DE3441476C2

DE3441476C2 - Integrierte Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE3441476C2
Application number: DE3441476A
Authority: DE
Inventors: Masashi Tamakoshi; Toshiro Suzuki; Hiroshi Takatori
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-11-18
Filing date: 1984-11-13
Publication date: 1996-01-04
Anticipated expiration: 2004-11-14
Also published as: GB8421200D0; IT8423632A1; US4835482A; KR930007299B1; IT8423632A0; DE3441476A1; KR850004359A; JPH0793553B2; IT1177241B; GB2149990A; JPS60109321A; US4769612A; FR2555377A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art. Ins besondere bezieht sich die Erfindung auf eine Technik, die effektiv auf den Aufbau eines aktiven Filters ange wendet werden kann wie z. B. bei der Konstruktion eines Filters mit geschalteter Kapazität bei einer integrierten Halbleiterschaltung, die eine Filterschaltung umfaßt.

Filter, die für Übertragungsleitungen verwendet werden, sind aus einzelne Teile verwendenden LC-Filtern zu aktiven RC-Filtern entwickelt worden, bei denen Operationsverstärker eingesetzt werden. In den letzten Jahren sind Filter mit geschalteter Kapazität verwendet worden, bei denen ein Widerstandselement im aktiven Filter durch einen Schalter und eine Kapazität ersetzt worden sind.

Wenn ein aktives Filter mit einem gewünschten Frequenz gang aufgebaut werden soll, so wird allgemein zunächst eine Übertragungsfunktion gefunden, die die gewünschten Filtereigenschaften erfüllt, die Übertragungsfunktion wird in einen primären oder einen sekundären rationalen Ausdruck zerlegt, es wird ein Grundblock konstruiert, der die Eigenschaften des rationalen Ausdruckes realisiert, und diese Grund-Blocks werden in Kaskade geschaltet.

Bei der Konstruktion eines Filters mit geschalteter Kapazität wird zum Ausdrücken der Übertragungsfunktion eine Z-Funktion anstelle einer Laplace-transformierten S-Funktion verwendet. Die Beziehung zwischen der Z-Funktion und der S-Funktion ist durch Z = e^ST gegeben (e = Basis der natürlichen Logarithmen, T = Abtastperiode). Wenn zum Ausdrücken in Form einer komplexen Zahl S durch Jω (ω = Kreisfrequenz) ersetzt wird, so ist diese Beziehung durch Z = e^j ^ω ^t gegeben.

Als primäre Filter mit geschalteter Kapazität, die durch eine Übertragungsfunktion H(Z) = (C + DZ^-1)/(A + BZ^-1) und durch eine Z-Funktion repräsentierte Eigenschaften realisieren, sind die in den Fig. 1 und 2 darge stellten Schaltungen vorgeschlagen worden (IEEE, Solid state circuits, Vol. SC-14, No. 6, December, 1979, pp. 1020-1033, MOS Switched-Capacitor Analog Sampled Data Direct Form Recursive Filters, Ian. A. Young; ISCAS, 1980, General Active Switched-Capacitor Biquad Topology For Precision MOS Filters, K.R. Laker, pp. 304-308).

Bei der Schaltungsform in Fig. 1 ist jedoch, wenn man die einzelnen Kapazitäten mit C₀, C₁, C₂ und C₅ bezeichnet, die Ladungsübertragungsgleichung in einem Augenblick (nT), in dem die einzelnen Schalter in dem in Fig. 1 dargestellten Zustand sind, gegeben durch

Wenn die Ladungsübertragungsgleichung der Z-Konversion unterworfen wird, um die Übertragungsfunktion H(Z) zu finden, so erhält man die folgende Gleichung (2):

Demzufolge sind die Koeffizienten A bis D in der allgemeinen Gleichung H(Z) = (C + DZ^-1)/(A + BZ^-1) für die Übertragungsfunktion des primären Filters gegeben durch A = C₅ + C₀, B = -C₀, C = C₁ + C₂, D = -C₁.

Bei der Schaltungsform der Fig. 1 ist daher, wenn man ein Filter realisieren will, dessen Eigenschaften einen sehr niedrigen sogenannten Nullpunkt zeigen (die Frequenz, zu der der Zähler der Übertragungsfunktion 0 wird), es notwendig, C/D, d. h. (C₁ + C₂)/C₁ auf ungefähr "1" zu bringen. (C₁ + C₂)/C₁ in die Nähe von "1" zu bringen bedeutet, daß die Kapazität C₂ reduziert werden muß damit sie kleiner wird als die Kapazität C₁. Bei integrierten Halbleiterschaltungen besteht jedoch eine Grenze bezüglich der Reduktion der Fläche eines Konden sators, die durch die minimale verarbeitbare Dimension beim Herstellungsprozeß bestimmt wird. Um (C₁ + C₂)/C₁ auf "1" zu bringen, muß daher die Kapazität C₁ ver größert werden, damit sie sehr viel größer als die Kapazität C₂ ist.

Bei einer Schaltung, die ein Filter der in Fig. 1 dargestellten Art aufweist, besitzt daher der Kondensator C₁ eine vergrößerte Fläche, und damit wächst die Chip größe an. Weiterhin vergrößert sich die Last-Kapazität für den Operationsverstärker, der das Eingangssignal V₁ in der vorangehenden Stufe bildet, die hier nicht dargestellt ist. Damit arbeitet der Operationsverstärker OPI mit einer herabgesetzten Geschwindigkeit und ver braucht eine erhöhte Menge an elektrischer Leistung.

Wenn das Verhältnis der Kapazität C₁ zu der Kapazität C₂ verkleinert wird um die Fläche zu verkleinern, so verschlechtern sich die Frequenzeigenschaften des Filters und die Genauigkeit nimmt ab.

Im Fall der in Fig. 2 dargestellten Schaltung arbeiten Schalter S₃₁, S₃₂, die an die Kapazität C₃ ange schlossen sind, entsprechend der Fig. 3 mit einer Synchronisierung, die um eine halbe Periode gegenüber den Schaltern S₄₁; S₄₂ versetzt ist, welche an die Kapa zität C₄ angeschlossen sind. Daher wird die Information einer halben Periode vorher in der Kapazität C₄ gespeichert.

Bei der Schaltungsart nach Fig. 2 gilt daher die folgende Ladungsübertragungsgleichung (3):

- [V₁(nT) · C₃ - V₁ {(n - 1/2) T} · C₄] + V₂ {(n - 1)T} · C₀ = V₂ (nT) · (C₀ + C₅) (3)

Wenn die Gleichung (3) der Z-Konversion unterzogen wird, um die Übertragungsfunktion H(Z) aufzufinden, so erhält man die folgende Gleichung (4):

wobei Z^-1 und Z^-1/2 Operatoren darstellen, die mathematisch Informationen (Größen von Analogsignalen) einer Periode zuvor und einer halben Periode zuvor darstellen.

Nimmt man bei der Gleichung (3) an, daß V₁{(n-1/2)T} = V₁{(n-1)T}, so erhält man eine Gleichung (5) der Form von Primär/Primär, d. h.

Wenn man versucht, ein Filter mit dem in Fig. 2 dargestellten Schaltungsaufbau mit Eigenschaften, die wie oben beschrieben einen niedrigen Nullpunkt haben, zu realisieren, so muß man C₃/C₄ in die Nähe von "1" bringen, wie man anhand der Gleichung (5) ersehen kann. Dies kann relativ leicht erreicht werden, d. h. C₃ = C₄ sollte realisiert werden. Anders als bei dem Schaltungsaufbau der Fig. 1 wird das Verhältnis der Kapazitäten nicht groß, und die Chipgröße wächst auch nicht an.

Hierbei bedeutet die oben erwähnte Annahme V₁{(n-1/2)T} = V₁{(n-1)T}, daß die Information, die eine Periode zurückliegt, gleich der Information ist, die eine halbe Periode zurückliegt. Bei dem Schaltungsaufbau nach Fig. 2 gilt dieses obige Erfordernis jedoch nicht. Um die obige Annahme zu erfüllen ist es daher notwendig, eine Abtast- und Halteschaltung in einer der Schaltung der Fig. 2 vorangehenden Stufe vorzusehen, um die Informa tionen, die eine Periode zurückliegen bis zu dem Moment aufrechtzuerhalten, der eine halbe Periode zurückliegt.

Die Abtast- und Halteschaltung ist beispielsweise unter Verwendung eines geschalteten Kondensators und eines Operationsverstärkers aufgebaut. Das bedeutet, daß das eine integrierte Halbleiterschaltung bildende Substrat zusätzliche Fläche für die Abtast- und Halte schaltung erfordert, was ebenfalls zu einem Anwachsen des Leistungsverbrauches führt. Wenn beispielsweise ein tertiäres Filter unter Verwendung der Schaltung der Fig. 2 aufgebaut werden soll, so wird die von der Abtast- und Halteschaltung besetzte Fläche wie auch ihr Leistungsverbrauch zu etwa 1/4 der entsprechenden Gesamtwerte.

Eine integrierte Halbleiterschaltung mit den im Ober begriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen ist aus Electronic Letters, Januar 1982, Bd. 18, Nr. 1, Seiten 1 und 2, Fig. 1b, bekannt. Die dort im Eingangskreis des Opera tionsverstärkers vorgesehenen Kondensatoren werden - soweit der Druckschrift zu entnehmen - mit gleicher Frequenz ange steuert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine inte grierte Halbleiterschaltung anzugeben, die ohne die beim Stand der Technik erforderliche Abtast- und Halteschaltung bzw. Tastspeicherstufe und gleichzeitig mit einer möglichst geringen Anzahl von Kondensatoren auskommt und daher nur we nig Integrationsfläche beansprucht.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet.

Nachstehend werden anhand der Zeichnungen eine das Ver ständnis der Erfindung erleichternde Schaltung sowie Ausfüh rungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild für den Aufbau eines konventionellen Primärfilters;

Fig. 2 zeigt in einem Schaltbild den Aufbau eines weiteren konventionellen Primärfilters;

Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm, das den Synchronisations vorgang der Schalter für die geschalteten Kapazitäten in der Filterschaltung der Fig. 2 darstellt;

Fig. 4 ist ein Schaltbild eines Primärfilters zur Erläuterung von Einzelheiten, die das Verständnis der Erfindung erleichtern;

Fig. 5 zeigt in einem Zeitdiagramm die Synchroni sations-Betriebsweise der Schalter bei den geschalteten Kapazitäten nach Fig. 4;

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild eines ersten Aus führungsbeispieles, bei dem die Erfindung auf ein Primärfilter angewendet ist;

Fig. 7 zeigt ein Zeitsteuerimpulsdiagramm, das den Vorgang der Zeitsteuerung der Schalter in den "Schalterkapazitäten" nach Fig. 6 dargestellt, und

Fig. 8 zeigt in einem Schaltbild ein Ausführungs beispiel, bei dem die vorliegende Erfindung auf eine tertiäre Filterschaltung angepaßt ist.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines Primär/Primär-Filters.

Die Schaltung dieses Filters und die von Ausführungsbeispiele, die später beschrieben werden, ist auf einem Halbleitersubstrat mit der Technik der CMOS-integrierten Schaltungen ausgebildet.

In der folgenden Beschreibung bezeichnet der Ausdruck "Schalterkapazität" eine Einheitsschaltung, die aus einem Kondensator und daran angeschlossenen Schaltelementen be steht oder eine Schaltung, die aus einer Kombination von einer Anzahl von solchen Einheitsschaltungen besteht.

Gemäß Fig. 4 ist die Eingangsschal tung 2, die aus zwei "Schalterkapazitäten" SC₆, SC₈ vom Nicht-Inversionstyp und zwei dazu parallelgeschalteten "Schalterkapazitäten" SC₇, SC₉ vom Inversionstyp besteht, zwischen einen Eingangsanschluß 1 und einen invertierten Eingangsanschluß 3 eines Operationsverstärkers OP₃ geschaltet.

Hierbei stellt die "Schalterkapazität" vom Inversions typ diejenige dar, bei der eine elektrische Ladung, deren Absolutwert gleich der in der Kapazität gespeicherten Ladung ist aber eine dazu entgegengesetzte Polarität (+ oder -) besitzt, zu der Rückkopplungskapazität C₀ der nächsten Stufe übertragen wird. Die "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp repräsentiert jene, bei der die in der Kapazität gespeicherte Ladung direkt zu dem Rückkopplungskondensator C₀ übertragen wird. Die Kon densatoren C₆, C₈ in den "Schalterkapazitäten" SC₆, SC₈ haben relativ zueinander die gleiche Kapazität, und die Kondensatoren C₇, C₉ haben ebenfalls relativ zueinander die gleiche Kapazität.

Bei der Fig. 4 sind die Schalter S₅₁ bis S₉₂ zur Vereinfachung der Zeichnung mit dem Symbol eines Umschalt-Schalters bezeichnet. In der Praxis werden diese Schalter durch MOSFETs gebildet, die mit der Technik für integrierte Schaltungen hergestellt sind. In diesem Fall werden Einheits-Einzelausschalter durch die einzelnen MOSFETs gebildet. Die in der Fig. 4 dargestellten Schalter sind daher alle mit einer Anzahl von MOSFETs aufgebaut.

Wie später ausgeführt wird, können von den Schaltern S₅₁ bis S₉₂ die Schalter S₅₁ bis S₆₂, S₈₁ und S₈₂ in den "Schalterkapazitäten" SC₅, SC₆ und SC₈ vom Nicht-Inversionstyp ein Schaltverhalten wie das eines Schnapp schalters haben.

Im Gegensatz dazu können die Schalter S₇₁, S₇₂, S₉₁ und S₉₂ in den Schalter-Kapazitäten SC₇ und SC₉ vom Inversionstyp einen Offen-Zustand annehmen, d. h. einen Zustand, bei dem einer der drei Anschlüsse elektrische Leitung macht.

In der nachfolgenden Beschreibung werden aus Gründen der Vereinfachung die Schaltzustände der Schalter wie nachfolgend angegeben bezeichnet.

Der Zustand, bei dem die Schalter entsprechend der Fig. 4 stehen, wird als erster Schaltzustand bezeichnet und der Zustand, bei dem die Schalter bezüglich des Zustandes der Fig. 4 invertiert stehen, wird als zweiter Schaltzustand bezeichnet. Der Offen-Zustand der Schalter S₇₁, S₇₂, S₉₁ oder S₉₂ wird als Offen-Zustand bezeichnet.

Der Operationsverstärker OP₃ der Fig. 4 besteht aus einer Differenzverstärkerschaltung, die einen invertierten Eingangsanschluß - und einen nicht-inver tierten Eingangsanschluß + besitzt. Im Fall eines aus einer Differenzverstärkerschaltung bestehenden Operations verstärkers kann man annehmen, daß der invertierte Ein gangsanschluß und der nicht-invertierte Eingangsanschluß sich unter dem imaginären Kurzschlußzustand befinden, und das Arbeiten der gesamten Schaltung kann leicht verstanden werden. Die Bezeichnung "Operationsverstärker" repräsentiert jedoch nicht exklusiv eine Verstärker schaltung mit einem Paar von Eingangsanschlüssen wie z. B. eine Differenzverstärkerschaltung. Falls notwendig, kann der in Fig. 4 dargestellte Operationsverstärker OP₃ auch durch eine Inverterschaltung gebildet werden, die einen Ausgangsanschluß und einen Eingangsanschluß besitzt, der als invertierter Eingangsanschluß angesehen werden kann, oder kann aus einer Anzahl von Inverter schaltungen bestehen, die in Kaskade geschaltet sind. In diesem Fall kann man zum Zwecke des leichteren Ver ständnisses der Betriebsart der Schaltung annehmen, daß die Inverterschaltung einen Eingangsanschluß wie auch einen imaginären nicht-invertierten Eingangsanschluß besitzt. Bezüglich einer "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp, beispielsweise der "Schalterkapazität" SC₆ vom Nicht-Inversionstyp in der Fig. 4, wird eine elektrische Ladung, die proportional einem Eingang V₁ ist, in den Kondensator C₆ eingeschrieben, wenn die Schalter S₆₁, S₆₂ den zweiten Schaltzustand annehmen. Bei der "Schalterkapazität" vom Nicht-Inversionstyp wird die in den Kondensator eingeschriebene elektrische Ladung direkt zu einem Ausgangsanschluß übertragen. Bei der "Schalter kapazität" vom Nicht-Inversionstyp werden daher das Schreiben eines Signals und das Lesen des Signals simul tan ausgeführt.

Bezüglich einer "Schalterkapazität" vom Inversions typ, beispielsweise der "Schalterkapazität" SC₇, wird andererseits eine dem Eingang V₁ proportionale elek trische Ladung in den Kondensator C₇ eingeschrieben, wenn die Schalter S₇₁, S₇₂ den ersten Schaltzustand entsprechend der Fig. 4 errichten. Die elektrische Ladung des Kondensators C₇ wird dem invertierten Eingangs anschluß des Operationsverstärkers OP₃ zugeführt, wenn die Schalter S₇₁, S₇₂ den zweiten Schaltzustand herbei führen. Bei der "Schalterkapazität" vom Inversionstyp werden daher das Schreiben eines Signals und das Lesen eines Signals unabhängig voneinander ausgeführt.

Die Fig. 5A bis 5E sind Einsatzzeitdiagramme der Schalter. Die ausgezogenen Linien in den Fig. 5A bis 5E repräsentieren die Schreib-Zeitsteuerungen der "Schalterkapazitäten". Die gestrichelten Linien der Fig. 5C bis 5E repräsentieren die Lese-Zeitsteuerungen der "Schalterkapazitäten" vom Inversionstyp.

Wie man anhand der Impulsdiagramme der Fig. 5A bis 5E erkennen kann, werden bei dem Primär/Primärfilter nach Fig. 4 dann, wenn die Schalter S₅₁, S₅₂ der Rückkopplungs-Schalterkapazität SC₅ durch Abtast-Taktimpulse mit einer Referenzperiode T₀ betrieben werden, die Schalter S₆₁, S₆₂ bis S₉₁, S₉₂ der Schalter kapazitäten SC₆ bis SC₉, die die Eingangsschaltung 2 bilden, durch Abtast-Taktimpulse einer Periode 2T₀ betätigt, die doppelt so lang ist wie die Referenz periode T₀.

Die Schalter S₆₁, S₆₂ und S₈₁, S₈₂ und die Schalter S₇₁, S₇₂ und S₉₁, S₉₂ werden durch Abtast-Taktimpulse betätigt, die zueinander um eine Periode versetzt sind, was man anhand eines Vergleichs der Fig. 5B bis 5E erkennen kann. In diesem Fall werden weiterhin die Schalter S₇₁, S₇₂ und die Schalter S₈₁, S₈₂ zu den gleichen Zeitpunkten betätigt, und die Schalter S₆₁, S₆₂ und S₉₁, S₉₂ werden synchron betätigt.

Daher, wird eine dem Eingangssignal V₁ propor tionale elektrische Ladung den Kondensatoren C₆ bis C₉ der Eingangsschaltung 2 zu den in Fig. 5 dargestellten Zeitpunkten zugeführt. Der Kondensator C₆ ist also zwischen den Eingangsanschluß V₁ und den invertierten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP₃ geschaltet, wenn die Schalter S₆₁, S₆₂ den zweiten Schaltzustand zu dem Zeitpunkt t₂ annehmen. Daher wird eine dem Ein gangssignal V₁ proportionale elektrische Ladung dem Kondensator C₆ zugeführt. Die in dem Kondensator C₆ gespeicherte elektrische Ladung wird zum gleichen Zeit punkt zu dem Rückkopplungskondensator C₀ übertragen. Wenn die Schalter S₆₁, S₆₂ den ersten Schaltzustand zu der Zeit t₃ annehmen, so wird die in dem Kondensator C₆ gespeicherte Ladung über die Schalter S₆₁, S₆₂ entladen (rückgesetzt).

Der Kondensator C₈ wird entsprechend dem Impulsdiagramm der Fig. 5D geladen und entladen.

Der Kondensator C₇ ist zwischen den Eingangsanschluß V₁ und dem Massepunkt der Schaltung geschaltet, wenn die Schalter S₇₁ und S₇₂ den ersten Schaltzustand zum Zeit punkt t₀ annehmen. Daher wird eine dem Eingangssignal V₁ proportionale elektrische Ladung dem Kondensator C₇ zugeführt. Die Schalter S₇₁ und S₇₂ werden in der Periode zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ geöffnet. Die Schalter S₇₁, S₇₂ nehmen weiter den zweiten Schalt zustand zu der Zeit t₂ an. Daher wird die elektrische Ladung, die zuvor in dem Kondensator C₇ eingeschrieben worden ist, zu dem Rückkopplungskondensator C₀ übertragen. Die in den Kondensator C₇ eingeschriebene elektrische Ladung wird nämlich zu dem Rückkopplungskondensator C₀ mit einer Zeitabstimmung übertragen, die um eine Periode eines Taktimpulses gegenüber der Zeitsteuerung für das Schreiben nachläuft.

In ähnlicher Weise wird die in dem Kondensator C₉ zur Zeit t₂ eingeschriebene Ladung zu der Zeit t₄, die um eine Periode gegenüber der Zeit t₂ verzögert ist, zu dem Rückkopplungskondensator C₀ übertragen.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 werden ein Paar von Schalterkapazitäten SC₆ und SC₇ sowie ein weiteres Paar von Schalterkapazitäten SC₈ und SC₉ abwechselnd nach jeder zweiten Periode betätigt, um die gleiche Funktion wie bei der Filterschaltung nach Fig. 2 zu erzeugen, bei der eine Abtast- und Halte schaltung in einer Vorstufe vorgesehen ist, um die Information einer um eine halbe Periode zurückliegenden Periode zwischenzuspeichern, und die Schalterkapazität SC₄ wird bezüglich der Schalterkapazität SC₃ um eine halbe Periode versetzt betätigt.

Die Ladungsübertragungsgleichungen zu den Zeitpunkten nT und (n+1)T der Filterschaltung der Fig. 4 sind wie folgt:

Ohne hierauf beschränkt zu sein, ist die Kapazität C₈ so gewählt, daß sie gleich der Kapazität C₆ ist, und die Kapazität C₉ ist gleich der Kapazität C₇ gewählt. Daher werden die Ladungsübertragungsgleichungen (6) und (7) zu den Zeiten nT und (n+1)T einander gleich. Jede von den Gleichungen (6) und (7) muß nämlich gelöst werden, um eine Übertragungsfunktion zu finden.

Es wird nun versucht, eine Übertragungsfunktion H(Z) zu finden, indem die Ladungsübertragungsgleichung zur Zeit nT der Z-Konversion unterworfen wird. Wenn die Gleichung (6) der Z-Konversion unterworfen wird, so erhält man die folgende Gleichung (8):

Die folgende Gleichung 9 erhält man aus der Gleichung (8):

Die von der Gleichung 9 dargestellte Übertragungs funktion nimmt die gleiche Form an wie die für die Schaltung der Fig. 2 gefundene Übertragungsfunktion. Aus dieser Übertragungsfunktion kann man eine Schaltung mit einer Filtercharakteristik mit niedrigem Nullpunkt konstruieren, wenn der Zähler in der obigen Gleichung auf 0 gesetzt wird. Es sollte nämlich C₈/C₉ = 1 erfüllt sein. Dies kann man leicht realisieren, indem man die Kapazität C₈ gleich der Kapazität C₉ setzt.

Damit kann entsprechend der Schaltung der Fig. 4 der Term Z-1/2 im Zähler der Übertragungsfunktion eliminiert werden ohne daß man die bei der Schaltung der Fig. 2 vorgesehene Abtast- und Halteschaltung einsetzt. Dement sprechend kann man ein Filter mit der Eigenschaft eines niedrigen Nullpunktes realisieren, indem das Kapazitäts verhältnis auf "1" gebracht wird. Da die Kapazitäten der Kondensatoren nicht ungewöhnlich stark vergrößert werden müssen, können die Kondensatoren im Vergleich zu jenen der Fig. 1 mit verkleinerter Größe ausge bildet werden, d. h. die von der Schaltung besetzten Flächen können reduziert werden, um damit die Chipgröße herabzusetzen. Die Schaltung bildet relativ zu dem Operationsverstärker der vorangehenden Stufe eine kleine kapazitive Last und damit arbeitet der Operationsver stärker OP₃ mit erhöhter Geschwindigkeit.

Bei der früher beschriebenen Schaltung der Fig. 1 mußte das Verhältnis der Kapazität T₁ zu der Kapazität C₂ reduziert werden, um die besetzte Fläche in einem vorgegebenen Bereich zu halten, was zu verschlech terten Filtereigenschaften und einer herabgesetzten Genauigkeit führt. Mit der Filterschaltung nach dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel kann hingegen das Kapazitätsverhältnis entsprechend den gewünschten Filtereigenschaften festgelegt werden, so daß die Filter eigenschaften verbessert und die Genauigkeit erhöht werden.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 die keine Abtast- und Halteschal tung erfordert, kann weiterhin die von der Abtast- und Halteschaltung besetzte Fläche und der Verbrauch an elektrischer Leistung im Vergleich zu der Schaltung nach der Fig. 2 reduziert werden. Wenn beispielsweise ein tertiäres Filter unter Verwendung der Schaltung der Fig. 4 aufgebaut wird, so kann die besetzte Fläche und der Leistungsverbrauch um etwa 25% im Vergleich zu dem die Schaltung von Fig. 2 verwendenden Fall reduziert werden.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 müssen Taktimpulse erzeugt werden, indem die Frequenz der Referenz-Takt impulse halbiert wird, um die Schalterkapazitäten SC₆ bis SC₉ zu betätigen, was zu einem Anwachsen der Arten von Taktimpulsen im Vergleich zu jenen der Schal tung der Fig. 1 führt. Die Schaltung der Fig. 2 er fordert jedoch zwei Arten von Taktimpulsen, deren Phasen relativ zueinander um eine halbe Periode versetzt sind. Daher erfordert die Schaltung nach Fig. 4 nicht mehr Arten von Taktimpulsen als bei der Schaltung der Fig. 2.

(Ausführungsbeispiel 1)

Die Fig. 6 und 7 zeigen ein Ausführungs beispiel der vorliegenden Erfindung.

Gemäß diesem Ausführungsbeispiel vollführt eine Schalterkapazität einen Schaltvorgang, der in Fig. 4 durch zwei Schalter kapazitäten SC₆, SC₈ vom Nicht-Inversionstyp ausge führt wurde. Die beiden Schalterkapazitäten können gemäß den nachfolgenden Gründen durch eine Schalter kapazität ersetzt werden. Bei Fig. 4 werden nämlich die parallelgeschalteten Schalterkapazitäten SC₆ und SC₈ vom Nicht-Inversions typ abwechselnd nach jeder zweiten Periode betätigt. Wenn daher die Kapazitäten C₆, C₈ einander gleich gemacht werden, so können die Schalterkapazitäten SC₆ und SC₈ durch eine Schalterkapazität vom Nicht-Inversionstyp ersetzt werden, die mit einer halben Periode arbeitet.

In der Eingangsschaltung 2′ nach Fig. 6 sind die in der Fig. 4 eingesetzten Schalter kapazitäten SC₆, SC₈ durch eine Schalterkapazität SC₁₀ ersetzt, die entsprechend dem Impulsdiagramm der Fig. 7 mit der halben Periode der Schalterkapazitäten SC₇, SC₉ vom Inversionstyp arbeitet. Daher arbeitet die Filterschaltung der Fig. 6 in der gleichen Weise wie jene der Fig. 4 und erzeugt die gleichen Funktionen und Wirkungen.

In Fig. 6 sind zur Vereinfachung der Zeichnung die Schalter S₁₁, S₁₂, S₇₁, S₉₁ und S₉₂, die die Schalterkapazitäten SC₁₀, SC₇ und SC₉ bilden, wie in der Fig. 4 durch das Symbol eines Umschalt-Schalters dargestellt. Die einzelnen Schalter können jedoch auch den Offen-Zustand annehmen. Dies sollte also so verstan den werden, daß jeder der beiden Schalter aus zwei Aus-Schaltern besteht, die unabhängig voneinander gesteuert werden können.

Die Schaltzustände von jedem der Schalter können anhand der Impulsdiagramme der Fig. 7A bis 7D erkannt werden. Die Fig. 7A zeigt ein Impulsdiagramm, bei dem die Schalter S₁₁, S₁₂ an den Eingangsanschluß 1 und an den invertierten Eingangsanschluß des Operations verstärkers OP₃ der Fig. 6 angeschlossen sind. Mit anderen Worten zeigt die Fig. 7A die Zeitsteuerung, mit der der Lese- und der Schreibvorgang der Schalter kapazität SC₁₀ ausgeführt wird. Die Fig. 7B zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S₁₁, S₁₂ mit der Masseseite verbunden werden, d. h. zeigt die Zeit punkte, zu denen die elektrische Ladung des Konden sators C₁₀ entladen wird. Die Fig. 7C zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S₇₁, S₉₂ mit dem Eingangsanschluß 1 und mit dem invertierten Eingangs anschluß des Operationsverstärkers verbunden werden, und die Schalter S₇₂, S₉₁ mit der Masseseite verbunden werden. Mit anderen Worten zeigt die Fig. 7C die Zeit steuerung, mit der die elektrische Ladung in die Schal terkapazitäten SC₇ eingeschrieben und die elektrische Ladung aus der Schalterkapazität SC₉ ausgelesen wird. Die Fig. 7D zeigt die Zeitsteuerung, mit der die Schalter S₇₁, S₉₂ mit der Masseseite verbunden werden und die Schalter S₇₂, S₉₁ mit dem invertierten Eingangs anschluß des Operationsverstärkers und dem Eingangs anschluß 1 verbunden werden. Mit anderen Worten zeigt die Fig. 7D die Zeitsteuerung, mit der die elektrische Ladung aus der Schalterkapazität SC₇ ausgelesen und die elektrische Ladung in die Schalterkapazität SC₉ eingeschrieben wird.

In einer Zeitspanne T₃ zwischen den Zeitspannen T₁ und T₂ zum Verbinden der in Fig. 7C und 7D darge stellten Schalter befinden sich die Schalter S₇₁, S₇₂ und S₉₁, S₉₂ im floatenden (potentialfreien) Zustand (d. h. sie sind mit keinem der Anschlüsse verbunden). Die in den Kondensatoren C₇, C₉ gespeicherten elek trischen Ladungen werden während dieser Periode T₃ festgehalten. Dieser Zustand kann realisiert werden, indem jeder der Schalter S₇₁, S₇₂, S₉₁ und S₉₂ unter Verwendung eines Paares von MOSFETs aufgebaut wird und indem beide MOSFETs gleichzeitig nichtleitend gemacht werden.

(Ausführungsbeispiel 2)

Die Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbei spiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung dieses Ausführungsbeispieles besteht aus einem Sekundär/ Sekundär-Filter F₂ und einem Primär/Primär-Filter F₁, die in Reihe geschaltet sind, und sie bildet insgesamt ein tertiäres Filter.

Das Filter F₂ besteht aus zwei Primär/Primär-Filtern der Fig. 6, die miteinander über eine Schalter kapazität SC₁₁ verbunden sind. Eine Vorkopplung wird von dem Eingang der vorangehenden Stufe an den Eingang der nachfolgenden Stufe angelegt, und eine Rückkopplung wird von dem Ausgang der nachfolgenden Stufe an den Eingang der vorangehenden Stufe angelegt. Das Filter F₁ besteht aus dem Primär/Primär-Filter der Fig. 6.

Die Eingangsschaltungen 2′, die jeweils aus Schalterkapazitäten SC₇, SC₉ vom Inversionstyp und einer parallelgeschalteten Schalterkapazität SC₁₀ vom Nicht-Inversionstyp bestehen, sind also mit den invertierten Eingangsanschlüssen von jedem der Operationsverstärker OP₃ bis OP₅ verbunden. In der Eingangsschaltung 2′ wird die Schalterkapazität SC₁₀ bei einer Periode der Referenztaktimpulse betätigt, und die Schalterkapazitäten SC₇, SC₉ werden durch Taktimpulse mit einer Periode betätigt, die doppelt so lang ist wie die der Referenz taktimpulse. Daher kann der Term Z-1/2 aus dem Zähler der Übertragungsfunktion eliminiert werden, ohne daß man eine Abtast- und Halteschaltung vorsehen muß. Dement sprechend können Filterkenngrößen mit einem niedrigen Nullpunkt mit Kondensatoren von kleinem Kapazitätsver hältnis realisiert werden.

Die Eingangsschaltung 2′ der Fig. 8 kann durch die Eingangsschaltung 2 ersetzt werden, die aus einem Paar von Schalterkapazitäten SC₆, SC₈ vom Nicht-Inversions typ und einem Paar von Schalterkapazitäten SC₇, SC₉ besteht, die in Fig. 4 dargestellt sind.

Es ist weiter möglich, das Sekundärfilter F₂ der Fig. 8 mehrere Male in Kaskade zu schalten, um eine Filterschaltung der Ordnung 2n (n ist eine ganze Zahl) zu bilden, oder das Sekundärfilter mit der Zahl n und ein Primärfilter in Kaskade zu schalten, um eine Filterschaltung der Ordnung (2n + 1) zu bilden.

Bei der Schaltung nach Fig. 4 sind zwei Paare von Schalterkapazitäten vom Nicht-Inversionstyp und Schalterkapazitäten vom Inversionstyp parallel vorgesehen, um eine Eingangsschaltung zu bilden, die mit der doppelten Periode arbeitet, um dadurch ein Primär/Primär-Filter zu realisieren, bei dem der Zähler der Übertragungsfunktion durch C + CZ^-1 dargestellt wird. Es ist weiter zulässig, drei oder mehr Paare von Schalter kapazitäten vom Nicht-Inversionstyp und Schalterkapa zitäten vom Inversionstyp parallel zu schalten, um sie mit einer dreifachen, vierfachen u. ä. Periode zu betreiben, um ein Transversalfilter aufzubauen, das durch C + D₁Z^-1 + D₂Z^-2 + D₃Z^-3 + . . . dargestellt werden kann. Bei Verwendung eines solchen Transversalfilters kann die Verzögerungszeit verkürzt (abgeflacht) werden, und die Zeitachse kann leicht bestimmt werden.

(Wirkungen)

(1) Eine Eingangsschaltung, die aus einer Anzahl von Schalterkapazitäten vom Inversionstyp und wenigstens einer parallelgeschalteten Schalterkapazität vom Nicht-Inver sionstyp besteht, ist an einen Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers angeschlossen, und wenigstens die Schalterkapazitäten vom Inversionstyp werden abwechselnd betätigt mit einem gegenseitigen Versatz von einer Periode, wobei diese Periode das Doppelte der Periode der Referenztaktimpulse beträgt. Daher wird die Information einer vorausgegangenen Periode ohne Verwendung einer Abtast- und Halteschaltung gespeichert und wird dem Rückkopplungskondensator zusammen mit der Information, die um eine Periode verzögert ist, zugeführt, wodurch es möglich ist, Filterkenngrößen zu erreichen, die einen niedrigen Nullpunkt besitzen, ohne daß es nötig ist, das Kapazitätsverhältnis der Eingangs schaltung zu erhöhen. Daher wird von dem Filter eine kleinere Fläche besetzt, die Chipgröße wird reduziert und der Verbrauch an elektrischer Leistung wird redu ziert.
(2) Eine Eingangsschaltung, die aus einer Anzahl von Schalterkapazitäten vom Inversionstyp und wenigstens einer parallelgeschalteten Schalterkapazität vom Nicht-Inversionstyp besteht, ist mit einem Eingangs anschluß eines Operationsverstärkers verbunden, und wenigstens die Schalterkapazitäten vom Inversionstyp werden abwechselnd mit einem gegenseitigen Versatz von einer Periode betrieben, wobei diese Periode das Doppelte von jener der Referenztaktimpulse beträgt. Daher ist es möglich, Filterkenngrößen mit einem niedrigen Null punkt zu realisieren, ohne daß es nötig ist, das Kapa zitätsverhältnis in der Eingangsschaltung zu erhöhen. Dies ermöglicht die Verbesserung der Frequenzeigen schaften des Filters und eine Verbesserung der Genauig keit im Vergleich mit jenen Filtern, bei denen bezüglich der Kapazitätsverhältnisse Beschränkungen auferlegt sind.

Die vorliegende Erfindung wurde anhand von Ausführungs beispielen näher beschrieben. Die Erfindung ist auf diese Ausführungsbeispiele nicht beschränkt, sondern kann in verschiedener Art und Weise abgewandelt werden.

(Anwendungsgebiete)

Die vorliegende Erfindung kann für alle integrierte Halbleiterschaltungsvorrichtungen verwendet werden, die Filter mit geschalteten Kapazitäten (voranstehend als "Schalterkapazitäten" bezeichnet), wie z. B. bei entzerrten LSI′s (Entzerren) für digitale Telefon einrichtungen, √-Entzerrer und LSI′s (hochintegrierte Schaltungen) für Bildverarbeitung und Sprachsignale.

Claims

1. Integrierte Halbleiterschaltung, bei der zwischen einem Knotenpunkt (V₁), an dem ein Eingangssignal anliegt, und ei ner Eingangsklemme eines Operationsverstärkers (OP₃) eine Parallelschaltung aus einem invertierend geschalteten ersten Kondensator (C₇), einem invertierend geschalteten zweiten Kondensator (C₉) und einem nicht-invertierend geschalteten dritten Kondensator (C₁₀) liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Lese/Schreib-Vorgänge am ersten und am zweiten Kondensator (C₇, C₉) mit einer Frequenz erfolgen, die im wesentlichen die Hälfte der Frequenz des Lese/Schreib-Vorgangs am dritten Kondensator (C₁₀) beträgt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch derarti ge Ansteuerung des ersten und des zweiten Kondensators (C₇, C₉), daß die Schreib- und die Lesevorgänge zeitlich versetzt erfolgen.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß der erste und der zweite Kondensator (C₇, C₉) im we sentlichen gleiche Kapazität haben.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge kennzeichnet, daß zwischen der Ausgangsklemme (V₂) und der besagten Eingangsklemme des Operationsverstärkers (OP₃) ein nicht-invertierend geschalteter vierter Kondensator (C₅) liegt, an dem der Lese/Schreib-Vorgang mit der gleichen Fre quenz wie am dritten Kondensator (C₁₀) erfolgt.