterkapazität (SC7) vom Inversionstyp enthaltener Kondensator (C7) und ein in —5 der zweiten Schalterkapazität (SCq) vom Inversionstyp
enthaltener Kondensator (Cg) im wesentlichen den gleichen • Kapazitätswert haben.
6. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennz eichnet, daß der in der zweiten Schalterkapazität (SCg) vom Inversionstyp enthaltene Kondensator (Cg) und der in der zweiten Schalterkapazität (SCg) vom Nicht-Inversionstyp enthaltene Kondensator (Cq) im wesentlichen gleichen Kapazitätswert haben.
7. Integrierte Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennz eichnet, daß ein Operationsverstärker (OP.,) " vorgesehen ist, dessen Eingangsanschluß mit dem zweiten Knoten (3) verbunden ist, und daß eine dritte Schalterkapazität (SC5) vom Nicht-Inversionstyp zwischen den Ausgangsanschluß (V-) des Operationsverstärkers (OPO und dessen Eingangsanschluß geschaltet ist, deren Schreib- und Lesevorgänge mit einer Periode ausgeführt werden, die die Hälfte der Schreibperiode der ersten Schalterkapazität (SC7) vom Inversionstyp beträgt.
_4'_ . . 3UH76
8. Integrierte Halbleiterschaltung, gekennzeichnet durch;
eine Eingangsschaltung (2, 21), die aus einer Anzahl von Schalterkapazitäten (SC,- ... SC10) besteht, die zueinander parallelgeschaltet sind, einen Operationsverstärker (OP3), der an die Eingangsschaltung (2, 21) angeschlossen ist und durch
ein Schalterkapazitätsfilter, das aus einem Rückkopplungselement (SC5, C») besteht, das an den ^ Eingangs/Ausgangsanschluß (V2, 3) des Operationsverstärkers (OP3) angeschlossen ist, wobei wenigstens zwei Schalterkapazitäten (SC7, SC„) in der Eingangsschaltung (2, 21) aus Schalterkapazitäten vom Inversionstyp bestehen, deren Zeitsteuerungen für das Schreiben und das Lesen sich voneinander unterscheiden.
DE3441476A 1983-11-18 1984-11-13 Integrierte Halbleiterschaltung Expired - Fee Related DE3441476C2 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP58216144A JPH0793553B2 (ja) 1983-11-18 1983-11-18 スイッチド・キャパシタ・フィルタ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE3441476A1 true DE3441476A1 (de) 1985-05-30
DE3441476C2 DE3441476C2 (de) 1996-01-04

Family

ID=16683960

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE3441476A Expired - Fee Related DE3441476C2 (de) 1983-11-18 1984-11-13 Integrierte Halbleiterschaltung

Country Status (7)

Country Link
US (2) US4769612A (de)
JP (1) JPH0793553B2 (de)
KR (1) KR930007299B1 (de)
DE (1) DE3441476C2 (de)
FR (1) FR2555377A1 (de)
GB (1) GB2149990A (de)
IT (1) IT1177241B (de)

Families Citing this family (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1233890A (en) * 1985-05-27 1988-03-08 Peter Gillingham Decimating filter
FR2619974B1 (fr) * 1987-08-26 1991-10-18 France Etat Quadripole de filtrage a capacites commutees pour lineariser la reponse phase/frequence dudit filtre
USRE35494E (en) * 1987-12-22 1997-04-22 Sgs-Thomson Microelectronics, S.R.L. Integrated active low-pass filter of the first order
US4948992A (en) * 1988-10-31 1990-08-14 International Business Machines Corporation Static method to negate offset voltages in CMOS operational amplifiers
US4988952B1 (en) * 1989-06-06 1995-10-31 Linear Techn Inc High q switched capacitor filter having internal thin-film resistors
US5168461A (en) * 1989-08-21 1992-12-01 Industrial Technology Research Institute Switched capacitor differentiators and switched capacitor differentiator-based filters
JP3337241B2 (ja) * 1991-07-26 2002-10-21 テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド 改良型多重チャンネル・センサーインターフェース回路とその製造方法
US5495192A (en) * 1992-02-10 1996-02-27 Yozan Inc. Sample hold circuit
US5341050A (en) * 1992-03-20 1994-08-23 Hughes Aircraft Company Switched capacitor amplifier circuit operating without serially coupled amplifiers
GB9302881D0 (en) * 1993-02-12 1993-03-31 Pilkington Micro Electronics Programmable switched capacitor circuit
JP3260197B2 (ja) * 1993-02-16 2002-02-25 株式会社鷹山 加算回路
US5459417A (en) * 1993-06-28 1995-10-17 Alliedsignal Inc. Apparatus for detecting DC content of an AC waveform
US5391999A (en) * 1993-12-02 1995-02-21 Motorola Inc. Glitchless switched-capacitor biquad low pass filter
DE4411693A1 (de) * 1994-04-06 1995-10-12 Killat Dirk Dipl Ing Schaltung und Verfahren zur Tiefpaßfilterung bei Mehrfachabtastung von Signalen
US5796883A (en) * 1995-09-04 1998-08-18 Nec Corporation Optical integrated circuit and method for fabricating the same
US6185264B1 (en) * 1997-12-17 2001-02-06 Ove Kris Gashus Apparatus and method for frequency shift keying
CA2229737A1 (en) * 1998-02-18 1999-08-18 Philsar Electronics Inc. Analog to digital converter for radio applications
US6057713A (en) * 1998-03-12 2000-05-02 Motorola, Inc. Method and apparatus for performing voltage sampling
US6694128B1 (en) 1998-08-18 2004-02-17 Parkervision, Inc. Frequency synthesizer using universal frequency translation technology
US6061551A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting electromagnetic signals
US6091940A (en) 1998-10-21 2000-07-18 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
US7515896B1 (en) 1998-10-21 2009-04-07 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships
US6049706A (en) 1998-10-21 2000-04-11 Parkervision, Inc. Integrated frequency translation and selectivity
US6061555A (en) 1998-10-21 2000-05-09 Parkervision, Inc. Method and system for ensuring reception of a communications signal
US6560301B1 (en) 1998-10-21 2003-05-06 Parkervision, Inc. Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments
US7039372B1 (en) 1998-10-21 2006-05-02 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments
US6813485B2 (en) 1998-10-21 2004-11-02 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US6542722B1 (en) 1998-10-21 2003-04-01 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations
US6370371B1 (en) 1998-10-21 2002-04-09 Parkervision, Inc. Applications of universal frequency translation
US7236754B2 (en) 1999-08-23 2007-06-26 Parkervision, Inc. Method and system for frequency up-conversion
EP1145430B1 (de) * 1998-11-12 2004-09-15 Broadcom Corporation Integrierte tunerarchitektur
US6704549B1 (en) 1999-03-03 2004-03-09 Parkvision, Inc. Multi-mode, multi-band communication system
US6704558B1 (en) 1999-01-22 2004-03-09 Parkervision, Inc. Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service
US6853690B1 (en) 1999-04-16 2005-02-08 Parkervision, Inc. Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments
US6879817B1 (en) 1999-04-16 2005-04-12 Parkervision, Inc. DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology
US7065162B1 (en) 1999-04-16 2006-06-20 Parkervision, Inc. Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same
US7693230B2 (en) 1999-04-16 2010-04-06 Parkervision, Inc. Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion
US7110444B1 (en) 1999-08-04 2006-09-19 Parkervision, Inc. Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations
US8295406B1 (en) 1999-08-04 2012-10-23 Parkervision, Inc. Universal platform module for a plurality of communication protocols
US7010286B2 (en) 2000-04-14 2006-03-07 Parkervision, Inc. Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals
US7454453B2 (en) 2000-11-14 2008-11-18 Parkervision, Inc. Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof
JP4861566B2 (ja) * 2001-05-08 2012-01-25 富士通セミコンダクター株式会社 スイッチド・キャパシタ・フィルタ回路
US7072427B2 (en) 2001-11-09 2006-07-04 Parkervision, Inc. Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system
US7379883B2 (en) 2002-07-18 2008-05-27 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US7460584B2 (en) 2002-07-18 2008-12-02 Parkervision, Inc. Networking methods and systems
US8294495B2 (en) 2005-07-01 2012-10-23 Maxim Integrated Products, Inc. Constant slope ramp circuits for sampled-data circuits
US7737732B2 (en) * 2005-07-01 2010-06-15 Cambridge Analog Technologies, Inc. Constant slope ramp circuits for sample-data circuits
US7656226B2 (en) * 2006-03-31 2010-02-02 Intel Corporation Switched capacitor equalizer with offset voltage cancelling
US20110043286A1 (en) * 2009-08-18 2011-02-24 Gerald Youngblood Direct conversion receiver
US8416014B2 (en) * 2010-03-12 2013-04-09 Allegro Microsystems, Inc. Switched capacitor notch filter with fast response time
US8638165B2 (en) * 2011-06-06 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Switched-capacitor DC blocking amplifier
US9024684B2 (en) * 2013-03-15 2015-05-05 Qualcomm Incorporated Area-efficient PLL with a low-noise low-power loop filter
WO2014155635A1 (ja) * 2013-03-28 2014-10-02 株式会社日立製作所 遅延回路、それを用いた電子回路および超音波撮像装置
CN104348481B (zh) * 2013-07-31 2017-06-06 上海华虹宏力半导体制造有限公司 用于锁相环的有源滤波器

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4375625A (en) * 1981-05-21 1983-03-01 Gte Automatic Electric Laboratories, Inc. Switched-capacitor source resistor simulation circuit

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5839109A (ja) * 1981-09-01 1983-03-07 Toshiba Corp 低域通過フィルタ
JPS60260222A (ja) * 1984-06-07 1985-12-23 Nec Corp 適応可変スイツチトキヤパシタフイルタ

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4375625A (en) * 1981-05-21 1983-03-01 Gte Automatic Electric Laboratories, Inc. Switched-capacitor source resistor simulation circuit

Non-Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
DD-Z: Nachrichtentechnik-Elektronik, 32, 1982, H.11, S.454-457 *
FLEISCHER, P.E.: A General Active Switched Capacitor Biquad Topology for Precision MOS Filters *
GB-Z: Electronics Letters, 5. Juni 1980, Vol.16, No.12, S.480, 481 *
GB-Z: Electronics Letters, 7. Jan. 1982, Vol.18, No.1, S.1,2 *
IN: ISCas, 1980, IEEE CH1564-4/80/0000-0304, S. 304-308 *
LAKER, K.R. *
LAKER, K.R.; FLEISCHER, P.E.: A General Active Switched Capacitor Biquad Topology for Precision MOS Filters
MOHAN, P.V. Ananda et al.: "General Stray-Insen- sitive First-Order Active SC Network". In: Elec- tronics Letters January 1982 Vol.18 No.1, S.1,2 *
US-Z: IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-30, No. 7, Juli 1983 *
YOUNG, Ian A. et al.: "MOS Switched-Capacitor Analog Sampled-Data Direct-Firm Recursive Fil- ters". In: IEEE Transactions on Solid-State Circuits, Vol. SC-14, No.6, Dec.1979, S.1020- 1033 *

Also Published As

Publication number Publication date
GB8421200D0 (en) 1984-09-26
IT8423632A1 (it) 1986-05-16
US4835482A (en) 1989-05-30
KR930007299B1 (ko) 1993-08-04
IT8423632A0 (it) 1984-11-16
DE3441476C2 (de) 1996-01-04
KR850004359A (ko) 1985-07-11
JPH0793553B2 (ja) 1995-10-09
IT1177241B (it) 1987-08-26
GB2149990A (en) 1985-06-19
JPS60109321A (ja) 1985-06-14
US4769612A (en) 1988-09-06
FR2555377A1 (fr) 1985-05-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3441476A1 (de) Integrierte halbleiterschaltung
DE2926900C2 (de)
DE3885396T2 (de) Bemusterte Filtereinrichtung mit geschalteten Kapazitäten.
DE69223218T2 (de) Abgleichschaltung und Verfahren eines zeitkontinuierlichen Filters
DE68922139T2 (de) Symmetrische Integratorfilterschaltungen.
DE3706104A1 (de) Verfahren und schaltungsanordnung zum multiplexen eines digital programmierbaren kapazitiven elements
DE3120669C2 (de) A/D - und D/A - Umsetzer
EP0032737A2 (de) Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält
DE2950433C2 (de)
DE69720128T2 (de) Schneller, verbrauchsarmer Chopper Komparator mit störungsfreier Funktion bei Variation des logischen Schwellwertes der Inverter
DE2400060A1 (de) Analogverzoegerungsleitung mit eimerketten-bauelementen oder ladungsgekoppelten bauelementen
DE3408550C2 (de)
DE3050110C2 (de) Filter mit geschalteten Kondensatoren
DE3634637A1 (de) Differentiell geschalteter kondensator-integrator mit einem einzelnen integrationskondensator
DE19521089C1 (de) Schaltungsanordnung zur Realisierung von durch Schwellenwertgleichungen darstellbaren Logikelementen
DE69428822T2 (de) Invertierende Verzögerungsschaltung
DE3539214A1 (de) Pufferschaltung mit differentialstruktur zur messung kapazitiver ladungen
DE3614042C2 (de)
WO1980000644A1 (en) Filter for electrical oscillations comprised of switches,condensors and amplifiers
DE3437378A1 (de) Audio-empfaenger mit symmetrischem basisband
DE69627567T2 (de) Offsetspannungskompensationsschaltung
DE3602585C2 (de)
DE3511688C2 (de)
DE2839459C2 (de) Schaltungsanordnung zur Signalpegelumsetzung
DE2826797A1 (de) Schaltungsanordnung fuer einen in monolithischer technik integrierten operationsverstaerker

Legal Events

Date Code Title Description
OM8 Search report available as to paragraph 43 lit. 1 sentence 1 patent law
8128 New person/name/address of the agent

Representative=s name: STREHL, P., DIPL.-ING. DIPL.-WIRTSCH.-ING. SCHUEBE

8110 Request for examination paragraph 44
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee