DE602004013022T2 - A/d-umsetzer - Google Patents

A/d-umsetzer Download PDF

Info

Publication number
DE602004013022T2
DE602004013022T2 DE602004013022T DE602004013022T DE602004013022T2 DE 602004013022 T2 DE602004013022 T2 DE 602004013022T2 DE 602004013022 T DE602004013022 T DE 602004013022T DE 602004013022 T DE602004013022 T DE 602004013022T DE 602004013022 T2 DE602004013022 T2 DE 602004013022T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
self
converter
signal
oscillating
switching frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
DE602004013022T
Other languages
English (en)
Other versions
DE602004013022D1 (de
Inventor
Kim Rishoj Pedersen
Lars Arknaes-Pedersen
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tc Group Risskov Dk AS
Original Assignee
TC Group AS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by TC Group AS filed Critical TC Group AS
Publication of DE602004013022D1 publication Critical patent/DE602004013022D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE602004013022T2 publication Critical patent/DE602004013022T2/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/504—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation
    • H03M1/508—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation the pulse width modulator being of the self-oscillating type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
    • H03M3/432—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one the quantiser being a pulse width modulation type analogue/digital converter, i.e. differential pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
    • H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
    • H03M3/44—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with provisions for rendering the modulator inherently stable
    • H03M3/442—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with provisions for rendering the modulator inherently stable by restricting the swing within the loop, e.g. gain scaling
    • H03M3/444—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with provisions for rendering the modulator inherently stable by restricting the swing within the loop, e.g. gain scaling using non-linear elements, e.g. limiters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Liquid Crystal Substances (AREA)
  • Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
  • Glass Compositions (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen A/D-Wandler gemäß dem unabhängigen Anspruch 1.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Während der letzten Jahre wurden sogenannte selbstoszillierende Modulatoren der Gegenstand umfangreicher Forschung. Selbstoszillierende Modulatoren wurden unter vielen Namen im Stand der Technik als gesteuerte oszillierende Modulatoren bezeichnet. Die Verwendung derartiger selbstoszillierender Modulatoren war jedoch relativ beschränkt aufgrund der Tatsache, dass die Leistung der Modulatoren einigermaßen beschränkt war, wodurch sich der potentielle Markt auf einfache Anwendungen reduzierte. Andere bezeichnen selbstoszillierende Modulatoren als gesteuerte oszillierende Modulatoren.
  • US 5,204,635 offenbart einen A/D-Wandler, der Bestandteil eines digitalen FM-Demodulators ist, bei dem die momentane Frequenz in ein diskretes PWM-Signal unter Verwendung eines Phasendetektors gewandelt wird. Die Ausgabe wird anschließend amplituden- und zeitquantisiert.
  • DE 36 42 360 offenbart einen A/D-Wandler zum synchronen Abtasten eines periodischen Signals, bei dem die Startzeit für Abtastzyklen verschoben wird, um Phasensprünge zu minimieren.
  • WO 02/25357 offenbart einen selbstoszillierenden Modulator in einer allgemeinen PWM-Anwendung.
  • Sabouri, F. et al.: "A high-performance calibration-free charge balancing analog-to digital converter" IEEE transactions an instrumentation and measurement, IEEE Inc, NY, Bd. 45, Nr. 5, Seiten 847–853, XP000631687. Der Wandler ist nicht selbstoszillierend.
  • Kurzfassung der Erfindung
  • Die Erfindung bezieht sich auf einen A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator umfasst, wobei der Wandler wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst, die wiederum wenigstens einen Vorwärtspfad und wenigstens einen Rückkopplungspfad umfasst, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt.
  • Erfindungsgemäß kann ein Hochgeschwindigkeits-, hoch auflösender A/D-Wandler erhalten werden aufgrund der Tatsache, dass eine vorteilhafte Pulsweitenmodulation durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife erleichtert wird. Es sei darauf hingewiesen, dass der Vorwärtspfad FP sich breit auf einen Vorwärtspfad bezieht, z. B. nicht nur den Vorwärtspfad einer geschlossenen Rückkopplungsschleife umfasst. Daher können z. B. Zeitquantisierungsmittel mit Amplitudenquantisierungsmittel außerhalb der Schleife kaskadiert werden.
  • Erfindungsgemäß wird ein kombiniertes amplituden- und zeitquantisiertes Signal als eine hybride Darstellung verstanden, die teilweise als die herkömmliche Amplitudenquantisierung kombiniert mit einer weiteren Quantisierung in der Zeitdomäne ermittelt wird. Dieses Quantisieren kann auch als ein zweidimensionales Quantisieren bezeichnet werden. In diesem Kontext sei darauf hingewiesen, dass ein amplitudenquantisiertes Signal auch ein PWM Zwei-Pegel-Signal umfassen kann in dem Sinne, dass die beiden Pegel als zwei amplitudenquantisierte Pegel betrachtet werden können, die zur Ermittlung des gewünschten Werts geeignet sind, wenn sie mit einem zeitquantisierten Signal kombiniert werden.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sollte die Zeitquantisierung die Zeitachse über eine PWM-Periode in wenigstens 10, vorzugsweise wenigstens 100 Zeitsubintervalle einteilen.
  • In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist das Zeitquantisierungsmittel innerhalb der selbstoszillierenden Schleife angeordnet.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Zeit- und Amplitudentquantisierungsmittel in dem Vorwärtspfad wenigstens einer selbstoszillierenden Schleife enthalten. Auf diese Weise kann die Genauigkeit der Zeitquantisierung in einem gegebenen Frequenzband bedeutend verbessert werden, verglichen mit dem, was tatsächlich auf der Grundlage der bekannten Eigenschaften eines verfügbaren Zeitquantisierers, wie beispielsweise eines Ein-Bit-Abtasters, erwartet werden sollte. Daher kann die verfügbare Zeitauflösung in der Zeitdomäne tatsächlich bedeutend in dem Sinne verbessert werden, dass die selbstoszillierende Schleife sowohl intrinsisches Rauschen als auch quantisierendes Rauschen unterdrückt, wenn der Zeitquantisierer in dem Vorwärtspfad einer selbstoszillierenden Schleife umfasst ist. Ein Beispiel der oben beschriebenen Schaltung ist in 8a veranschaulicht.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel ein Hochgeschwindigkeitsabtastmittel.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel einen z. B. 50–200 MHz Abtaster, obwohl höhere Frequenzen natürlich angewandt werden können. Offensichtlich wird gemäß der Erfindung eine hohe Zeitauflösung bevorzugt, um die effektive Auflösung so viel wie möglich zu vergößern.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel einen Hochgeschwindigkeits-Ein-Bit-Abtaster.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann ein Hochgeschwindigkeits-Ein-Bit-Abtaster z. B. ein einfaches Latch-Abtasten z. B. bei einer Frequenz von 50 bis 200 MHz umfassen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel eine Latch-basierte Schaltung, welche wenigstens ein Latch umfasst, vorzugweise wenigstens zwei kaskadierte Latche.
  • Es wurde erkannt, dass ein Zeitquantisierer, der wenigstens zwei kaskadierte Latche umfasst, die gewünschte Performanz des Zeitquantisierers verbessert, indem er nicht definierte Bereich vermeidet.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel und das Zeitquantisierungsmittel einen Multibit A/D-Wandler und wobei der Vorwärtspfad wenigstens einen D/A-Wandler umfasst, der ausgelegt ist, um das zeitquantisierte Signal in ein analoges Signal zu wandeln.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann das zeitquantisierte Ausgangssignal von einem A/D-Wandler ermittelt werden. Auf diese Weise kann ein detaillierterer digitalisierter Ausdruck des analogen Signals ermittelt werden. Außerdem kann, um die selbstoszillierenden Eigenschaften der Schleife zu erleichtern, diese Multi-Bit-Darstellung natürlich in ein analoges Signal gewandelt werden, das zum Eingang des Vorwärtspfades rückgekoppelt werden kann.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung sind die Dezimierungsmittel mit dem Zeitquantisierungsmittel verbunden.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann das Dezimierungsmittel sowohl direkt als auch über eine weitere Schaltung an das Zeitquantisierungsmittel gekoppelt sein.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler zwei oder mehr selbstoszillierende Schleifen (SOL).
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann mehrfaches Selbstoszillieren z. B. zur Verbesserung von Rauschunterdrückung, etc. angewandt werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplituden- und Zeitquantisierungsmittel einen analogen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator mit zwei Pegeln.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplituden- und Zeitquantisierungsmittel einen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator mit mehreren Pegeln.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der A/D-Wandler single-ended.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der A/D-Wandler differentiell.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler ein Filtermittel, wobei das Filtermittel zum Bandpassfiltern des zeitquantisierten Signals ausgelegt ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife enthalten ist, durch eine Fehlertransferfunktion unterdrückt, die bei niedrigen Frequenzen das Inverse der Offenen-Schleife-Transferfunktion der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife approximiert.
  • Gemäß dem speziellen Kontext der Erfindung können niedrige Frequenzen als Frequenzen deutlich unter der Schaltfrequenz betrachtet werden. Eine Vorbedingung zum Erhalten der erwünschten Rauschtransferfunktion ist, dass |H(s)| >> 1 bei niedrigen Frequenzen und wenigstens auf dem Nutzband.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, von einer Fehlertransferfunktion unterdrückt, die bei hohen Frequenzn 0 dB approximiert.
  • Gemäß dem speziellen Kontext der Erfindung können hohe Frequenzen als Frequenzen deutlich oberhalb der Schaltfrequenz betrachtet werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel einen Begrenzer.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung können mehrere verschiedene Begrenzer zum Zwecke des Erhaltens der gewünschten Kombination aus Modulation und Oszillation angewandt werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel einen frequenzkompensierten Begrenzer.
  • Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform kann Frequenzkompensation angewandt werden. In diesem Kontext wird Frequenzkompensation als eine Kompensation angesehen, die in die selbstoszillierende Schleife(n) eingefügt wird oder einfach die Selbstoszillationsschleife(n) beeinflusst, um eine stetige Schaltfrequenz aufrechtzuerhalten.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird eine variable selbstoszillierende Schleifenverzögerung verwendet.
  • Indem eine variable Verzögerung in der selbstoszillierenden Schleife verwendet wird, kann eine stetige Schaltoszillationsfrequenz erreicht werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist eine variable Verzögerung in dem Rückkopplungspfad.
  • Indem eine variable Verzögerung in dem Rückkopplungspfad verwendet wird, kann eine stetige Schaltoszillationsfrequenz erreicht werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird eine Transferfunktion H(s) in den Vorwärtspfad eingefügt, wodurch wenigstens teilweise die Schaltfrequenz gesteuert wird.
  • Offensichtlich können gemäß weiteren Ausführungsformen der Erfindung weitere Filter verwendet werden, die z. B. einen Pfad wenigstens eines Rückkopplungspfades der selbstoszillierenden Schaltung bilden.
  • Außerdem bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zum Durchführen einer A/D-Wandlung, welches die Schritte umfasst des Repräsentieren einer pulsweitenmodulierten Repräsentation als ein analoges Signal und Quantisieren der Pulsweitenmodulation in der Zeitdomäne.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird die plusweitenmodulierte Repräsentation mittels wenigstens eines selbstoszillierenden Modulators erreicht, der wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird die Quantisierung in der Zeitdomäne innerhalb der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife durchgeführt.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung schaltet der A/D-Wandler mit einer Schaltfrequenz, die wenigstens teilweise durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife definiert ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Schaltfrequenz wenigstens ungefähr 100 kHz, vorzugsweise wenigstens 200 kHz und am bevorzugtesten wenigstens 300 kHz.
  • Eine hohe Schaltfrequenz des Modulators kann somit eine effiziente und hochgenaue Modulation des Eingangssignals erleichtern.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler Schalffrequenzsteuermittel.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann eine aktive Steuerung der Schaltfrequenz bevorzugt werden, um verschiedene Nachteile der "schwimmenden" Schaltfrequenz einer nicht-festen Schalffrequenzanwendung der Erfindung zu vermeiden. Frequenzsteuermittel können daher verwendet werden, um eine unerwünschte Interferenz zwischen verschiedenen Modulatoren, z. B. benachbarter Kanäle zu minimieren.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Schaltfrequenzsteuermittel eine variable Verzögerung in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann eine im Wesentlichen feste Schaltfrequenz mittels einer variablen Schleifenverzögerung erreicht werden. Die Verzögerung kann z. B. gemäß einer Laufzeitüberwachung der Schaltfrequenz in der selbstoszillierenden Schleife variiert werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Schaltfrequenzsteuermittel einen zusätzlichen periodischen Signalgenerator, der mit der selbstoszillierenden Schleife verbunden ist.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann eine im Wesentlichen feste Schaltfrequenz mittels eines zusätzlichen periodischen Signalgenerators erreicht werden. Dieses Signal kann daher sofort addiert werden vor der Nichtlinearität und dadurch jede Periode einiger Perioden der überlagernden Schaltfrequenz hemmen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Schaltfrequenzsteuermittel einen Oszillator.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der wenigstens eine Vorwärtspfad eine Nichtlinearität.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann ein praktischer Weg, die darüberliegende Oszillationsfrequenz zu erhalten, sein, eine Nichtlinearität in den Vorwärtspfad einzufügen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst die Nichtlinearität einen Begrenzer.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann eine derartige Nichtlinearität einen Begrenzer, z. B. einen im Wesentlichen linearen Begrenzer, umfassen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst die Nichtlinearität einen frequenzkompensierten Begrenzer.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst sie einen Vergleicher.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst die Nichtlinearität einen Operationsverstärker.
  • Wie oben festgestellt, können mehrere verschiedene Typen wohlbekannter Nichtlinearitäten zum Zwecke eines Erreichens der selbstoszillierenden Eigenschaften verwendet werden. Offensichtlich können weitere Typen von Nichtlinearitäten innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung verwendet werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Phasenbeitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbstoszillierenden Schleife weniger als 90°, vorzugsweise weniger als 40° bei der Schaltfrequenz.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sollte eine Hysterese, die zu der Nichtlinearität der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife gehört, weniger als 90° sein, vorzugsweise weniger als 80°, wodurch sie beträchtliche Beschränkungen an die Schleifencharakteristika vermeidet.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der Phasenbeitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbstoszillierenden Schleife bei der Schaltfrequenz weniger als 20°, vorzugsweise weniger als 10°.
  • Wenn der Beitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbstoszillierenden Schleife auf weniger als 20°, vorzugsweise weniger als 10° minimiert wird, kann eine wirksame Fehlerunterdrückung, die von der selbstoszillierenden Schleife bereitgestellt wird, aufgrund der Tatsache erreicht werden, dass die Größenordnung und insbesondere die wirksame Größenordnung des Schleifenfilters vergrößert werden kann.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann eine Hysterese so niedrig wie ungefähr 0° (Null Grad) bevorzugt werden. Eine derartige Ausführungsform würde eine sehr hohe Rauschunterdrückung durch den Schleifenfilter der selbstoszillierenden Schleife erleichtern. Eine derartige geringe Hysterese kann vorteilhaft durch eine digitale Kompensation ergänzt werden zum Prellen in dem Pulsweitenmodulator. Eine derartige digitale Kompensation kann vorzugsweise innerhalb der selbstoszillierenden Schleife umfasst sein, wodurch sie eine Unterdrückung von Fehlern erleichtert, die von der digitalen Schaltung eingeführt werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung bildet der wenigstens eine Vorwärtspfad und der wenigstens eine Rückkopplungspfad wenigstens eine selbstoszillierende Schleife.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung bildet die selbstoszillierende Schleife einen Pulsweitenmodulator und wobei die Modulation eines analogen Eingangssignals, das dem wenigstens einen Vorwärtspfad zugeführt wird, wenigstens teilweise pulsweitenmoduliert wird durch Oszillationen, die in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife gebildet werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Selbstoszillieren wenigstens einen analogen Eingang, der mit dem Vorwärtspfad verbunden ist und wobei der Ausgang des Vorwärtspfades mit einem digitalen Ausgang verbunden ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird eine Transferfunktion H(s) in den Vorwärtspfad eingefügt, wodurch wenigstens teilweise die Schaltfrequenz gesteuert wird.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Ordnung der Transferfunktion wenigstens eins.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sollte die Transferfunktion, d. h. im Wesentlichen der Schleifenfilter oder wenigstens die Schaltfrequenz, die einen Teil davon bestimmen, eine effektive Ordnung größer als eins haben, um eine effiziente Rauschunterdrückung in dem Vorwärtspfad zu erreichen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Ordnung der Transferfunktion wenigstens zwei.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sollte die Transferfunktion, d. h. im Wesentlichen der Schleifenfilter oder wenigstens die Schaltfrequenz, die einen Teil davon bestimmt, eine Ordnung größer als zwei haben, um eine Möglichkeit zu erreichen, die gewünschte Amplitudencharakteristik eines vollständigen Schleifenfilters einer selbstoszillierenden Schleife an die verfügbare Phasenverschiebung um 180° anzupassen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die effektive Ordnung der Transferfunktion wenigstens eins, vorzugsweise im Wesentlichen zwei.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sollte die Transferfunktion, d. h. im Wesentlichen der Schleifenfilter oder wenigstens die Schaltfrequenz, die einen Teil davon bestimmt, eine effektive Ordnung größer als eins haben und so nah wie möglich an zwei sein, um eine effiziente Rauschunterdrückung in der Rückkopplungsschaltung zu erreichen.
  • Wie vorher erwähnt, kann ein derartiges Dimensionieren der die Schaltfrequenz bestimmenden Teile der Schleifenfilter erleichtert werden, indem die Hysteresen der Nichtlinearität so gering wie möglich gehalten werden.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass die effektive Ordnung eines Filters sich im Wesentlichen auf die Steigung der Amplitudencharakteristik unterhalb der Schaltfrequenz bezieht.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler einen Audio-A/D-Wandler.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Taktfrequenz des Zeitquantisierungsmittels wenigstens 10 (zehn) Mal größer als die Schaltfrequenz der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife, vorzugsweise wenigstens 100 (hundert) Mal größer.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung sollte die Taktfrequenz des Zeitquantisierungsmittels vorzugsweise bedeutend größer als die Schaltfrequenz sein.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird die Quantisierung in der Zeitdomäne innerhalb der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife durchgeführt.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler ferner wenigstens einen Dezimator, der mit dem digitalen Ausgang kommuniziert.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der Dezimator einen Antialiasingfilter, der eine Impulsantwort länger als die Periode des pulsweitenmodulierten Signals, vorzugsweise wenigstens länger als drei Mal die Periode des pulsweitenmodulierten Signals, aufweist.
  • Außerdem bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals in ein pulsweitenmoduliertes digitales Signal, wobei das analoge Eingangssignal in eine pulsweitenmodulierte Darstellung mittels wenigstens einer selbstoszillierenden Schleife moduliert wird,
    wobei die selbstoszillierende Schleife umfasst
    wenigstens einen Vorwärtspfad,
    wenigstens einen Rückkopplungspfad,
    wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das analoge Signal ein Audio- oder ein aus einem Audiosignal abgeleitetes Signal.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Verfahren die Schritte des Darstellens einer pulsweitenmodulierten Darstellung als ein analoges Signal und Quantisieren der Pulsweitenmodulation in der Zeitdomäne und wobei die pulsweitenmodulierte Darstellung mittels wenigstens eines selbstoszillierenden Modulators erreicht wird, der wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung schaltet der A/D-Wandler mit einer Schaltfrequenz, die wenigstens teilweise durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife definiert ist.
  • Eine hohe Schaltfrequenz des Modulators kann daher eine effiziente und hochgenaue Modulation des Eingangssignals erleichtern.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Schaltfrequenz wenigstens ungefähr 100 kHz, vorzugsweise wenigstens 200 kHz und am bevorzugtesten wenigstens 300 kHz ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist die Taktfrequenz des Zeitquantisierungsmittels wenigstens 10 (zehn) Mal größer als die Schaltfrequenz der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife ist, vorzugsweise wenigstens 100 (hundert) Mal größer ist.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird das Verfahren in einem Audio-A/D-Wandler durchgeführt.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung muss die Stoppband-Abschwächung des darunterliegenden Antialiasingfilters größer als 60 dB sein, vorzugsweise größer als 100 dB. Das Stoppband für diesen Typ von Antialiasingfilter ist gleich: Stopband = k·fSOUT ± BW
  • Wobei k = 1,2,3, ... bis die Nyquist-Frequenz erreicht ist, fsout ist die Ausgaberate des Dezimators und BW ist die Nutzbandbreite, typischerweise 20 kHz.
  • Die Figuren
  • Die Erfindung wird untenstehend unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben, wobei
  • 1 einen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator veranschaulicht,
  • 2 Filtercharakteristiken eines Pulsweitenmodulators veranschaulicht,
  • 3a und 3b eine mögliche Eingabe bzw. eine sich ergebende Ausgabe eines Pulsweitenmodulators veranschaulichen,
  • 4a und 4b eine weitere mögliche Eingabe bzw. eine sich ergebende Ausgabe eines Pulsweitenmodulators veranschaulichen,
  • 5 einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • sa und 6b die A/D-Wandlung gemäß der Ausführungsform von 5 veranschaulichen,
  • 7 das Rauschspektrum eines Pulsweitenmodulators gemäß der Ausführungsform von 5 veranschaulicht, wenn eine sinusförmige Eingabe angelegt wird,
  • 8a–8c eine weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei welcher der Zeitquantisierer in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist,
  • 9 zwei prinzipielle Transferfunktionen veranschaulichen, die die Leistung der bevorzugten Ausführungsform von 8 veranschaulichen,
  • 10 das Rauschspektrum der Ausführungsform von 8 veranschaulicht,
  • 11 eine bevorzugte, differentielle Ausführungsform eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 12 eine Multi-Bit-Version eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 13 einen Analog-zu-PCM-Wandler gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 14 die Prinzipien eines selbstoszillierenden Modulators veranschaulicht, bei dem der Zeitquantisierer in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist,
  • 15 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei der die Nichtlinearität in der digitalen Domäne angeordnet ist,
  • 16 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei der die Nichtlinearität in einer selbstoszillierenden Schleife enthalten ist und mit einem anschließenden Zeit- und Amplitudenquantisierer kaskadiert ist, der einen Rauschformer umfasst,
  • 17 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, die 16 entspricht, aber bei der nur der Quantisierungsfehler, der von dem Zeitquantisierer stammt, gefiltert wird,
  • 18 eine weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei welcher der Zeitquantisierungsfehler an die Amplituden selbstoszillierende Schleife rückgekoppelt wird,
  • 19 eine weitere Topologie des Rückkoppelns der Zeitquantisierungsfehlers an die Amplituden-selbstoszillierende Schleife veranschaulicht,
  • 20–23 Beispiele von Nichtlinearitäten veranschaulichen, die in der/den selbstoszillierenden Schleife(n) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet werden,
  • 24 die Charakteristiken eines siebenstufigen digitalen Pulsweitenmodulators veranschaulicht,
  • 25 die Charakteristiken eines zweistufigen Pulsweitenmodulators veranschaulicht,
  • 26A–26C Ausführungsformen einer Prellsteuerung veranschaulicht,
  • 28A–28B und 29A–29B Signalspektren veranschaulicht, die von den Ausführungsformen von 26A und 26B stammen,
  • 30 ideale Verstärkungs- und Phasencharakteristiken für den Schleifenfilter veranschaulicht,
  • 31A, 31B, 32A, 32B, 33A, 33B, 34A und 34B verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung veranschaulicht, und wo
  • 35A und 35B Ergebnisse des Absperrens der Schaltfrequenz veranschaulicht.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Selbstoszillierende Modulatoren haben in den letzten Jahren einige Verwendung gefunden, aber die Verwendung derartiger Modulationstechniken war bis jetzt auf relativ wenige Marktsegmente beschränkt.
  • Beispiele derartiger selbstoszillierender Modulatoren sind WO 00/42702 , WO 02/25357 , WO 02/093973 , US 6,118,336 , WO 98/19391 , WO 00/27028 , US 6,249,182 im Hinblick auf verschiedene Grundprinzipien bezüglich der Ermittlung und Steuerung der gewünschten Oszillation in Kombination mit der gewünschten Modulation. Es sei darauf hingewiesen, dass es gemäß der Erfindung im Allgemeinen bevorzugt ist, eine relativ hohe Schaltfrequenz zu verwenden, um nicht nur die gewünschte Oszillation sondern auch eine sehr mächtige Rauschunterdrückung zu erreichen, die von den/m breitbandigen Rückkopplungspfad(en) des selbstoszillierenden Modulators erreicht wird.
  • 1 veranschaulicht ein Beispiel eines derartigen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulators.
  • Von Anfang an sei darauf hingewiesen, dass PWM in diesem Kontext mehrere verschiedene Typen von Variationen, wie beispielsweise NPWM, LPWM, etc. abdeckt. Der veranschaulichte PWM-Modulator verwendet auf bekannte Weise die sehr breitbandige Rückkopplung als Fehlerabschwächung, die mit der PWM-Modulation des Eingangssignals kombiniert ist. Offensichtlich können erfindungsgemäß mehrere andere selbstoszillierende Topologien innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung mit weiteren Signalpfaden verwendet werden. Im Grunde sollte die veranschaulichte Schaltung als ein Prinzipmodell eines selbstoszillierenden Modulators betrachtet werden.
  • Der veranschaulichte selbstoszillierende Modulator umfasst einen Eingang 12, der ein Eingangssignal x(t) an einen Vergleicher 10 über einen Subtraktionspunkt 16 und kompensierende Filtermittel 11 leitet. Der Vergleicher 10 liefert eine Ausgabe pwm(t) auf einem Ausgang 14 des Schaltungsausgangs. Außerdem wird diese Ausgabe an den Subtraktionspunkt 16 rückgekoppelt. Das Anordnen von z. B. Filtermitteln kann auf mehrere verschiedene Arten, z. B. durch Einfügen weiterer Filtermittel z. B. in weitere (nicht gezeigte) Rückkopplungs- oder Vorwärtspfade verwirklicht werden. Man beachte, dass die veranschaulichte Ausführungsform einen Vergleicher 10 aufweist, der eine variable Spannungsreferenz anstelle einer festen Erdung aufweist, um die Schaltfrequenz innerhalb eines bestimmten gewünschten Schaltfrequenzintervalls zu halten, unabhängig oder im Wesentlichen unabhängig von den Frequenzen des Eingangssignals. Die variable Spannungsreferenz kann auf viele Weisen innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung ermittelt werden, z. B. auf der Grundlage der Amplitude des Eingangssignals des Modulators. Ein Beispiel eines zu diesem Zwecke verwendeten Prinzips ist aus WO 00/42702 bekannt.
  • Eine Art und Weise den Modulator zu betrachten kann zusammengefasst werden: die Offene-Schleifen-Phase muss ungefähr –180 Grad bei der gewünschten Schaltfrequenz sein. Der Vergleicher wird die Verstärkung bereitstellen. Ein Beispiel eines geeigneten Filters H(s) kann in 2 veranschaulicht werden, wo die Schaltfrequenz ungefähr 384 kHz ist.
  • 3a und 3b veranschaulichen eine mögliche Eingabe und eine sich ergebende Ausgabe eines PWM-Modulators, wobei 3a ein beispielhaftes Eingabesignal x(t) = 0 und 3b die sich ergebende Ausgabe pwm(t) des Modulators veranschaulicht.
  • 4a und 4b veranschaulichen eine weitere mögliche Eingabe und eine sich ergebende Ausgabe eines selbstoszillierenden PWM-Modulators, wobei 4a ein beispielhaftes sinusförmiges Eingangssignal von x(t) = 20 kHz – 6 dB veranschaulicht und 4b die sich ergebende Ausgabe pwm(t) des Modulators veranschaulicht.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass die Oszillation in der selbstoszillierenden Ausführungsform in 4a schwebend (floating) ist in dem Sinne, dass das Schaltsignal ein Überlagerungssignal ist, das, wenn es mit einer schwellwertausgelösten Schaltung, z. B. einem Vergleicher, kombiniert wird, zu einer gewünschten Modulation des Eingangssignals, hier eines PWM-modulierten Signals, führen wird.
  • 5 veranschaulicht einen selbstoszillierenden A/D-Wandler, einen A/D-Wandler ADCD gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
  • Die Ausführungsform umfasst einen Eingang, mittels dem ein analoges Eingangssignal IS einem Vergleicher CMP über einen Filter CF und einen Subtraktionspunkt CSP zugeführt wird. Der Ausgang des Vergleichers CMP wird dem Eingang des Latch QTZ zugeführt, das wiederum ein Ausgangssignal OS mittels eines Ausgangs Q liefert. Die Ausgabe des Vergleichers CMP wird an den Subtraktionspunkt CSP rückgekoppelt und von dem Eingangssignal IS vom Eingang des Modulators subtrahiert.
  • Im Grunde umfasst der veranschaulichte Modulator, der auch als A/D-Wandler bezeichnet wird, zwei Phasen, eine erste selbstoszillierende Phase, die einen analogen Modulator, z. B. einen selbstoszillierenden PWM-Modulator und eine zweite Phase, die einen A/D-Abtaster umfasst, der zur Wandlung des von der ersten Phase empfangenen Signals in einen Strom digitaler Pulse ausgelegt ist. Die Aufgabe der ersten Phase ist in erster Linie, eine modulierte Darstellung eines Eingangssignals IS zu ermitteln. Die modulierte Darstellung kann gemäß der veranschaulichten Ausführungsform ein PWM-Signal umfassen. Mehrere Variationen von Techniken auf der Grundlage von Selbstoszillation sind geeignet, um eine modulierte Darstellung eines analogen Eingangssignals IS zu ermitteln.
  • Das ermittelte modulierte Signal, hier: am Ausgang eines Vergleichers CMP kann als eine analoge, modulierte Version des Eingangssignals betrachtet werden.
  • Eine weitere Art und Weise die erste Phase zu betrachten, ist, dass ein Eingangssignal auf der Grundlage der Amplitude des Eingangssignals IS quantisiert wird, hier in zwei Amplitudenstufen quantisiert wird, d. h. als ein herkömmliches PWM-Signal.
  • In der zweiten Phase kann das analoge Signal in ein digital dargestelltes Signal gewandelt werden, das zur weiteren digitalen Signalverarbeitung geeignet ist. In der veranschaulichten Ausführungsform wird ein herkömmliches schnell laufendes Latch QTZ als ein Zeitquantisierer verwendet und gibt ein digitales PWM-Signal aus.
  • Im Grunde kann das Ausgangssignal OS der zweiten Phase als ein PCM-Signal betrachtet werden.
  • Ein Vorteil des veranschaulichten Wandlers ist im Grunde, dass die erste Phase eine modulierte Version des Eingangssignals ermittelte durch eine sehr einfache und hochgenaue Modulation mittels eines selbstoszillierenden Modulators, und dann, anschließend in einer getrennten Phase, das erhaltene Signal in ein digital dargestelltes Signal transformiert und am Ende ein Signal ermittelt, das in zwei Dimensionen, Zeit und Amplitude, quantisiert ist.
  • Die Unterscheidung zwischen den Signalen, die in den zwei Phasen fließen, wird durch die gestrichelte Linie veranschaulicht, wobei die Domäne links von der Linie als eine analoge Domäne ASD betrachtet werden kann und die Domäne rechts von der Linie als eine digitale Domäne DSD betrachtet werden kann.
  • Im Allgemeinen kann innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung ein Zeitquantisierer z. B. ein Latch, Varianten eines Latch, – z. B. ein kaskadiertes Doppellatch, relativ einfache A/D-Wandler, etc. umfassen.
  • 6a und 6b veranschaulichen die Prinzipien der A/D-Wandlung eines PWM-Signals, oder einer Ableitung eines PWM-Signals, in ein PCM-Signal. In 6a wird ein analoges PWM-Signal bereitgestellt, z. B. als anwesend auf dem Ausgang des Vergleichers CMP von 5. Das Signal wird dann quantisiert im Hinblick auf die Zeitachse T und ein zeitquantisiertes Signal wird in 6b erhalten.
  • Die Zeitauflösung kann von Anwendung zu Anwendung unterschiedlich sein, z. B. kann sie ungefähr einhundert quantisierende Schritte pro Periode sein.
  • Das quantisierte Signal kann sofort indiziert werden oder vor dem Indizieren vorverarbeitet werden. Eine von mehreren Vorverarbeitungstechniken kann z. B. verschiedene Arten des Filterns, z. B. Dezimieren, um die Abtastrate zu reduzieren.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das quantisierte Signal in 6b in seiner Auflösung begrenzt ist und einen Quantisierungsfehler, QE, wegen der naturgemäß begrenzten Anzahl zeitquantisierender Schritte erbt. Dieser Quantisierungsfehler kann natürlich minimiert werden durch Vergrößern der Anzahl zeitquantisierender Schritte pro Periode. Alternativ können fortgeschrittene Rauschreduktionsalgorithmen verwendet werden.
  • Das erhaltene Signal, das unter Bezugnahme auf die n-Achse veranschaulicht ist, wird gemäß der Erfindung als ein kombiniertes amplituden- und zeitquantisiertes Signal betrachtet in dem Sinne, dass die Y-Achse zwei mögliche Amplitudenquantisierungsstufen, z. B. 1 und 0, darstellt und die Zeitachse n eine zeitquantisierte digitale Darstellung darstellt. Daher umfasst erfindungsgemäß das erhaltene Signal ein PWM-Signal oder eine Ableitung davon, das in zwei Dimensionen quantisiert ist, Amplitude und Zeit.
  • Eine weitere Ausführungsform der Erfindung, die im Folgenden beschrieben wird, umfasst eine vielstufige PWM, wobei die Quantisierungsauflösung verglichen mit der veranschaulichten zweistufigen Quantisierung vergößert wurde.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, z. B. wie in 8a veranschaulicht, wurde der Zeitquantisierungsfehler QE reduziert, indem Zeitquantisierung in die selbstoszillierende Schleife eingefügt wurde.
  • 7 veranschaulicht das Rauschspektrum eines PWM-Modulators gemäß der Ausführungsform von 5, wenn eine sinusförmige Eingabe angelegt wird, wie unter Bezugnahme auf 4a und 4b beschrieben wird.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das Hauptrauschspektrum im Wesentlichen weiß ist und dass das Rauschen aus Quantisierungsrauschen des Zeitquantisierers, z. B. ein Ein-Bit-Abtaster ist. Es wird ferner darauf hingewiesen, dass die Spitzen offensichtlich bei –20 dB, 20 kHz auftreten, und das Eingangssignal darstellen und weitere Spitzen bei ungefähr n·fswitch auftreten, wobei sich fswitch auf die Schaltfrequenz, hier ungefähr 1.6 MHz + und n auf eine Zahl 1, 2, 3, etc. bezieht.
  • Es wird auch darauf hingewiesen, dass es einen Rauschboden bei ungefähr –70 dB gibt, der für mehrere Anwendungen vollständig akzeptabel sein kann.
  • 8a veranschaulicht eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, bei der ein Zeitquantisierer in die selbstoszillierende Schleife eingefügt wurde.
  • Im Prinzip weist die veranschaulichte Ausführungsform sowohl das Amplituden- als auch Zeitquantisierungsmittel auf, die aber nun auf eine sehr ausgeklügelte Weise gekoppelt sind und interagieren. Die Ausführungsform umfasst einen Eingang, mittels dem ein analoges Eingangssignal IS einem Vergleicher CMP über einen Subtraktionspunkt CSP und einen Filter CF zugeführt wurde. Der Ausgang des Vergleichers CMP wird dem Eingang D von Latch QTZ zugeführt, der wiederum ein Ausgangssignal OS mittels eines Ausgangs Q liefert. Dieser Signalpfad ist ein Beispiel des wenigstens einen Vorwärtspfades gemäß den Begriffen, die zum Zwecke des Beschreibens der Erfindung verwendet werden. Der Ausgang des Latch QTZ wird außerdem an den Eingang des Subtraktionspunktes CSP rückgekoppelt und vom Eingangssignal IS auf dem Eingang des Modulators subtrahiert. Dieser Signalpfad, der diese Rückkopplung ermöglicht, ist ein Beispiel des wenigstens einen Rückkopplungspfades, auf den in den Ansprüchen Bezug genommen wird.
  • Es sei anfangs darauf hingewiesen, dass die veranschaulichende Unterscheidung zwischen der analogen und digitalen Domäne, die durch gestrichelte Linie veranschaulicht ist, etwas schwieriger zu ermitteln ist. Eine weitere Erklärung der Unterscheidung zwischen der digitalen und analogen Domäne ist in Beispiel 8b gegeben.
  • Der grundlegende Unterschied zwischen der oben veranschaulichten Ausführungsform in 5 und der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist, dass der Zeitquantisierer in der Form des Latch QTZ nun in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist. Das Enthaltensein des Zeitquantisierers in dem selbstoszillierenden Teil der Schleife hat einige sehr wichtige und bedeutende Vorteile aufgrund der Tatsache, dass das von dem Latch QTZ verursachte Rauschen von der Rückkopplungsschleife unterdrückt wird. Dieses Merkmal wird untenstehend detailliert beschrieben. Die Rauschunterdrückung umfasst unter anderen Fehlerkomponenten am bedeutendsten zeitquantisierendes Rauschen.
  • Obwohl sie sich von der Ausführungsform von 5 unterscheiden, sind die verfügbaren Zeitauflösungsschritte noch in der Anzahl beschränkt, z. B. ungefähr einhundert pro Periode, wie in der obigen Ausführungsform erklärt ist. Es wurde jedoch der Zeitquantisierer in die Rückkopplungsschleife des Selbstoszillators eingefügt, wodurch das zeitquantisierte Signal genauer zum eingegebenen analogen Signal gemittelt wurde. Offensichtlich kann eine derartige Verbesserung geeignet ausgenutzt werden durch die Verwendung eines anschließenden Filterns, Wandelns des zeitquantisierten Signals z. B. in ein entsprechendes hoch auflösendes amplitudencodiertes Signal, z. B. durch Tiefpassfiltern.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass ein interessantes Merkmal der veranschaulichten Ausführungsform der Erfindung ist, dass keine klare Unterscheidung zwischen der analogen und digitalen Domäne gemacht werden kann, obwohl die Unterscheidung sehr klar ist. Das Merkmal führt auf eine sehr einfache Ermittlung eines hybriden analogen/digitalen selbstoszillierenden Modulators, wobei das ermittelte digitale Ausgangssignal, d. h. hier der Ausgang des veranschaulichten Latch verzweigt wird sowohl als ein analoges Signal, das direkt an den Eingang des Modulators rückgekoppelt wird und von dort Bestandteil eines Vergleichs zwischen zwei im Wesentlichen analogen Signalen bildet, als auch als ein digitales Ausgangssignal OS, das zur weiteren Verarbeitung bestimmt ist. Die verwendete D/A-Wandlung wird im Prinzip durch die Halteschaltung des Latch durchgeführt.
  • Dieses Merkmal wird etwas detaillierter unter Bezugnahme auf 8b veranschaulicht, die im Prinzip dieselbe Ausführungsform wie 8a veranschaulicht, aber nun genau das vorteilhafte Verzweigen von sowohl "digitalem" als auch "analogem" Signal auf dem Ausgang einer Latchschaltung bestimmt.
  • Daher veranschaulicht 8b das Verzweigen eines digitalen Ausgangs von dem Latch QTZ, das vom Abtaster als die digitale Ausgabe OS hergeleitet wird und das Ermitteln eines analogen Signals im Rückkopplungspfad mittels eines D/A-Wandlers, d. h. in der aktuellen Ausführungsform die Halteschaltung des Latch.
  • Das Funktionieren des verwendeten Abtast-/Haltelatch wird in 8c gezeigt, die das Streaming und das Wesen der involvierten Signale auf dem Eingang und dem Ausgang des veranschaulichten Latch veranschaulicht.
  • 9 veranschaulicht zwei prinzipielle Transferfunktionen, die die Leistung der bevorzugten Ausführungsform von 8a veranschaulichen.
  • Die Transferfunktion H(s) bezieht sich im Grunde auf einen Filter einer Ausführungsform der Erfindung, die z. B. in erster Linie definiert ist, wie es in den meisten der veranschaulichten Ausführungsformen in dem Vorwärtspfad angegeben ist, genau vor dem Vergleicher. Offensichtlich kann die sich ergebende Offene-Schleifen-Transferfunktion das Ergebnis weiterer Filtermittel sein, die z. B. in den Rückkopplungspfad eingeschlossen sind. Die veranschaulichte Transferfunktion H(s) ist entworfen, um eine 0 dB Verstärkung bei ungefähr –180 Grad zu haben. Wie vorher erwähnt, ist die Schaltfrequenz durch die Phase von –180 Grad bestimmt.
  • Außerdem ist eine weitere und in diesem Kontext sehr interessante Transferfunktion veranschaulicht, nämlich die Fehlertransferfunktion 1/((H(s) + 1). Diese Transferfunktion stellt die vorteilhaften Eigenschaften im Hinblick auf ein Rauschen dar, das durch einen Zeitquantisierer verursacht wird, das tatsächlich erreicht wird, wenn die Zeitquantisierung in die selbstoszillierende Schleife eingefügt wird. Es wird darauf hingewiesen, dass eine beträchtliche Unterdrückung von Fehlern, die von der Zeitquantisierungsschaltung oder -schaltungen stammen, in Kombination mit einer anziehenden breitbandigen Tranferfunktion H(s) erreicht werden kann.
  • 10 veranschaulicht ein Beispiel eines Rauschspektrums, das sich auf die in 8 veranschaulichte Ausführungsform bezieht. Das Rauschspektrum ist das sich ergebende Spektrum eines Beispiels der Ausführungsform von 8a und 8b, wenn ein Eingangssignal von –20 dB, 20 kHz in den Wandler eingegeben wurde.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das Hauptrauschspektrum nicht länger weiß ist, wenn es mit der oben erwähnten Ausführungsform von 5 verglichen wird, obwohl Spitzen offensichtlich bei –20 dB, 20 kHz auftreten, die das Eingangssignal darstellen und weitere Spitzen treten oberhalb der Schaltfrequenz bei n·fswitch auf, wobei sich fswitch auf eine Schaltfrequenz, hier ungefähr 1.6 MHz + und n sich auf eine Zahl 1, 2, 3, etc. bezieht.
  • In dieser Ausführungsform sei jedoch darauf hingewiesen, dass eine beträchtliche Verbesserung, verglichen mit dem Rauschboden, der weißem Rauschen gleicht, wie in 7 veranschaulicht, erreicht wurde und der Rauschboden wird unterhalb –80 dB gehalten, sogar bis zu 200 kHz und höher.
  • Das Quantisierungsrauschen wurde daher zu einem relativ großen Grad in der veranschaulichten Ausführungsform unterdrückt durch das Einfügen des Zeitquantisierers in die selbstoszillierende Schleife und die Unterdrückung entspricht der Rauschtransferfunktion, die sowohl in 9 als auch 10 veranschaulicht ist. Es sei wieder darauf hingewiesen, dass sich die veranschaulichte Rauschtransferfunktion auf das Rauschen bezieht, das vom Zeitquantisierer stammt, z. B. einem Latch, wie in 8a veranschaulicht.
  • 11 veranschaulicht eine differentielle Ausführungsform der Erfindung eines Analog-zu-PCM-Wandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. In dieser Ausführungsform werden zwei differentielle Eingangssignale IN+ und IN– einem Vergleicher 117 über ein Filtermittel 111 zugeführt und der Ausgang des Vergleichers wird dann einem schnell laufenden Latch 110 zugeführt. Der Ausgang des Latch Q und Komplement Q. Im Grunde entspricht die veranschaulichte Ausführungsform der Ausführungsform von 8, nun nur in einer differentiellen Topologie.
  • Diese differentielle Ausführungsform der Erfindung ist in vielen Anwendungen geeignet, besonders in hochwertigen Wandlern.
  • 12 veranschaulicht eine Multi-Bit-Version eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Offensichtlich sei anfangs darauf hingewiesen, dass die differentielle Version, welche das veranschaulichte Prinzip umfasst, innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung verwendet werden kann.
  • Der veranschaulichte, selbstoszillierende Multi-Bit-Wandler weist einen Eingang IN auf, der mit einem Multi-Bit A/D-Wandler 127 über Filtermittel 121 und einen Begrenzer 120 verbunden ist. Der Multi-Bit-Wandler gibt eine Multi-Bit-modulierte Version des Eingangssignals aus, das dem Eingang des Wandlers am Eingang IN zugeführt wurde. Im Grunde kann die Ausgabeversion als ein sowohl zeit- als auch amplitudenquantisiertes kombiniertes Signal betrachtet werden. Dieses Signal kann mittels nicht-gezeigter Nachbearbeitungsmittel in ein geeignetes Datenformat gewandelt werden, falls es so gewünscht wird.
  • Außerdem wird der Ausgang der Wandlers 127 an den Eingang über einen D/A-Wandler 128 rückgekoppelt, der das Ausgangssignal in ein Signal wandelt, das kompatibel zum Eingangssignal auf IN ist, wodurch es sich der gewünschten selbstoszillierenden Eigenschaften zunutze macht.
  • Die veranschaulichte Ausgabe kann z. B. ein vielstufiges Signal umfassen, typischerweise relativ wenige verschiedene Stufen, um die möglichen Nichtlinearitäten in dem erhaltenen Signal zu minimieren.
  • In dieser Ausführungsform wird Kompatibilität zwischen der digitalen Ausgabe des Modulators und der analogen Eingabe des Modulators erreicht durch Verwenden eines Multi-Bit-D/A-Wandlers in dem Rückkopplungspfad und dadurch sicherstellen, dass der Ausgang des Modulators als Rückkopplungssignal an den Eingang verwendet werden kann. Offensichtlich sollte in dieser Ausführungsform ein relativ schneller Multi-Bit-D/A-Wandler zum Zwecke des Minimierens der Verzögerung im Rückkopplungspfad verwendet werden.
  • Eine von mehreren Alternativen der obigen Ausführungsform innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung ist den Begrenzer in die effektive Transferfunktion des A/D-Wandlers einzufügen.
  • 13 veranschaulicht ein Beispiel eines A/D-Wandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der veranschaulichte Wandler umfasst einen Eingang 132, der über einen Subtraktionspunkt 136 und Filtermittel 131 einem Vergleicher 130 zugeführt wird. Der Ausgang des Vergleichers 130 wird einem Latch 137 zugeführt, das wiederum ein zeitquantisiertes Signal an eine Dezimierungsschaltung 139 ausgibt, die ein PCM dezimiertes Signal ausgibt. Der Ausgang des Latch wird außerdem rückgekoppelt und zum Eingang 132 addiert.
  • Der Rückkopplungspfad umfasst Frequenzsteuermittel 138 zur Festlegung einer Schaltfrequenz oder zumindest zum Erhalten einer stetigen Schaltfrequenz. Wenn der Schaltfrequenz ermöglicht wird zu fluktuieren, kann es Interferenzprobleme verursachen, wenn z. B. mehrere selbstoszillierende A/D-Wandler auf einer einzigen Leiterplatte oder nahe nebeneinander implementiert sind. Außerdem erleichtert eine stabile Schaltfrequenz eine Synchronisation mehrerer Wandler. Sie umfasst einen Frequenzschätzer FEL, einen Multiplexer MUX und ein Schieberegister. Das Schieberegister empfängt die Ausgangswerte von dem Latch, z. B. wie in einem First-In-First-Out FIFO-Register, und hält daher Information über eine geeignete Anzahl dieser Werte zurück. Die spezielle Anzahl an Werten, die erinnert werden soll, hängt von der speziellen Ausführungsform ab und kann z. B. der Anzahl an Werten entsprechen, die von dem Latch innerhalb eines Bruchteils einer Schaltperiode, im Prinzip innerhalb ½ einer Periode der gewünschten Schaltfrequenz und praktikabler verwendbar innerhalb z. B. 1/10 einer Periode der gewünschten Schaltfrequenz ermittelt werden. Für jeden Latchausgabewert wird der älteste Wert in dem Schieberegister verworfen. Der Frequenzschätzer FEL überwacht die Schaltfrequenz durch Überwachen der Ausgabe des Latch und steuert mittels des Multiplexers MUX, welcher der zurückgehaltenen Ausgabewerte zum Eingang 132 rückgekoppelt werden sollte. Das Frequenzsteuermittel 138 ist dadurch in der Lage, die Schleifenverzögerung zu variieren, d. h. die Zeit, um die die Ausgabewerte verzögert sind, bevor sie zum Eingang 132 rückgekoppelt worden sind, was wiederum zu einer Variation der Schaltfrequenz führt. Die Selbstoszillationsschaltfrequenz in dieser Ausführungsform wird daher im Wesentlichen durch das Filtermittel 131 in Kombination mit dem Frequenzsteuermittel 138 bestimmt. Dieser Entwurf wird im Wesentlichen angewendet zum Zwecke des Entgegenwirkens des Einflusses von Variationen der Eingangsamplitude auf die Schaltfrequenz.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die spezielle Ausführungsform eines in 13 gezeigten Frequenzsteuermittels durch irgendein mögliches Mittel zum Steuern der Schleifenverzögerung oder Varianten der Ausführungsform von 13 ersetzt werden kann. Außerdem kann das Frequenzsteuermittel, d. h. eine variable Schleifenverzögerung, in den Signalvorwärtspfad positioniert werden anstatt oder zusätzlich dazu in den Rückkopplungspfad.
  • 13 umfasst ferner zusätzliche Eingänge s1(t) und s2(t). Diese können auch verwendet werden, um die Schaltfrequenz zu steuern oder zu beeinflussen. Indem auf einen dieser Eingänge ein periodisches Signal angelegt wird, vorzugsweise eine Quadratwelle, aber ein beliebiger Wellenformtyp kann verwendet werden, der eine Frequenz gleich der gewünschten Schaltfrequenz hat, wird dieses periodische Signal dem Eingangssignal x(t) oder gefilterten Eingangssignal y(t) hinzuaddiert. Dies wiederum verursacht, dass die Schaltfrequenz der selbstoszillierenden Schleife im Wesentlichen bei der Frequenz des zusätzlichen Eingangssignals s1(t) oder s2(t) bleibt. Das zusätzliche Signal kann eine Amplitude von z. B. 5% der maximalen Eingangssignalamplitude haben. Vorzugsweise sollte nur ein zusätzlicher Eingang verwendet werden, aber 13 zeigt verschiedene bevorzugte Positionen, um diese Eingabe anzulegen. Es sei darauf hingewiesen, dass ein Anlegen des zusätzlichen periodischen Signals an irgendeiner anderen Stelle in der Schaltung innerhalb des Schutzbereichs der vorliegenden Erfindung ist, jedoch nicht bevorzugt wird.
  • Wenn sowohl die variable Schleifenverzögerung, die z. B. von dem Frequenzsteuermittel 138 gesteuert wird, als auch das zusätzliche periodische Signal s1(t) oder s2(t) in einer Ausführungsform verwendet werden, ist der Hauptzweck der variablen Schleifenverzögerung die Schaltfrequenz innerhalb einer Toleranz zu halten, d. h. grob die Frequenz abzusperren, wohingegen der Hauptzweck des zusätzlichen periodischen Signals ist, diese Toleranz weiter zu beschränken, d. h. vorzugsweise die Schaltfrequenz vollständig abzusperren.
  • Das Ergebnis des Anlegens eines zusätzlichen periodischen Signals, wie oben beschrieben, kann aus 35A und 35B gesehen werden. Beide Figuren sind Spektren, die aus einer speziellen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erhaltbar sind, bei der die gewünschte Schaltfrequenz gewählt ist, 2 MHz zu sein. 35A veranschaulicht das Spektrum, wenn kein zusätzliches Signal angelegt wird und zeigt das Spektrum für Frequenzen innerhalb des Bereichs von 1 MHz bis 3 MHz. Das Spektrum hat erwartungsgemäß eine Spitze bei ungefähr 2 MHz, aber wie man von 35A aus sehen kann, ist die genaue Spitzenfrequenz eher unklar und sie ist tatsächlich eher bei 2.1 MHz. 35B veranschaulicht das Spektrum derselben speziellen Ausführungsform wie für 35A, aber dieses Mal wird ein zusätzliches periodisches Signal mit einer Amplitude von 5% der maximalen Eingangssignalamplitude angelegt. Wie aus 35B gesehen werden kann, umfasst das Spektrum dieser Ausführungsform klarerweise eine bedeutende Spitze bei ziemlich genau 2 MHz.
  • Die Dezimierungsschaltung 139 kann auch als ein Dezimator bezeichnet werden. Dieser Dezimator umfasst einen Antialiasingfilter, der eine Impulsantwort hat, die länger als die Periode des pulsweitenmodulierten Signals ist, vorzugsweise wenigstens länger als drei Mal die Periode des pulsweitenmodulierten Signals.
  • Die Stoppbandabschwächung des darunterliegenden Antialiasingfilters eines Dezimators, der erfindungsgemäß in Verbindung mit dem A/D-Wandler verwendet wird, muss im Allgemeinen größer als 60 dB sein, vorzugsweise größer als 100 dB. Das Stoppband für diesen Typ von Antialiasingfilter ist gleich: Stopband = k·fSOUT ± BWwobei k = 1, 2, 3, ... bis die Nyquistfrequenz erreicht ist, fSOUT ist die Ausgangsrate des Dezimators und BW ist die Nutzbandbreite, typischerweise 20 kHz.
  • 14 veranschaulicht die Prinzipien eines selbstoszillierenden Modulators, wobei der Zeitquantisierer in die selbstoszillierende Schleife eingefügt ist.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden hauptsächlichen funktionalen Schritte, die mit einer Eingabe beginnen, die einen Summierungspunkt 142 zuführt, die ansonsten als ein Subtraktionspunkt bezeichnet wird. Der Ausgang des Summierungspunkts wird einer Nichtlinearität zugeführt, -einen Begrenzer 144 über einen linearen Filter 143. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d. h. modulierte Signal an einen Quantisierer 145 aus. Der Quantisierer 145 quantisiert das modulierte Signal in der Amplitudendomäne und speist einen Abtaster 146, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 145 empfangenen Signale ausgelegt ist. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 146 wird dem Ausgang der Anordnung zugeführt und außerdem an den Summierungspunkt 142 über einen D/A-Wandler 147 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist ausgelegt, das zeitdiskrete Signal in eine analoge Darstellung zu wandeln, die zum Eingangssignal kompatibel ist.
  • Es sei darauf hingewiesen, dass die oben beschriebene Ausführungsform im Prinzip in einer Einzel- oder Multibitanwendung verwendet werden kann. In einer Einzelbitimplementierung würden der Begrenzer 144 und der Quantisierer 145 einen einzelnen Vergleicher bereitstellen, der sowohl die gewünschte Nichtlinearität und den gewünschten, d. h. Zwei-Pegel, Quantisierungspegel. In einer derartigen Ausführungsform kann der D/A-Wandler in dem Rückkopplungspfad des Oszillators weggelassen werden, da das gewünschte analoge Signal für den Rückkopplungspfad im Prinzip von dem Haltekreis des Latch bereitgestellt wird und zum Summierungspunkt als ein analoges Signal zurückverzweigt werden kann, wohingegen ein digitales Signal zur weiteren Bearbeitung ausgegeben wird. Ein Beispiel einer derartigen Topologie ist in 8 veranschaulicht.
  • 15 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die Nichtlinearität in der digitalen Domäne angeordnet ist.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden, hauptsächlichen funktionalen Schritte, die mit einem Eingang IN beginnen, der einen Summierungspunkt 152 speist. Der Ausgang des Summierungspunkts wird zu einem Quantisierer 155 über einen linearen Filter 153 geführt. Der Quantisierer 155 quantisiert das gefilterte Signal und speist einen Abtaster 156, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 155 empfangenen Signal ausgelegt ist. Das zeitquantisierte Signal wird dann einer Nichtlinearität 154, d. h. einen Begrenzer, zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d. h. modulierte, Signal an den Ausgang der Schaltung aus und koppelt außerdem ein Signal an den Summierungspunkt 152 über einen D/A-Wandler 157 zurück. Der D/A-Wandler ist ausgelegt, um das zeitdiskrete Signal in eine analoge Darstellung zu wandeln, die kompatibel zum Eingangssignal ist.
  • Im Wesentlichen umfasst diese Topologie dieselben Prozessschritte wie oben beschrieben wurde, nun mit dem Unterschied, dass der Begrenzer 154 in der digitalen Domäne enthalten ist. Mit anderen Worten definiert die Nichtlinearität nun die gewünschte Modulation nach dem Zeitquantisieren des Signals.
  • 16 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, bei der die Nichtlinearität in einer amplitudenquantisierenden selbstoszillierenden Schleife enthalten ist und mit einem anschließenden Zeitquantisierer kaskadiert ist, der einen Rauschformer umfasst.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden prinzipiellen funktionalen Schritte, die mit einer Eingabe IN beginnen, die einen Summierungspunkt 162A speist. Die Ausgabe des Summierungspunkts 162A wird an einen Begrenzer 164 über einen linearen Filter 163A geführt. Die analoge Ausgabe, ein PWM-Signal, des Begrenzers 164 wird außerdem direkt an den Summierungspunkt 162A rückgekoppelt. Diese erste Stufe der Schaltung bildet einen selbstoszillierenden Modulator.
  • Außerdem wird die Ausgabe des Modulators einem Quantisierer/Abtaster 165 über einen Summierungspunkt 162B und einen linearen Filter 163B zugeführt. Die zeitdiskrete Ausgabe des Quantisierers/Abtasters 165 wird der Ausgabe Out der Schaltung zugeführt und wird außerdem an den Summierungspunkt 162B über einen D/A-Wandler 167 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler 167 ist ausgelegt, um das zeitdiskrete Signal in eine analoge Darstellung zu wandeln, die zu dem Signal kompatibel ist, das am Eingang des Summierungspunkts 162B aus dem Begrenzer 164 empfangen wird.
  • Im Wesentlichen unterscheidet sich diese Ausführungsform von den oben beschriebenen Ausführungsformen von 14 und 15 in dem Sinn, dass das anfängliche Amplitudenquantisieren und das anschließende Zeitquantisieren nun getrennt wurden. Daher ist das Amplitudenquantisieren in der selbstoszillierenden Schleife 162A, 163A und 164 umfasst, während das anschließende Zeitquantisieren im Hinblick auf einen Zeitquantisierungsfehler auf herkömmlichere Weise mittels Rauschformen gehandhabt wird.
  • Der Vorteil dieser Ausführungsform ist im Wesentlichen, dass der Filter 163B zu Geräuschformungszwecken optimiert werden kann.
  • 17 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, die 16 entspricht, aber wo nur der Quantisierungsfehler, der sich aus dem Zeitquantisierer ergibt, in der Zeitquantisierungsphase gefiltert wird.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden hauptsächlichen funktionalen Schritte, die mit einem Eingang IN beginnen, der einen Summierungspunkt 172A speist. Die Ausgabe des Summierungspunkts 172A wird zu einem Begrenzer 174 über einen linearen Filter 173A geführt. Die analoge Ausgabe, ein PWM-Signal, des Begrenzers 174 wird außerdem direkt an den Summierungspunkts 172A rückgekoppelt. Diese erste Phase der Schaltung bildet einen selbstoszillierenden Modulator.
  • Außerdem wird die Ausgabe des Begrenzers einem Quantisierer/Abtaster 175 über einen zweiten Summierungspunkt 172B zugeführt. Die zeitdiskrete Ausgabe des Quantisierers/Abtasters 175 wird dem Ausgang Out der Schaltung zugeführt und wird außerdem an einen dritten Summierungspunkt 172C über einen D/A-Wandler 177 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler 177 ist ausgelegt zum Wandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Darstellung, die zu dem Signal kompatibel ist, das auf dem Eingang des Summierungspunkts 172C vom Begrenzer 174 empfangen wird. Außerdem wird ein linearer Filter 173B zwischen den Ausgang des Summierungspunkts 172C und einem weiteren Eingang des Summierungspunkts 1728 eingefügt.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass der Rauschformer in der zweiten Modulatorphase, d. h. die Zeitquantisierungsphase, leicht unterschiedlich zu dem von 16 ist, wodurch er eine weitere Variation einer Zeit rauschformenden Charakteristik bietet. Diese Variation kann, wie oben erwähnt, unabhängig von Phase 1, d. h. dem Amplitudenquantisierer ermittelt werden.
  • Außerdem sei darauf hingewiesen, dass Phase eins beider der oben beschriebenen Ausführungsformen die gewünschte Selbstoszillationsmodulationstechnik ermittelt, während Phase zwei, die typischerweise nicht-oszillierend ist, sich mit dem Zeitquantisiererrauschen getrennt beschäftigt, ohne den Betrieb von Phase eins auf andere Weisen als der einfachen additiven Funktion zu beeinflussen.
  • 18 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wo der Zeitquantisierungsfehler an die Amplituden selbstoszillierende Schleife rückgekoppelt wird.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden hauptsächlichen funktionalen Schritte, die mit einer Eingabe beginnen, die einen Summierungspunkt 182A speist. Der Ausgang des Summierungspunkts wird über einen linearen Filter 183A an einen Begrenzer 184 gespeist. Der Begrenzer gibt das beschränkte, d. h. modulierte, Signal an einen Quantisierer weiter 185. Der Quantisierer 185 quantisiert das modulierte Signal in der Amplitudendomäne und speist einen Abtaster 186, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 185 empfangenen Signale ausgelegt ist. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 186 wird an den Ausgang der Anordnung gespeist und außerdem an einen zweiten Summierungspunkt 182B über einen D/A-Wandler 187 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist zum Wandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Darstellung ausgelegt, die zum Eingangssignal des Summierungspunkts 182B kompatibel ist, das vom Ausgang des Begrenzers 184 empfangen wird. Der Ausgang des Summierungspunkts 182B wird außerdem an den Summierungspunkt 182A über einen zweiten linearen Filter 183A rückgekoppelt.
  • Eine weitere Rückkopplung wird an den Ausgang der Begrenzers 184 an den Summierungspunkt 182A ermittelt, was im Wesentlichen eine selbstoszillierende/modulierende Schleife bildet, während die andere Schleife, die untere Schleife, eine quantisierungsfehlerkorrigierende Rückkopplungsschleife gemäß herkömmlichen Rückkopplungsprinzipien, d. h. im Wesentlichen nicht-oszillierend bildet.
  • Im Wesentlichen bildet die obere Schleife, d. h. die den linearen Filter 183A umfassende Schleife, der Begrenzer 184 und die Rückkopplung an der Summierungspunkt 182A typischerweise den gewünschten selbstoszillierenden Modulator, während der Quantisierer 185 und der Abtaster 186 auf einfachere Weise eine Schaltung mittels der "unteren" Rückkopplungs-"Leitung" 187, 183B bilden, die mit den Summierungspunkten 182B und 182A erleichtern eine herkömmlichere Rückkopplung des zeitquantisierenden Rauschens. Es wird darauf hingewiesen, dass das zeitquantisierende Rauschen des kombinierten Quantisierers 185 und Abtasters 186 in der Tat effektiv an die Summierung 182A rückgekoppelt werden können, wodurch sie einen bestimmten Grad an zeitquantisierender Rauschunterdrückung mittels der selbstoszillierenden Phase eins benutzen.
  • 19 veranschaulicht eine weitere Topologie des Rückkoppelns des Zeitquantisierungsfehlers an die Amplituden-selbstoszillierende Schleife.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden hauptsächlichen funktionalen Schritte, die mit einer Eingangsspeisung eines Summierungspunkts 192A beginnen. Der Ausgang des Summierungspunkts wird einem Begrenzer 194 über einen linearen Filter 193A und einen zweiten Summierungspunkt 192B zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d. h. modulierte, Signal an einen Quantisierer 195. Der Quantisierer 195 quantisiert das modulierte Signal in der Amplitudendomäne und speist einen Abtaster 196, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 195 empfangenen Signale. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 196 wird an den Ausgang der Anordnung gespeist und außerdem an einen dritten Summierungspunkt 192C über einen D/A-Wandler 197 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist ausgelegt zum Wandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Darstellung, die zum Eingangssignal des Summierungspunkts 192C kompatibel ist, das aus dem Ausgang des Begrenzers 194 empfangen wurde. Der Ausgang des dritten Summierungspunkts 192C wird außerdem an den zweiten Summierungspunkt 192B über einen zweiten linearen Filter 193B rückgekoppelt.
  • Eine weitere Rückkopplung wird aus dem Ausgang des Begrenzers an den Summierungspunkt 192A ermittelt, was im Wesentlichen eine selbstoszillierende/modulierende Schleife bildet, während die andere Schleife, die untere, eine quantisierende fehlerkorrigierende Rückkopplungsschleife gemäß herkömmlichen Rückkopplungsprinzipien, d. h. im Wesentlichen nicht-oszillierend, bildet.
  • Im Wesentlichen profitiert die obere Schleife von einer getrennten Handhabung des zeitquantisierenden Signals aus dem Abtaster 196 und der Eingabe wegen der verschiedenen Filter 193A und 193B.
  • 20–23 veranschaulichen Beispiele von Nichtlinearitäten, Begrenzer, die in der/den selbstoszillierenden Schleife(n) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet werden.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die anwendbare Begrenzertransferfunktion signifikant innerhalb des Schutzbereich des Erfindung variieren kann, vom harten Abschneider von 20 zu den eher weich schneidenden Begrenzern von 21, 22 und 23. Die welch schneidenden Begrenzer können vorteilhaft mit Multi-Bit PWM-Quantisierern kombiniert werden, da der Übergang zwischen einem Schnitt und dem entgegengesetzten detaillierter beschrieben werden kann. Dieses Merkmal wird unten veranschaulicht.
  • Erfindungsgemäß wird eine Nichtlinearität benötigt zum Erhalten der gewünschten Kombination von Oszillation und Modulation, wie sie von selbst-oszillierenden Modulatoren erreicht wird. Man beachte, dass die weich schneidende Anordnung auch als ein Begrenzer angesehen wird, obwohl die veranschaulichten beiden Schneidepegel im Wesentlichen nur im Unendlichen erreicht werden. Offensichtlich können mehrere andere Begrenzercharakteristiken innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung angewandt werden.
  • 24 veranschaulicht die Charakteristiken eines digitalen PWM-Modulators mit sieben Pegeln gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die veranschaulichte Ausführungsform zeigt ein beispielhaftes PWM-Modulationssignal mit sieben Pegeln als eine Funktion der Zeit, wenn ein 9 kHz sinusförmiges Signal an den A/D-Wandler eingegeben wird.
  • Schaltfrequenzkomponenten werden bei n Mal 1 MHz beobachtet, wobei n = 1, 2, 3, 4, etc.
  • 25 veranschaulicht die Charakteristiken eines zwei-pegeligen PWM-Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die veranschaulichte Ausführungsform zeigt ein beispielhaftes zwei-pegeliges PWM-Modulations-Signal als eine Funktion der Zeit, wenn ein 9 kHz sinusförmiges Signal dem A/D-Wandler zugeführt wird. Auf die verbesserte Unterdrückung von Rauschen im Nutzband, wie in Verbindung mit 8a beobachtet, wird auch in dieser Verbindung hingewiesen.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass der sieben-pegelige PWM-Modulator von einer verbesserten Rauschunterdrückung verglichen mit der zwei-Pegel Ausführungsform profitiert und der Rauschboden ist daher 20 dB geringer als Zwei-Pegel innerhalb des Nutzbandes, hier 0 bis 20 kHz. Die von Multi-Level PWM erreichte Rauschunterdrückung ist daher signifikant, obwohl das Verfahren einen Hochgeschwindigkeits- und Hochqualitäts-D/A-Wandler in der selbstoszillierenden Schleife benötigt.
  • Eine ideale Frequenzantwort kann wie das Diagramm in 30 aussehen. Es umfasst eine logarithmische Verstärkungscharakteristik und eine Phasenverschiebungscharakteristik der Transferfunktion der offenen Schleife, TOL(s) einer selbstoszillierenden Schaltung. Die Verstärkungscharakteristik wird mit asymptotischen Kurven gezeigt. Die Frequenzachsen sind logarithmisch.
  • Vertikale, gestrichelte Linien geben drei spezielle Frequenzen an, eine geringe Frequenz fDC, die obere Frequenz f0 des Nutzfrequenzbands und die höhere Schaltfrequenz fSW, welche die PWM-Modulation antreibt. Von der Verstärkungscharakteristik wird gezeigt, dass sie einen flache Verstärkung DCG von 0 Hz bist zu der unteren Frequenz fDC hat, wo sie dann abrollt. Wegen der Selbstoszillation schneidet sie mit 0 dB bei der Schaltfrequenz fSW. Da von der DC Verstärkung DCG gewünscht wird, so hoch wie möglich zu sein, um die beste Rauschunterdrückung zu erhalten, und sie immer 0 dB bei der Schaltfrequenz fSW ist, bestimmt die Steigung der Abrollverstärkungscharakteristik das Intervall zwischen den beiden Frequenzen. Daher je größer die Schaltfrequenz im Verhältnis zur unteren Frequenz FDC ist und je steiler die Verstärkungssteigung ist, eine desto höhere DC Verstärkung DCG ist erreichbar.
  • Da eine gewünschte DC Verstärkung DCG vorher spezifiziert wird wegen eines Bedürfnisses eines speziellen Signal/Rauschen-Verhältnisses, müssen die letzten Parameter, die Steigung und Wesen des Abrollens und die Position der unteren Frequenz fDC und die Schaltfrequenz fSW dies bewerkstelligen. Da sie eng aneinander gebunden sind ist ihre Bestimmung oft ein Balanceakt. Eine relativ geringe Schaltfrequenz fSW kann die Anforderungen an die Nichtlinearität oder Vergleicher, einen möglichen Schaltmodusverstärker und die anderen Komponenten in der Schleife reduzieren, aber andererseits wird sie Filtermittel höherer Ordnung benötigen, um ein steileres Verstärkungsabrollen zu schaffen. Andererseits benötigt eine leicht abnehmende Verstärkung eine hohe Schaltfrequenz fSW, es gibt aber oft eine obere Grenze zu dieser Frequenz, da insbesondere der Schaltmodusverstärker aber auch andere Komponenten eine intolerierbar hohe Menge an Rauschen in Signale oberhalb einer bestimmten Frequenz einführen.
  • Die in 30 veranschaulichte Phasenverschiebungscharakteristik veranschaulicht die Begrenzungen, welche die Phasenverschiebung einer Offenen-Schleifen-Charakteristik beobachten sollte. Bei Frequenzen unterhalb der Schaltfrequenz fSW, welche das Nutzfrequenzband umfassen, sollte die Phasenverschiebung oberhalb – 180° sein und nimmt bei höheren Frequenzen einen Wert darunter an – 180°. Der Winkel, der fehlt, damit die Phasenverschiebung –180° innerhalb des Nutzfrequenzbands ist, wird als Nutzbandphasenrand UPM bezeichnet. Dieser sollte so klein wie möglich sein bei möglichst kleinen Frequenzen, um die steilste mögliche Verstärkungssteigung bzw. das frühest mögliche Verstärkungsabrollen zu erhalten. Praktisch gibt es jedoch einen minimalen Nutzbandphasenrand UPM, um Stabilität für alle Frequenzen unterhalb der Schaltfrequenz fSW sicherzustellen. Dieser minimale Phasenrand variiert für verschiedene Ausführungsformen und hängt z. B. von der Robustheit der Schaltung, der Art des Eingangssignals, der Komponentenqualität, etc. ab. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der minimale Phasenrand 10° bis 20°. Um eine Schaltung mit einem relativ kleinen Phasenrand zu erhalten, werden ein Filtermittel von relativ hoher Ordnung mit richtig positionierten Filterpolen und Filternullstellen benötigt.
  • Die Phasencharakteristik kann mittels Verzögerungen, Filtermittel etc. gesteuert werden. Die Vergleichermittel führen eine kleine Verzögerung ein. Um die Phase zu steuern, d. h. eine Selbstoszillation bei der richtigen Frequenz sicherzustellen, müssen Filtermittel zu diesem Zweck ausgelegt sein. Je höher die Ordnung des Filtermittels, desto besser kann die Phase gesteuert werden.
  • 31A und 31B veranschaulichen eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 31A ist ein logarithmischer Verstärkungsausdruck der Ausführungsform, wo die Positionen von Filterpolen und Filternullstellen mittels Kreuzen bzw. Kreisen angegeben werden. 31B ist ein Phasenrandausdruck gemäß dem Verstärkungsausdruck von 31A. Die Filterpole und Filter werden auch auf diesem Ausdruck angegeben, obwohl sie bei denselben Frequenzen wie in 31A positioniert sind.
  • Wie man sehen kann, schneidet die Verstärkungskurve mit 0 dB bei 400 kHz und der Phasenrand ist für diese Frequenz entsprechend 0°. Daher ist diese Frequenz die Schaltfrequenz dieser Beispielausführungsform. Die vorliegende Ausführungsform umfasst neun Filterpole und sechs Filternullstellen und ist daher ein System neunter Ordnung. Die sechs Filternullstellen sind mit den zweiten bis siebten Filterpolen gepaart und ein wenig nach links jedes entsprechenden Pols beabstandet. Wegen der hohen Ordnung werden eine relativ flache Phasenrandkurve und eine relativ lineare negative Verstärkungssteigung für das meiste des Nutzfrequenzbands erreicht, das in dieser Ausführungsform das Audioband ist. Der Phasenrand im Nutzband nimmt auf 60° ab entsprechend einer Phasenverschiebung von –120° und die Steigung der Verstärkungskurve ist ungefähr –25 dB pro Dekade. Die lineare Verstärkungssteigung und flache Phasenrand im Nutzband ähnelt den Kurven eines Filters erster oder zweiter Ordnung, außer dass die Verstärkungssteigung eines Filters erster Ordnung –20 dB pro Dekade wäre und der Phasenrand 90° und von einem Filter zweiter Ordnung wäre er –40 dB pro Dekade und 0°. Daher erbringt die vorliegende Ausführungsform eine bessere Leistung als ein einfaches System erster Ordnung wegen einer steileren Steigung und kleinerem Phasenrand, ohne ein System zweiter Ordnung zu werden, welches bei niedrigen Frequenzen instabil wäre. Das Nutzband der vorliegenden Erfindung kann beschrieben werden, dass es eine effektive Ordnung von –25 dB/–20 db = 1,25 hat.
  • Mit der Ausführungsform von 31A und 31B wird eine Offene-Schleifen-Verstärkung von ungefähr 130 dB bei DC und 70 dB bei 1 kHz erreicht.
  • 32A und 32B veranschaulichen eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 32A ist ein logarithmischer Verstärkungsausdruck der Ausführungsform, wo die Positionen von Filterpolen und Filternullstellen mittels Kreuzen bzw. Kreisen angegeben sind. 32B ist ein Phasenrandausdruck gemäß dem Verstärkungsausdruck von 32A. Die Filterpole und Filternullstellen sind auch auf diesem Ausdruck angegeben, obwohl sie bei denselben Frequenzen wie in 32A angegeben sind.
  • Wie bei der Ausführungsform von 31A und 31B ist die Schaltfrequenz dieser Beispielausführungsform 400 kHz. Die vorliegende Erfindung umfasst wieder neun Filterpole und sechs Filternullstellen und ist daher wiederum ein System neunter Ordnung. Die sechs Filternullstellen sind wiederum gepaart mit den zweiten bis siebten Filterpolen, aber sind in dieser Ausführungsform etwas weiter links jedes entsprechenden Pols beabstandet als mit der Ausführungsform von 31A und 31B. Wiederum wegen der hohen Ordnung werden eine relativ flache Phasenrandkurve und eine relativ lineare negative Verstärkungssteigung erreicht für das meiste des Nutzfrequenzbands, das in dieser Ausführungsform das Audioband ist. Der Phasenrand im Nutzband verringert sich auf 45° entsprechend einer Phasenverschiebung von –135° und die Steigung der Verstärkungskurve ist ungefähr –30 dB pro Dekade. Das Nutzband der vorliegenden Ausführungsform kann beschrieben werden, dass es eine wirksame Ordnung von –30 dB/–20 dB = 1,5 hat.
  • Mit der Ausführungsform von 32A und 32B wird eine Offene-Schleifen-Verstärkung von ungefähr 140 dB bei DC und 80 dB bei 1 kHz erreicht.
  • 33A und 33B veranschaulichen eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 33A ist ein logarithmischer Ausdruck der Ausführungsform, bei dem die Positionen von Filterpolen und Filternullstellen mittels Kreuze bzw. Kreise angegeben sind. 33B ist ein Phasenrandausdruck gemäß dem Verstärkungsausdruck von 33A. Die Filterpole und Filternullstellen sind auch auf diesem Ausdruck angegeben, obwohl sie bei denselben Frequenzen wie in 8A positioniert sind.
  • Wie bei der Ausführungsform von 31A und 31B und von 32A und 32B ist die Schaltfrequenz dieser beispielhaften Ausführungsform 400 kHz. Die vorliegende Ausführungsform umfasst neun Filterpole und sechs Filternulistellen und ist daher ein System neunter Ordnung. Die sechs Filternullstellen sind wiederum mit den zweiten bis siebten Filterpolen gepaart, aber sind in dieser Ausführungsform sogar weiter nach links jedes entsprechenden Pols beabstandet als bei der Ausführungsform von 32A und 32B. Wiederum wegen der hohen Ordnung wird eine relativ flache Phasenrandkurve und eine relativ lineare negative Verstärkungssteigung für das meiste des Nutzfrequenzbands erreicht, was in dieser Ausführungsform das Audioband ist. Der Phasenrand in dem Nutzband verringert sich auf 30° entsprechend einer Phasenverschiebung von –150° und die Steigung der Verstärkungskurve ist ungefähr –35 dB pro Dekade. Das Nutzband der vorliegenden Ausführungsform kann beschrieben werden, dass es eine wirksame Größenordnung von –35 dB/–20 dB = 1,75 hat.
  • Mit der Ausführungsform von 33A und 33B wird eine Offene-Schleife-Verstärkung von mehr als 150 dB bei DC und fast 90 dB bei 1 kHz erreicht.
  • 34A und 34B veranschaulichen eine sogar noch weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. 34A ist ein logarithmischer Verstärkungsausdruck der Ausführungsform, wo die Positionen von Filterpolen und Filternulistellen mittels Kreuzen bzw. Kreisen angegeben werden. 34B ist ein Phasenrandausdruck gemäß dem Verstärkungsausdruck von 34A. Die Filterpole und Filternullstellen sind auch auf diesem Ausdruck angegeben, obwohl sie bei denselben Frequenzen wie in 34A positioniert sind.
  • Wie bei der Ausführungsform von 31A und 31B und von 32A und 32B ist die Schaltfrequenz dieser beispielhaften Ausführungsform 400 kHz. Jedoch umfasst die vorliegende Ausführungsform nur fünf Filterpole und zwei Filternullstellen und ist daher ein System fünfter Ordnung. Die zwei Filternulistellen sind mit dem zweiten und dritten Filterpol gepaart und sind in dieser Ausführungsform relativ weit links jedes entsprechenden Pols. Wegen der geringeren Ordnung relativ zu den drei oben beschriebenen Ausführungsformen wird die Phasenrandkurve nicht flach, obwohl sie um einen Durchschnittswert fluktuiert und die Verstärkungssteigung nicht ganz linear ist. Der Phasenrand im Nutzband nimmt ab auf einen Durchschnittswert von ungefähr 35° entsprechend einer Phasenverschiebung von –145°.
  • Mit der Ausführungsform von 34A und 34B wird eine Offene-Schleifen-Verstärkung von ungefähr 135 dB bei DC und ungefähr 80 dB bei 1 kHz erreicht.
  • 26A bis 26C veranschaulichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die verschiedene Grade von Verfahren zum Vermeiden von Prellen, d. h. mehrere enge Pulse oder undefinierte Werte, um den Rand des digitalisierten PWM-Pulses. Im Prinzip ist ein derartiges Prellen nicht notwendigerweise ein Problem, aber was ein vorzugsweise digitales Verarbeiten nach der A/D-Wandlung angeht, ist ein sauberer PWM-Pulszugausgang vorzuziehen.
  • 26A ist im Prinzip gleich zu 8A, die oben beschrieben wurde. Sie umfasst ein Eingangssignal IS, das einem Schleifenfilter CF durch einen Summierungspunkt CSP zugeführt wird und wiederum einer Nichtlinearität CMP, die in diesem Beispiel durch einen Vergleicher verkörpert wird. Die Ausgabe der Nichtlinearität ist vorzugsweise eine PWM-Darstellung des Eingangssignals IS und wird mittels eines Quantisierers QTZ digitalisiert. Das Ausgangssignal OS des Quantisierers wird an den Summierungspunkt CSP rückgekoppelt. Die Ausführungsform von 26A umfasst kein spezielles Mittel zum Vermeiden von Prellen und umfasst daher im Wesentlichen keine Hysterese.
  • Die Nichtlinearität CMP der Ausführungsform von 26A kann z. B. einen Begrenzer, einen Vergleicher, einen Operationsverstärker etc. umfassen.
  • Der Schleifenfilter CF der Ausführungsform von 26A kann von mehreren verschiedenen Arten sein, solange er eine Selbstoszillation erleichtert durch Beitragen zur Phase des Eingangssignals um ungefähr –180° bei der gewünschten Schaltfrequenz. Dieses Erfordernis verursacht, dass nur Schleifenfilter wenigstens zweiter Ordnung anwendbar sind.
  • 28A und 28B veranschaulichen die Rauschunterdrückung, die aus einer speziellen Implementierung der Ausführungsform von 26A erreichbar ist. 28A zeigt die Filtercharakteristik, d. h. Verstärkungs- und Phasencharakteristik eines Filters zweiter Ordnung, der Pole bei den Frequenzen 10 Hz, 10 kHz und 750 kHz umfasst und eine einzelne Nullstelle bei 400 kHz. Der Filter ist normalisiert, so dass seine Verstärkung 0 dB bei der gewünschten Schaltfrequenz von 2 MHz ist. In einer echten Implementierung sollte die Verstärkung eine kleine Ausgangsamplitude, z. B. 200 mV Spitze-zu-Spitze erleichtern, um Anstiegsgeschwindigkeitsprobleme zu vermeiden.
  • Die Filter Verstärkungs-Charakteristik zeigt, dass die Steigung für Frequenzen oberhalb des gemeinsamen Audiobands von 20 kHz fast –40 dB pro Dekade ist, und die Phasencharakteristik zeigt, dass der Phasenrand 20° wird bei 20 KHz und unterhalb 20° bleibt für höhere Frequenzen.
  • 28B zeigt das sich ergebende Spektrum eines Testsignals von 3 kHz, das durch die Ausführungsform von 26A gesendet wurde mit der Filtercharakteristik, die oben mit Bezugnahme auf 28A beschrieben wurde. Die gestrichelte Linie veranschaulicht die Rauschunterdrückungscharakteristik, die aus der Filtercharakteristik H(s) als ((H(s) + 1)–1 hergeleitet wurde. Das Ausgangssignalspektrum folgt offensichtlich der Fehlerunterdrückungscharakteristik. Das 3 kHz Testeingangssignal ist als eine signifikante Spitze bei 3 kHz mit ungefähr 140 dB Unterdrückung des umgebenden Rauschens sichtbar.
  • 26B zeigt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung fast gleich der Ausführungsform von 26A, wo aber Hysterese in der Nichtlinearität CMP implementiert ist, um ein Prellen zu vermeiden. Die Hysterese kann auf mehrere verschiedene Weisen implementiert werden, wovon ein mögliches Verfahren umfasst Hinzufügen von Widerständen, die in Verbindung mit der Nichtlinearität CM gekoppelt sind, und dadurch eine positive Rückkopplung vom Ausgang des Vergleichers zu einem seiner Eingänge verursachen und steuerbar durch Adjustieren der Widerstände relativ zueinander.
  • Anwenden von Hysterese innerhalb einer selbstoszillierenden Schleife wie z. B. die Ausführungsform von 26B verursacht, dass eine zusätzliche Schleifenverzögerung eingeführt wird und dadurch einen Beitrag zur Phase. Wiederum verursacht ein derartiger Beitrag, dass die Schaltfrequenz sich bewegt oder sogar, dass das System unkontrollierbar instabil wird. Da das nicht-lineare Wesen der Hysterese-Schleife verursacht, dass sie zur Phase beiträgt ohne zur Verstärkungscharakteristik der Schleife beizutragen, und da der gesamte Phasenbeitrag innerhalb der Schleife –180° bei einer Frequenz geringer als die gewünschte Schaltfrequenz überschreiten darf, beschränkt die Hysterese tatsächlich die möglichen Schleifenfilterimplementierungen, z. B. durch Beschränken der erreichbaren geringen Frequenzverstärkung. Es ist daher wünschenswert, die wenigstens eine Hysterese zu implementieren, um die beste mögliche Schleifenfiltercharakteristik zu ermöglichen.
  • 29A und 29B entsprechen im Prinzip den oben beschriebenen 28A und 28B, aber diesmal gemäß einer Ausführungsform von 26B, welche Hysterese umfasst. Die angewandte Hysterese ist so entworfen, dass sie mit ungefähr –45° zur Phase bei der gewünschten Schaltfrequenz von 2 MHz beiträgt. Dies ist in den meisten Situationen weit mehr Hysterese als benötigt wird, zeigt aber besser das Prinzip. Um diese Hysterese zuzulassen, muss der Schleifenfilter geändert werden, um einen totalen Phasenbeitrag zu vermeiden, der –180° überschreitet bei einer Frequenz, die geringer als die gewünschte Schaltfrequenz ist. Der für die Beispiele von 29A und 29B implementierte Schleifenfilter ist immer noch ein Filter zweiter Ordnung, umfasst aber nun Pole bei 10 Hz, 20 kHz und 3.3 MHz und eine einzelne Nullstelle bei 200 kHz.
  • Die Filter-Verstärkungscharakteristik zeigt, dass die Steigung für Frequenzen oberhalb des gemeinsamen Audiobands von 20 KHz nun etwas geringer als –40 dB pro Dekade ist, ungefähr – 30 bis – 35 dB pro Dekade, und die Phasencharakteristik zeigt, dass der Phasenrand ungefähr 50° bei 20 kHz ist, aber sogar auf 60° ansteigt, bevor er schließlich fällt.
  • 29B zeigt das sich ergebende Spektrum eines Testsignals von 3 kHz, das durch die Ausführungsform von 26B geschickt wird mit der oben beschriebenen Filtercharakteristik unter Bezugnahme auf die 29A. Die gestrichelte Linie veranschaulicht die rauschunterdrückende Charakteristik, die aus der Filtercharakteristik H(s) als (H(s) + 1)–1 hergeleitet wird. Das Ausgangssignalspektrum folgt offensichtlich der Fehlerunterdrückungscharakteristik. Das 3 kHz Testeingangssignal ist als eine signifikante Spitze bei 3 kHz sichtbar mit ungefähr 120 dB Unterdrückung des umgebenden Rauschens, was 20 dB weniger Unterdrückung ist als mit der Ausführungsform von 26A.
  • Falls die Hysterese um ungefähr 90° oder mehr zur Phase beiträgt, muss der Schleifenfilter ein Filter erster Ordnung sein, oder wenigstens eine effektive Ordnung von 1 oder weniger haben, und dies wird einen signifikanten Leisungsabfall verursachen, verglichen mit den erreichbaren Ergebnissen mit geringer Hysterese oder gar keiner Hysterese. Deshalb sollte der Phasenbeitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbst-oszillierenden Schleife bei der Schaltfrequenz weniger als 90° sein, bevorzugter weniger als 40°, bevorzugter weniger als 20° und am bevorzugtesten weniger als 10°.
  • 26C veranschaulicht eine Ausführungsform, die fast gleich zu 26A ist, aber zusätzlich einen digitalen Entpreller DDB umfasst. Dies ist ein Mechanismus zum Entfernen der Ergebnisse des Prellens, der in der digitalen Domäne implementiert ist, und deshalb im Prinzip nicht beiträgt zu entweder der Verstärkung oder Phasencharakteristiken der Schleife. In einer echten Implementierung wird er jedoch eine kleine, typischerweise bedeutungslose Verzögerung verursachen.
  • Varianten innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung umfassen die Verwendung von mehr als eine Rückkopplung zum Zwecke des Ermittelns der gewünschten selbstoszillierenden Eigenschaften, d. h. eine PWM-Modulation eines Eingangssignals. Weitere Variationen der Erfindung umfassen die Verwendung einer schaltfrequenzstabilisierenden Schaltung, z. B. variable Referenzen, die zum Zwecke des Fixierens der Schaltfrequenz innerhalb eines tolerierbaren Intervalls angewandt werden.
  • Weitere Varianten innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung können umfassen, aber sind darauf beschränkt, das Einfügen einer weiteren Schaltung, wie zum Beispiel Oszillatoren, Stromversorgungen etc. im A/D-Wandler. Figurenlegende
    Fig. 2
    Magnitude and Phase Amplitude und Phase
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Gain [dB] Verstärkung [dB]
    Phase + 180[deg] Phase + 180[deg]
    H(s), frequency response H(s), Frequenzantwort
    Fig. 3a
    Level Pegel
    Time [us] Zeit [us]
    Fig. 3b
    y(t) and pwm(t) y(t) und pwm(t)
    Level Pegel
    Time [us] Zeit
    Fig. 4a
    Level Pegel
    Time [us] Zeit [us]
    Fig. 4b
    y(t) and pwm(t) y(t) und pwm(t)
    Level Pegel
    Time [us] Zeit
    Fig. 8c
    Analog squarewave analoge Quadratwelle
    Clock Takt
    Digital output digitale Ausgabe
    Analog feedback analoge Rückkopplung
    Fig. 13
    Shift register Schieberegister
    FIR down sampler FIR Dezimierer
    Fig. 14
    Linear filter Linearer Filter
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Quantizer Quantisierer
    Sampler Abtaster
    Fig. 15
    Linear filter Linearer Filter
    Quantizer Quantisierer
    Sampler Abtaster
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Fig. 16
    Linear filter Linearer Filter
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Linear filter Linearer Filter
    Quantizer and sampler (A/D) Quantisierer und Abtaster (A/D)
    Fig. 17
    Linear filter Linearer Filter
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Linear Filter Linearer Filter
    Quantizer and sampler (A/D) Quantisierer und Abtaster (A/D)
    Fig. 18
    Linear filter Linearer Filter
    Linear filter Linearer Filter
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Quantizer Quantisierer
    Sampler Abtaster
    Fig. 19
    Linear filter Linearer Filter
    Non-linearity (Limiter) Nichtlinearität (Begrenzer)
    Linear filter Linearer Filter
    Quantizer Quantisierer
    Sampler Abtaster
    Fig. 20
    Input Eingabe
    Output Ausgabe
    Fig. 21
    Input Eingabe
    Output Ausgabe
    Fig. 22
    Input Eingabe
    Output Ausgabe
    Fig. 23
    Input Eingabe
    Output Ausgabe
    Fig. 24
    Time [samples] Zeit [Abtastungen]
    Digital PWM Digitale PWM
    Level [dB] Pegel [dB]
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Fig. 25
    Time [samples] Zeit [Abtastungen]
    Level Pegel
    Digital PWM Digitale PWM
    Level [dB] Pegel [dB]
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Fig. 28A
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Gain [dB] Verstärkung [dB]
    Phase + 180 [deg] Phase + 180 [Grad]
    Fig. 28B
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Level [dB] Pegel [dB]
    Fig. 29A
    Frequency [Hz] Frequenz [Hz]
    Gain [dB] Verstärkung [dB]
    Phase + 180 [deg] Phase + 180 [Grad]
    Fig. 35A
    Frequency [MHz] Frequenz [MHz]
    Level [dB] Pegel [dB]
    Fig. 35B
    Frequency [MHz] Frequenz [MHz]
    Level [dB] Pegel [dB]

Claims (31)

  1. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator umfasst, wobei der Wandler umfasst: wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfassend wenigstens einen Vorwärtspfad, wenigstens einen Rückkopplungspfad, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel (130; 145) umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel (137; 146) kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt, wobei der A/D-Wandler mit einer Schaltfrequenz schaltet, die wenigstens teilweise durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife definiert ist und wobei die Schaltfrequenz wenigstens 100 kHz ist.
  2. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß Anspruch 1 umfasst, wobei die Schaltfrequenz wenigstens 200 KHz ist.
  3. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß Anspruch 1 umfasst, wobei die Schaltfrequenz wenigstens 300 kHz ist.
  4. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–3 umfasst, wobei der A/D-Wandler ein Filtermittel umfasst, wobei das Filtermittel zum Bandpassfiltern des zeitquantisierten Signals geeignet ist.
  5. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–4 umfasst, wobei der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, durch eine Fehlertransferfunktion unterdrückt wird, die bei niedrigen Frequenzen das Inverse der Offen-schleife-Transferfunktionen der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife approximiert.
  6. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–5, wobei der A/D-Wandler Schaltfrequenzsteuermittel umfasst.
  7. A/D-Wandler gemäß Anspruch 6, wobei das Schaltfrequenzsteuermittel eine variable Verzögerung in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife umfasst.
  8. A/D-Wandler gemäß Anspruch 6 oder 7, wobei das Schaltfrequenzsteuermittel einen Generator für ein zusätzliches periodisches Signal umfasst, der mit der selbstoszillierenden Schleife verbunden ist.
  9. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–8, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad eine Nichtlinearität umfasst.
  10. A/D-Wandler gemäß Anspruch 9, wobei die Nichtlinearität einen Begrenzer oder einen frequenzkompensierten Begrenzer oder einen Vergleicher oder einen Operationsverstärker umfasst.
  11. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 9–10, wobei der Phasenbeitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbstoszillierenden Schleife weniger als 90°, vorzugsweise weniger als 40° bei der Schaltfrequenz ist.
  12. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 9–11, wobei der Phasenbeitrag von Hysterese in der Nichtlinearität der selbstoszillierenden Schleife bei der Schaltfrequenz weniger als 20°, vorzugsweise weniger als 10° ist.
  13. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–12, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad und der wenigstens eine Rückkopplungspfad wenigstens eine selbstoszillierende Schleife bilden.
  14. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–13, wobei die selbstoszillierende Schleife einen Pulsweitenmodulator bildet und wobei die Modulation eines analogen Eingangssignals, das dem wenigstens einen Vorwärtspfad zugeführt wird, wenigstens teilweise durch Oszillationen pulsweitenmoduliert wird, die in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife vorliegen.
  15. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–14, wobei eine Transferfunktion H(s) in den Vorwärtspfad eingefügt ist, wodurch sie wenigstens teilweise die Schaltfrequenz steuert.
  16. A/D-Wandler gemäß Anspruch 15, wobei die Ordnung der Transferfunktion wenigstens eins, vorzugsweise wenigstens zwei ist.
  17. A/D-Wandler gemäß Anspruch 15 oder 16, wobei die effektive Ordnung der Transferfunktion wenigstens eins, vorzugsweise im Wesentlichen zwei ist.
  18. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–17, wobei die Taktfrequenz des Zeitquantisierungsmittels wenigstens 10 (zehn) Mal größer, vorzugsweise wenigstens 100 (hundert) Mal größer als die Schaltfrequenz der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife ist.
  19. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–18, wobei die Quantisierung in der Zeitdomäne in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife durchgeführt wird.
  20. A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–19, wobei der A/D-Wandler ferner wenigstens einen Dezimator umfasst, der mit dem digitalen Ausgang kommuniziert.
  21. A/D-Wandler gemäß Anspruch 20, wobei der Dezimator einen Antialiasingfilter umfasst, der eine Impulsantwort hat, die länger als die Periode des pulsweitenmodulierten Signals, vorzugsweise länger als drei Mal die Periode des pulsweitenmodulierten Signals ist.
  22. A/D-Wandler gemäß Anspruch 20 oder 21, wobei die Stoppband-Abschwächung des darunterliegenden Antialiasingfilters des Dezimators größer als 60 dB, vorzugsweise größer als 100 dB ist.
  23. A/D-Wandler gemäß Anspruch 22, wobei das Stoppband des Antialiasingfilters ist: Stoppband = k·fSOUT ± BW, wobei k = 1, 2, 3, ..., bis die Nyquistfrequenz erreicht ist, wobei fSOUT die Ausgaberate des Dezimators ist und BW die Nutzbandbreite, typischerweise vorzugsweise wenigstens 20 KHz ist.
  24. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals in ein pulsweitenmoduliertes digitales Signal, wobei das analoge Eingangssignal in eine pulsweitenmodulierte Darstellung mittels wenigstens einer selbstoszillierender Schleife moduliert wird, wobei die selbstoszillierende Schleife umfasst wenigstens einen Vorwärtspfad, wenigstens einen Rückkopplungspfad, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel (130; 145) umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel (137; 146) kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt, wobei die Pulsweitenmodulation auf eine Schaltfrequenz gegründet wird, die wenigstens teilweise durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife definiert ist, und wobei die Schaltfrequenz wenigstens ungefähr 100 kHz ist.
  25. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Signals gemäß Anspruch 24, wobei das analoge Signal ein Audio- oder ein aus einem Audiosignal abgeleitetes Signal umfasst.
  26. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals gemäß Anspruch 24 oder 25, wobei das Verfahren die Schritte des Darstellens einer pulsweitenmodulierten Darstellung als ein analoges Signal und des Quantisierens der Pulsweitenmodulation in der Zeitdomäne umfasst, und wobei die pulsweitenmodulierte Darstellung mittels wenigstens eines selbstoszillierenden Modulators erhalten wird, der wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst.
  27. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Signals gemäß einem der Ansprüche 24–26, wobei die Schaltfrequenz wenigstens 200 kHz ist.
  28. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals gemäß einem der Ansprüche 24–27, wobei die Schaltfrequenz wenigstens 300 kHz ist.
  29. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals gemäß einem der Ansprüche 24–28, wobei die Taktfrequenz des Zeitquantisierungsmittels wenigstens 10 (zehn) Mal größer, vorzugsweise wenigstens 100 (hundert) Mal größer als die Schaltfrequenz der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife ist.
  30. Verfahren zur Pulsweitenmodulation eines analogen Eingangssignals gemäß einem der Ansprüche 24–29, wobei das Verfahren in einem Audio A/D-Wandler durchgeführt wird.
  31. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 24–30, wobei das Verfahren in einem A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–23 angewandt wird.
DE602004013022T 2003-09-22 2004-09-22 A/d-umsetzer Active DE602004013022T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
WOPCT/DK03/00613 2003-09-22
PCT/DK2003/000613 WO2005029707A1 (en) 2003-09-22 2003-09-22 Self-oscillating a/d-converter
PCT/DK2004/000643 WO2005029708A1 (en) 2003-09-22 2004-09-22 A/d converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE602004013022D1 DE602004013022D1 (de) 2008-05-21
DE602004013022T2 true DE602004013022T2 (de) 2009-06-18

Family

ID=34354342

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60315524T Expired - Fee Related DE60315524T2 (de) 2003-09-22 2003-09-22 Selbstoszillierender a/d-umsetzer
DE602004013022T Active DE602004013022T2 (de) 2003-09-22 2004-09-22 A/d-umsetzer

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60315524T Expired - Fee Related DE60315524T2 (de) 2003-09-22 2003-09-22 Selbstoszillierender a/d-umsetzer

Country Status (6)

Country Link
US (3) US7379001B2 (de)
EP (2) EP1665541B1 (de)
AT (2) ATE369659T1 (de)
AU (1) AU2003266205A1 (de)
DE (2) DE60315524T2 (de)
WO (2) WO2005029707A1 (de)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2003266205A1 (en) 2003-09-22 2005-04-11 Tc Electronic A/S Self-oscillating a/d-converter
DE102005052702B4 (de) 2005-11-04 2007-10-25 Infineon Technologies Ag Synchronisationsschaltung zur Synchronisation von PWM-Modulatoren
WO2008006367A1 (en) * 2006-07-11 2008-01-17 The Tc Group A/S A high-mode self-oscillating pulse modulator
US7352311B2 (en) * 2006-08-22 2008-04-01 Freescale Semiconductor, Inc. Continuous time noise shaping analog-to-digital converter
US7532137B2 (en) * 2007-05-29 2009-05-12 Infineon Technologies Ag Filter with capacitive forward coupling with a quantizer operating in scanning and conversion phases
US8242941B2 (en) 2007-11-20 2012-08-14 The Tc Group A/S Pulse modulation A/D-converter with feedback
US7612696B2 (en) * 2008-03-28 2009-11-03 Motorola, Inc. Method and system for decimating a pulse width modulated (PWM) signal
GB2463880A (en) * 2008-09-25 2010-03-31 Ubidyne Inc An EER amplifier with linearising RF feedback
WO2010146490A1 (en) * 2009-06-18 2010-12-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Signal-detection with band-pass spectral shaping
US8494180B2 (en) * 2010-01-08 2013-07-23 Intersil Americas Inc. Systems and methods to reduce idle channel current and noise floor in a PWM amplifier
US8299946B2 (en) * 2010-02-03 2012-10-30 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Noise shaping for digital pulse-width modulators
CN106385258B (zh) * 2016-09-26 2019-11-12 上海晟矽微电子股份有限公司 提高单片机的模数转换精度的方法及装置
US9825645B1 (en) 2016-12-22 2017-11-21 Infineon Technologies Ag Self-oscillating dual-slope integrating quantizer for sigma delta modulators
GB2566338A (en) 2017-08-31 2019-03-13 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Modulators
US10348282B1 (en) 2018-07-31 2019-07-09 Cirrus Logic, Inc. Modulators

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4123709A (en) * 1977-01-24 1978-10-31 Canadian Patents And Development Limited Adaptive digital delta modulation for voice transmission
US4695742A (en) * 1983-05-09 1987-09-22 Sangamo Weston, Inc. Charge balance voltage-to-frequency converter utilizing CMOS circuitry
DE3642360A1 (de) 1986-12-11 1988-06-23 Rohde & Schwarz Analog-digital-wandler mit mehrfachabtastung
US4768018A (en) * 1987-07-16 1988-08-30 General Electric Company Analog to digital converter for an electronic circuit breaker with out-of-supply-range input signals
JP2618742B2 (ja) 1990-07-09 1997-06-11 康人 竹内 Ｆｍ復調器
US5245343A (en) * 1990-08-03 1993-09-14 Honeywell Inc. Enhanced accuracy delta-sigma A/D converter
DE59107659D1 (de) * 1991-11-13 1996-05-09 Flowtec Ag Delta-Sigma-Analog/Digital-Wandler
DE19535615A1 (de) * 1994-10-20 1996-05-02 Analogic Corp Datenerfassungssystem, insbesondere für Computertomographie-Geräte
US5729230A (en) * 1996-01-17 1998-03-17 Hughes Aircraft Company Delta-Sigma Δ-Σ modulator having a dynamically tunable continuous time Gm-C architecture
US5834987A (en) * 1997-07-30 1998-11-10 Ercisson Inc. Frequency synthesizer systems and methods for three-point modulation with a DC response
US6232902B1 (en) * 1998-09-22 2001-05-15 Yokogawa Electric Corporation Sigma-delta analog-to-digital converter
TW548659B (en) * 2000-09-05 2003-08-21 Samsung Electronics Co Ltd Delay locked loop circuit for reducing load of variable delay unit at high-frequency operation and locking external clock signal stably
SE0003342D0 (sv) 2000-09-19 2000-09-19 Bang & Olufsen Powerhouse As Controlled self-oscillation modulator and power conversion system using such a modulator
DE10128942B4 (de) 2001-06-18 2007-01-11 Mettler-Toledo Gmbh Integrierender A/D-Wandler
US6664908B2 (en) * 2001-09-21 2003-12-16 Honeywell International Inc. Synchronized pulse width modulator
ATE342611T1 (de) * 2002-03-20 2006-11-15 Freescale Semiconductor Inc Analog-digital sigma-delta modulator mit fir- filter
US7142606B2 (en) * 2002-09-27 2006-11-28 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for shared processing a plurality of signals
US6674387B1 (en) 2002-10-02 2004-01-06 Honeywell International Inc. Pulse width modulation analog to digital conversion
AU2003266205A1 (en) * 2003-09-22 2005-04-11 Tc Electronic A/S Self-oscillating a/d-converter
US7142142B2 (en) * 2004-02-25 2006-11-28 Nelicor Puritan Bennett, Inc. Multi-bit ADC with sigma-delta modulation
US6965339B2 (en) * 2004-04-07 2005-11-15 Motorola, Inc. Method and system for analog to digital conversion using digital pulse width modulation (PWM)
US7084799B1 (en) * 2005-05-09 2006-08-01 Sls International, Inc. Sigma-delta modulated amplifier
US7183957B1 (en) * 2005-12-30 2007-02-27 Cirrus Logic, Inc. Signal processing system with analog-to-digital converter using delta-sigma modulation having an internal stabilizer loop

Also Published As

Publication number Publication date
DE60315524T2 (de) 2008-04-30
US20070085717A1 (en) 2007-04-19
ATE392045T1 (de) 2008-04-15
ATE369659T1 (de) 2007-08-15
US20080129572A1 (en) 2008-06-05
WO2005029708A1 (en) 2005-03-31
DE60315524D1 (de) 2007-09-20
US7379001B2 (en) 2008-05-27
WO2005029707A1 (en) 2005-03-31
EP1665542B1 (de) 2008-04-09
EP1665542A1 (de) 2006-06-07
US7388530B2 (en) 2008-06-17
DE602004013022D1 (de) 2008-05-21
US20070040721A1 (en) 2007-02-22
AU2003266205A1 (en) 2005-04-11
EP1665541B1 (de) 2007-08-08
EP1665541A1 (de) 2006-06-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE602004013022T2 (de) A/d-umsetzer
DE3908314C2 (de)
DE69530737T2 (de) AD-Wandler mit Sigma Delta Modulation
DE69107059T2 (de) Sigma-delta-modulator.
DE69220723T2 (de) Analog/Digitalwandler, Digital/Analogwandler und digitale Modulatoren
DE102013201647B4 (de) Analog-digital-wandler, signalprozessor und verfahren für analog-digital-wandlung
DE112012000529B4 (de) Direkte Rückkopplung für zeitkontinuierliche überabgetastete Wandler
DE68915700T2 (de) Verfahren zur Kaskadierung von mehreren Sigma-Delta-Modulatoren und ein Sigma-Delta-Modulatorsystem.
DE68915746T2 (de) Anordnung für einen sigma-delta-umsetzer für bandpass-signale.
DE112005000786B4 (de) Verfahren und System zur Analog-zu-Digital-Wandlung unter Verwendung digitaler Pulsbreitenmodulation (PWM)
DE60319515T2 (de) Delta-sigma-modulator
DE69818631T2 (de) Verstärkungsanordnung für digitale signale
EP1177634B1 (de) Sigma-delta-analog/digital-wandleranordnung
DE69213358T2 (de) Sigma-delta Analog-Digitalwandler mit verbesserter Stabilität.
DE69122179T2 (de) A/S-Signalwandler mit mehrfachem Sigma-Delta-Modulator
DE4218533C2 (de) Schaltkondensator-Schaltkreis
DE10235062B4 (de) Filterverfahren und A/D-Wandlergerät mit einer Filterfunktion
DE3883081T2 (de) Analog-Digitalumsetzer mit Delta-Sigmamodulation.
DE102006023697B4 (de) Verfahren zum Decodieren, Decodierer, Codierer-Decodierer-System und Wandler
DE60211208T2 (de) Sigma-delta modulation
DE69421977T2 (de) Ausgangsfilter für einen Überabtastungs-Digital zu Analog-Konverter
DE102017104012B4 (de) Verfahren und vorrichtung für einen delta-sigma-adc mit parallel gekoppelten integratoren
DE60131048T2 (de) Verfahren zur Dämpfung unerwünchten Frequenzen während der Abtastung eines Nachrichtensignals
DE102005028726B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Analog-Digital-Wandlung
DE69114129T2 (de) Dezimationsfilter für Sigma-Delta Konverter und Datenendeinrichtung mit einem solchen Filter.

Legal Events

Date Code Title Description
8327 Change in the person/name/address of the patent owner

Owner name: THE TC GROUP A/S, RISSKOV, DK

8364 No opposition during term of opposition