DE60315524T2 - Selbstoszillierender a/d-umsetzer - Google Patents

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Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf einen A/D-Wandler gemäß dem unabhängigen Anspruch 1.
  • Hintergrund der Erfindung
  • In den letzten Jahren wurden sogenannte selbstoszillierende Modulatoren der Gegenstand ausgedehnter Forschung. Selbstoszillierende Modulatoren wurden unter vielen Namen im Stand der Technik als gesteuerte oszillierende Modulatoren bezeichnet. Die Verwendung derartiger selbstoszillierender Modulatoren war jedoch relativ beschränkt aufgrund der Tatsache, dass die Leistung der Modulatoren irgendwie beschränkt war, wobei dadurch der potentielle Markt auf einfache Anwendungen reduziert war. Andere bezeichnen selbstoszillierende Modulatoren als gesteuerte oszillierende Modulatoren.
  • US 5,204,635 offenbart einen A/D-Wandler, der Bestandteil eines digitalen FM-Demodulators ist, in dem die momentane Frequenz unter Verwendung eines Phasendetektors in ein diskretes PWM-Signal gewandelt wird. Der Ausgang wird anschließend amplituden- und zeitquantisiert.
  • DE 3642360 offenbart einen A/D-Wandler für synchrones Abtasten eines periodischen Signals, in dem die Startzeit für Abtastzyklen zur Minimierung von Phasensprüngen verschoben ist.
  • WO 02/25357 offenbart einen selbstoszillierenden Modulator in einer allgemeinen PWM-Anwendung.
  • Sabouri, F. et al: "A high-performance calibration-free charge balancing analog-to digital converter" IEEE Transaktionen über Instrumentierung und Messung, IEEE Inc. NY Bd. 45, Nr. 5, Seiten 847–853, XP000631687. Der Wandler ist nicht selbstoszillierend.
  • Kurzfassung der Erfindung
  • Die Erfindung bezieht sich auf einen einen selbstoszillierenden Modulator umfassenden A/D-Wandler, wobei der Wandler wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst, die wiederum wenigstens einen Vorwärtspfad und wenigstens einen Rückkopplungspfad umfasst, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt.
  • Gemäß der Erfindung kann ein Hochgeschwindigkeits-, hochauflösender A/D-Wandler aufgrund der Tatsache erhalten werden, dass eine vorteilhafte Pulsweitenmodulation durch die wenigstens eine selbstoszillierende Schleife erleichtert wird. Es sei darauf hingewiesen, dass der Vorwärtspfad FP sich allgemein auf einen Vorwärtspfad bezieht, wobei er z.B. nicht nur den Vorwärtspfad einer geschlossenen Rückkopplungsschleife umfasst. Daher können zeitquantisierende Mittel mit amplitudenquantisierenden Mitteln extern mit der Schleife kaskadiert werden.
  • Gemäß der Erfindung wird ein kombiniertes amplituden- und zeitquantisiertes Signal als eine hybride Repräsentation verstanden, die teilweise als das traditionelle Amplitudenquantisieren, das mit einem weiteren Quantisieren im Zeitbereich kombiniert wird, ermittelt wird. Dieses Quantisieren kann auch als ein zweidimensionales Quantisieren bezeichnet werden. In diesem Kontext sollte darauf hingewiesen werden, dass ein amplitudenquantisiertes Signal auch ein PWM- Signal mit zwei Pegeln in dem Sinne umfassen kann, dass die beiden Pegel als zwei amplitudenquantisierte Pegel betrachtet werden können, die zur Ermittlung des gewünschten Werts geeignet sind, wenn sie mit einem zeitquantisierten Signal kombiniert werden.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sollte die Zeitquantisierung die Zeitachse über eine PWM-Periode in wenistens 10, vorzugsweise wenigstens 100 Zeitsubintervalle unterteilen.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist das Zeitquantisierungsmittel in der selbstoszillierenden Schleife angeordnet.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind die Zeit- und Amplitudenquantisierungsmittel in der Vorwärtsschleife wenigstens einer selbstoszillierenden Schleife beinhaltet. Auf diese Weise kann die Genauigkeit der Zeitquantisierung in einem gegebenen Frequenzband beträchtlich verbessert werden, verglichen mit dem, was tatsächlich auf der Grundlage der bekannten Eigenschaften eines verfügbaren Zeitquantisierers, wie z.B. einem Einbitabtaster, erwartet werden sollte. Daher kann die verfügbare Zeitauflösung im Zeitbereich beträchtlich in dem Sinne verbessert werden, dass die selbstoszillierende Schleife sowohl intrinsisches Rauschen und sogar quantisierendes Rauschen unterdrückt, wenn der Zeitquantisierer im Vorwärtspfad einer selbstoszillierenden Schleife beinhaltet ist. Ein Beispiel der oben beschriebenen Schaltung ist in 8a veranschaulicht.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel ein Hochgeschwindigkeitsabtastmittel.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel einen z.B. 50–200 MHz Abtaster, obwohl höhere Frequenzen natürlich angewandt werden können. Offensichtlich wird gemäß der Erfindung eine hohe Zeitauflösung bevorzugt, um die effektive Auflösung so viel wie möglich zu vergrößern.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel einen Hochgeschwindigkeits-Einbitabtaster.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann ein Hochgeschwindigkeits-Einbitabtaster z.B. ein einfaches Latch umfassen, das z.B. bei einer Frequenz von 50 bis 200 MHz abtastet.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Zeitquantisierungsmittel latch-basierte Schaltungen, die wenigstens ein Latch, vorzugsweise wenigstens zwei kaskadierte Latches umfassen.
  • Es wurde erkannt, dass ein wenigstens zwei kaskadierte Latches umfassender Zeitquantisierer die gewünschte Leistung der Zeitquantisierers verbessert, indem er nicht definierte Gebiete vermeidet.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel und das Zeitquantisierungsmittel einen Multibit-A/D-Wandler, wobei der Vorwärtspfad wenigstens einen D/A-Wandler umfasst, der ausgelegt ist, das zeitquantisierte Signal in ein analoges Signal umzuwandeln.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann das zeitquantisierte Ausgangssignal von einem Multibit A/D-Wandler ermittelt werden. Auf diese Weise kann ein detaillierterer digitalisierter Ausdruck der analogen Signals ermittelt werden. Außerdem kann, um die selbstoszillierenden Eigenschaften der Schleife zu unterstützen, diese Multibitrepräsentation in ein analoges Signal umgewandelt werden, das zum Eingang des Vorwärtspfades rückgekoppelt werden kann.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung sind die Abwärts-Abtastmittel mit dem Zeitquantisierungsmittel verbunden.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann das Abwärts-Abtastmittel sowohl direkt mit der Zeitquantisierung und über weitere Schaltungen gekoppelt sein.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler zwei oder mehr selbstoszillierende Schleifen (SOL).
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann mehrfaches Selbstoszillieren z.B. zur Verbesserung von Rauschunterdrückung, etc. angewandt werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplituden- und Zeitquantisierungsmittel einen analogen Pulsweitenmodulator mit zwei Pegeln.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenund Zeitquantisierungsmittel einen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator mit mehreren Pegeln.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der A/D-Wandler single-ended.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist der A/D-Wandler differentiell.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst der A/D-Wandler Filtermittel, wobei die Filtermittel zum Bandpassfiltern des zeitquantisierten Signals ausgelegt sind.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, von einer Fehlertransferfunktion unterdrückt, die bei niedrigen Frequenzen das Inverse der Transferfunktion der geöffneten Schleife der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife annähert.
  • Gemäß dem speziellen Kontext der Erfindung können niedrige Frequenzen als Frequenzen weit unter der Schaltfrequenz betrachtet werden. Eine Vorbedingung zum Erhalten der gewünschten Transferfunktion ist, dass |H(s)| >> 1 bei niedrigen Frequenzen und wenigstens auf dem Nutzband.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, von einer Fehlertransferfunktion unterdrückt, die bei hohen Frequenzen 0 dB annähert.
  • Gemäß dem speziellen Kontext der Erfindung können hohe Frequenzen als Frequenzen deutlich über der Schaltfrequenz angesehen werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel einen Begrenzer.
  • Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung können mehrere verschiedene Begrenzer zum Zwecke des Erhaltens der gewünschten Kombination von Modulation und Oszillation angewandt werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung umfasst das Amplitudenquantisierungsmittel einen frequenzkompensierten Begrenzer.
  • Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform kann Frequenzkompensierung angewandt werden. In diesem Kontext wird Frequenzkompensierung als eine Kompensation betrachtet, die in die selbstoszillierende(n) Schleife(n) eingefügt wird oder einfach die selbstoszillierende(n) Schleife(n) betrifft, eine stetige Schaltfrequenz aufrechtzuhalten.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird eine variable selbstoszillierende Schleifenverzögerung angewandt.
  • Durch Anwenden einer variablen Verzögerung in der selbstoszillierenden Schleife kann eine stetige Schaltoszillationsfrequenz erhalten werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung ist eine variable Verzögerung im Rückkopplungspfad.
  • Durch Anwenden einer variablen Verzögerung in dem Rückkopplungspfad kann eine stetig Schaltoszillationsfrequenz erhalten werden.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird eine Transferfunktion H(s) in den Vorwärtspfad eingefügt, wobei sie dadurch wenigstens teilweise die Schaltfrequenz steuert.
  • Offensichtlich können gemäß weiteren Ausführungsformen der Erfindung weitere Filter angewandt werden, die z.B. Teil wenigstens eines Rückkopplungspfads der selbstoszillierenden Schaltung sind.
  • Außerdem bezieht sich die Erfindung auf ein Verfahren zum Durchführen einer A/D-Wandlung, die die Schritte des Repräsentierens einer pulsweitenmodulierten Repräsentation als ein analoges Signal und Quantisieren der Pulsweitenmodulation im Zeitbereich umfasst.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird die pulsweitenmodulierte Repräsentation mittels wenigstens eines selbstoszillierenden Modulators erreicht, der wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfasst.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird die Quantisierung im Zeitbereich in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife durchgeführt.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird das Verfahren in einem A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–20 angewandt.
  • Die Figuren
  • Die Erfindung wird unten unter Bezugnahme auf die Figuren beschrieben, wobei
  • 1 den selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator veranschaulicht,
  • 2 Filtercharakteristiken eines Pulsweitenmodulators veranschaulicht,
  • 3a und 3b eine mögliche Eingabe bzw. eine sich ergebende Ausgabe eines Pulsweitenmodulators veranschaulichen,
  • 4a und 4b eine weitere mögliche Eingabe bzw. eine sich daraus ergebende Ausgabe eines Pulsweitenmodulators veranschaulichen,
  • 5 einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 6a und 6b die A/D-Wandlung gemäß der Ausführungsform von 5 veranschaulichen,
  • 7 das Rauschspektrum eines Pulsweitenmodulators gemäß der Ausführungsform von 5 veranschaulicht, wenn eine sinusförmige Eingabe angelegt wird,
  • 8a–8c eine weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulichen, bei welcher der Zeitquantisierer in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist,
  • 9 zwei Haupttransferfunktionen veranschaulicht, die die Leistung der bevorzugten Ausführungsform von 8 veranschaulichen,
  • 10 das Rauschspektrum der Ausführungsform von 8 veranschaulicht,
  • 11 eine bevorzugte differentielle Ausführungsform eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 12 eine Multibit-Version eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 13 einen Analog-nach-PCM-Wandler gemäß einer Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht,
  • 14 die Prinzipien eines selbstoszillierenden Modulators veranschaulicht, wobei der Zeitquantisierer in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist,
  • 15 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, wobei die Nichtlinearität im digitalen Bereich eingerichtet ist,
  • 16 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei welchem die Nichtlinearität in einer selbstoszillierenden Schleife enthalten ist und mit einem folgenden, einen Rauschformer umfassenden Zeit- und Amplitudenquantisierer kaskadiert ist,
  • 17 eine Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, die 16 entspricht, aber bei der nur der aus dem Zeit quantisierer sich ergebende Quantisierungsfehler gefiltert wird,
  • 18 eine weitere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht, bei der der Zeitquantisierungsfehler zur Amplituden-selbstoszillierenden Schleife rückgekoppelt wird,
  • 19 eine weitere Topologie des Rückkoppelns des Zeitquantisierungsfehlers an die Amplituden-selbstoszillierende Schleife veranschaulicht,
  • 20–23 Beispiele von Nichtlinearitäten veranschaulichen, die in der/den selbstoszillierenden Schleife(n) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung angewandt werden,
  • 24 die Charakteristiken eines digitalen Pulsweitenmodulators mit sieben Pegeln veranschaulicht, und wobei
  • 25 die Charakteristiken eines Pulsweitenmodulators mit zwei Pegeln veranschaulicht.
  • Detaillierte Beschreibung
  • Selbstoszillierende Modulatoren haben während der letzten Jahre eine gewisse Verwendung gefunden, aber die Verwendung derartiger Modulationstechniken war bis jetzt auf relativ wenige Marktsegmente beschränkt.
  • Beispiele derartiger selbstoszillierender Modulatoren sind WO 00/42702 , WO 02/25357 , WO 02/093973 , US 6,118,336 , WO 98/19391 , WO 00/27028 , US 6,249,182 , die verschiedene Grundprinzipien bezüglich des Ermittelns und Steuerns der gewünschten Oszillation in Kombination mit der gewünschten Modulation offenbaren. Es wird darauf hingewiesen, dass es erfindungsgemäß allgemein bevorzugt ist, eine relativ hohe Schaltfrequenz anzuwenden, um nicht nur die gewünschte Oszillation sondern auch eine sehr leistungsstarke Rauschunterdrückung zu erreichen, die durch den/die breitbandigen Rückkopplungspfad(e) des selbstoszillierenden Modulators erreicht wird.
  • 1 veranschaulicht ein Beispiel eines derartigen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulators.
  • Von Anfang an sollte darauf hingewiesen werden, dass PWM in diesem Kontext mehrere verschiedene Typen von Variationen, wie z.B. NPWM, LPWM, etc., abdeckt. Der veranschaulichte PWM-Modulator benutzt auf bekannte Weise die sehr breitbandige Rückkopplung als Fehlerabschwächung in Kombination mit der PWM-Modulation des Eingangssignals. Offensichtlich können mehrere andere selbstoszillierende Topologien mit weiteren Signalpfaden innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung angewandt werden. Im Wesentlichen sollte die veranschaulichte Schaltung eher als ein Grundmodell eines selbstoszillierenden Modulators angesehen werden.
  • Der veranschaulichte selbstoszillierende Modulator umfasst einen Eingang 12, der ein Eingangssignal x(t) zu einem Vergleicher 10 über einen Subtraktionspunkt 16 und kompensierende Filtermittel 11 leitet. Der Vergleicher 10 liefert eine Ausgabe-PWM(t) an einen Ausgang 14 des Schaltungsausgangs. Außerdem wird diese Ausgabe an den Subtraktionspunkt 16 rückgekoppelt. Das Anordnen von z.B. Filtermitteln kann z.B. auf mehrere verschiedene Arten realisiert werden, z.B. durch Einbinden weiterer Filtermittel z.B. in weitere (nicht gezeigte) Rückkopplungs- oder Vorwärtspfade. Man beachte, dass die veranschaulichte Ausführungsform einen Vergleicher aufweist 10, der eine variable Spannungsreferenz statt einem festen Bezug hat, um die Schaltfrequenz in einem bestimmten gewünschten Schaltfrequenzintervall unabhängig oder im Wesentlichen unabhängig von den Frequenzen des Eingangssignals zu halten. Die variable Spannungsreferenz kann auf viele Arten innerhalb des Schutzumfanges der, z.B. auf der Grundlage der Amplitude des Eingangssignals des Modulators, ermittelt werden. Ein Beispiel eines Prinzips, das zu diesem Zwecke angewandt wird, ist aus WO 00/42702 bekannt.
  • Eine Art, den Modulator zu betrachten, kann wie folgt aufsummiert werden: die offene Schleifenphase muss ungefähr –180 Grad bei der gewünschten Schaltfrequenz sein. Der Vergleicher stellt die Verstärkung bereit. Ein Beispiel eines geeigneten Filters H(s) kann in 2 veranschaulicht werden, in der die Schaltfrequenz ungefähr 384 kHz ist.
  • 3a und 3b veranschaulichen eine mögliche Eingabe und eine sich ergebende Ausgabe eines PWM-Modulators, wobei 3a ein beispielhaftes Eingangssignal x(t) = 0 veranschaulicht und 3b die sich ergebende Ausgabe-PWM(t) des Modulators veranschaulicht.
  • 4a und 4b veranschaulichen eine weitere mögliche Eingabe und eine sich ergebende Ausgabe eines selbstoszillierenden PWM-Modulators, wobei 3a ein beispielhaftes, sinusförmiges Eingangssignal von x(t) = 20kHz – 6dB veranschaulicht und 4b die sich ergebende Ausgabe-PWM(t) des Modulators veranschaulicht.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die Oszillation in der selbstoszillierenden in 4a veranschaulichten Ausführungsform schwimmend ist in dem Sinne, dass das Schaltsignal ein Überlagerungssignal ist, welches, wenn es mit einer schwellwertausgelösten Schaltung, z.B. einem Vergleicher, zu einer gewünschten Modulation des Eingangssignals, hier eines PWM-modulierten Signals, führt.
  • 5 veranschaulicht einen selbstoszillierenden A/D-Modulator, einen A/D-Wandler ADCD gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
  • Die Ausführungsform umfasst einen Eingang, durch welchen ein analoges Eingangssignal IS dem Vergleicher CMP über einen Filter CF und einen Subtraktionspunkt CSP zugeführt wird. Die Ausgabe des Vergleichers CMP wird dem Eingang D des Latch QTZ zugeführt, das wiederum ein Ausgangssignal OS mittels einer Ausgabe Q liefert. Die Ausgabe des Vergleichers QTZ wird dem Subtraktionspunkt CSP zurückgeführt und von dem Eingangssignal IS vom Eingang des Modulators subtrahiert.
  • Im Wesentlichen umfasst der veranschaulichte Modulator, der auch als A/D-Wandler bezeichnet wird, zwei Abschnitte, einen ersten selbstoszillierenden Abschnitt, der einen analogen Modulator, z.B. einen selbstoszillierenden PWM-Modulator umfasst, und einen zweiten Abschnitt, der einen A/D-Abtaster umfasst, der zur Wandlung des vom ersten Abschnitt empfangenen Signals in einen Strom digitaler Pulse ausgelegt ist. Die Aufgabe des ersten Abschnitts ist in erster Linie, eine modulierte Repräsentation eines Eingangssignals IS zu ermitteln. Die modulierte Repräsentation kann gemäß der veranschaulichten Ausführungsform ein PWM-Signal umfassen. Mehrere Variationen von auf Selbstoszillierung basierender Techniken sind zum Ermitteln einer modulierten Repräsentation eines analogen Eingangssignals IS geeignet. Das ermittelte Signal, hier: am Ausgang eines Vergleichers CMP kann als eine analoge modulierte Version des Eingangssignals angesehen werden.
  • Eine andere Art und Weise, den ersten Abschnitt zu betrachten, ist, dass ein Eingangssignal auf der Grundlage der Amplitude des Eingangssignals IS, hier in zwei Amplitudenpegel quantisiert, d.h. als ein herkömmliches PWM-Signal quantisiert wird.
  • Im zweiten Abschnitt kann das analoge Signal in ein digital repräsentiertes Signal umgewandelt werden, das zur weiteren digitalen Signalverarbeitung geeignet ist. In der veranschau lichten Ausführungsform wird ein herkömmliches schnell laufendes Latch QTZ als ein Zeitquantisierer angewandt und gibt ein digitales PWM-Signal aus.
  • Das Ausgabesignal OS des zweiten Abschnitts kann im Wesentlichen als ein PCM-Signal angesehen werden.
  • Ein Vorteil des veranschaulichten Wandlers ist im Wesentlichen, dass der erste Abschnitt eine modulierte Version des Eingangssignals durch sehr einfache und Modulation mit hoher Genauigkeit mittels eines selbstoszillierenden Modulators ermittelte, und dann, anschließend in einem separaten Abschnitt das erhaltene Signal in ein digital repräsentiertes Signal transformiert und am Ende eines in zwei Dimensionen, Zeit und Amplitude, quantisierten Signals ermittelt.
  • Die Unterscheidung zwischen den in den beiden Abschnitten fließenden Signalen wird durch die gepunktete Linie veranschaulicht, wobei der Bereich links von der Linie als ein analoger Bereich ASD angesehen werden kann und der Bereich rechts von der Linie als ein digitaler Bereich DSD angesehen werden kann.
  • Im Allgemeinen kann, innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung, ein Zeitquantisierer z.B. ein Latch, Varianten eines Latches – z.B. ein kaskadiertes Doppellatch, relativ einfache A/D-Wandler etc. umfassen.
  • 6a und 6b veranschaulichen die Prinzipien von A/D-Wandlung eines PWM-Signals, oder einer Ableitung eines PWM-Signals, in ein PCM-Signal. In 6a wird ein analoges PWM-Signal bereitgestellt, wie es z.B. am Ausgang des Vergleichers CMP von 5 vorliegt. Das Signal wird dann bezüglich der Zeitachse T quantisiert und ein zeitquantisiertes Signal wird in 6b erhalten.
  • Die Zeitauflösung kann von Anwendung zu Anwendung unterschiedlich sein, z.B. ungefähr hundert quantisierende Schritte pro Periode sein.
  • Das quantisierte Signal kann sofort indiziert oder vor dem Indizieren vorverarbeitet werden. Eine von mehreren Vorverarbeitungstechniken kann z.B. verschiedene Arten von Filterung, z.B. Abwärts-Abtasten enthalten, um die Abtastrate zu reduzieren.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das quantisierte Signal in 6b in der Auflösung beschränkt ist und einen Quantisierungsfehler, QE erbt, wegen der im Wesen beschränkten Anzahl zeitquantisierender Schritte. Dieser Quantisierungsfehler kann natürlich minimiert werden, indem die Anzahl zeitquantisierender Schritte pro Periode erhöht wird. Alternativ können fortgeschrittene Rauschreduktionsalgorithmen angewandt werden.
  • Das erhaltene, unter Bezugnahme auf die n-Achse veranschaulichte Signal wird gemäß der Erfindung als ein kombiniertes amplituden- und zeitquantisiertes Signal in dem Sinne angesehen, dass die Y-Achse zwei mögliche Amplitudenquantisierungspegel, z.B. 1 und 0, repräsentiert, und die Zeitachse n eine zeitquantisierte digitale Repräsentation repräsentiert. Daher umfasst das gemäß der Erfindung erhaltene Signal ein PWM-Signal oder eine Ableitung davon, das in zwei Dimensionen, Amplitude und Zeit quantisiert ist.
  • Eine weitere Ausführungsform der Erfindung, die im Folgenden beschrieben wird, umfasst eine PWM mit mehreren Pegeln, wobei die Quantisierungsauflösung im Vergleich zur veranschaulichten Quantisierung mit zwei Pegeln erhöht wurde.
  • Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, z.B. wie in 8a veranschaulicht, wurde der Zeitquantisierungsfehler QE durch Einbinden der Zeitquantisierung in die selbstoszillierende Schleife reduziert.
  • 7 veranschaulicht das Rauschspektrum eines PWM-Modulators gemäß der Ausführungsform von 5, wenn eine sinusförmige Eingabe, wie unter Bezugnahme auf 4a und 4b beschrieben, angelegt wird.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das Hauptrauschspektrum im Wesentlichen weiß ist und dass das Rauschen in erster Linie vom Quantisierungsrauschen des Zeitquantisierers, z.B. ein Latch, d.h. ein Einbitabtaster herrührt. Es wird weiterhin darauf hingewiesen, dass die Spitzen offensichtlich bei –20dB, 20 kHz auftreten, die das Eingangssignal repräsentieren und weitere Spitzen ungefähr bei n*fswitch auftreten, wobei sich fswitch auf die Schaltfrequenz, hier ungefähr 1.6 MHz + bezieht und n sich auf eine Zahl 1, 2, 3 etc. bezieht.
  • Es wird auch darauf hingewiesen, dass es einen Rauschboden bei ungefähr –70dB gibt, der für mehrere Anwendungen vollständig akzeptabel sein kann.
  • 8a veranschaulicht eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, bei welcher ein Zeitquantisierer in die selbstoszillierende Schleife aufgenommen wurde.
  • Im Prinzip weist die veranschaulichte Ausführungsfom sowohl das amplitudenquantisierende als auch das zeitquantisierende Mittel auf, wobei sie aber nun gekoppelt sind und auf sehr raffinierte Art zusammenspielen. Die Ausführungsform umfasst einen Eingang, mittels dem ein analoges Eingangssignal IS einem Vergleicher CMP über einen Subtraktionspunkt CSP und einem Filter CF zugeführt wird. Der Ausgang des Vergleichers CMP wird dem Eingang D des Latch QTZ zugeführt, das wiederum ein Ausgangssignal OS mittels einer Ausgabe Q liefert. Dieser Signalpfad ist ein Beispiel des wenigstens einen Vorwärtspfades gemäß der Begriffe, die zum Zwecke des Beschreibens der Erfindung verwendet werden. Der Ausgang des Latch QTZ wird außerdem an den Eingang des Subtraktionspunkts CSP rückgekoppelt und vom Eingangssignal IS am Eingang des Modulators subtrahiert. Dieser diese Rückkopplung ermöglichende Signalpfad ist ein Beispiel des wenigstens einen Rückkopplungspfades, auf den sich die Ansprüche beziehen.
  • Es wird anfangs darauf hingewiesen, dass die veranschaulichende Unterscheidung zwischen dem analogen und dem digitalen Bereich, der durch die gepunktete Linie veranschaulicht wird, etwas schwieriger zu ermitteln ist. Eine weitere Erklärung der Unterscheidung zwischen dem digitalen und analogen Bereich wird in Beispiel 8b gegeben.
  • Der grundlegende Unterschied zwischen der oben veranschaulichten Ausführungsform in 5 and der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist, dass der Zeitquantisierer in der Form des Latches QTZ nun in der selbstoszillierenden Schleife eingeschlossen ist. Die Einbindung des Zeitquantisierers in dem selbstoszillierenden Teil der Schleife hat einige sehr wichtige und bedeutsame Vorteile aufgrund der Tatsache, dass vom Latch QTZ induziertes Rauschen von der Rückkopplungsschleife unterdrückt wird. Dieses Merkmal wird unten detailliert beschrieben. Die Rauschunterdrückung umfasst unter anderem Fehlerkomponenten höchst bedeutsamer zeitquantisierenden Rauschen.
  • Obwohl sie sich von der Ausführungsform von 5 unterscheiden, sind die verfügbaren Zeitauflösungsschritte noch in der Anzahl begrenzt, z.B. ungefähr einhundert pro Periode wie in der obigen Ausführungsform erklärt ist. Nun wurde jedoch der Zeitquantisierer in die Rückkopplungsschleife eingeschlossen des Selbstoszillators, wobei dadurch das zeitquantisierte Signal dem eingegeben analogen Signal wahrer gemittelt wird. Offensichtlich kann eine derartige Verbesserung durch die Verwendung anschließender Filterung, Wandelns der zeitquantisierten Signale z.B. in ein entsprechende Hochauflösungsamplitude codiertes Signal z.B. durch Tiefpassfiltern geeignet ausgenutzt werden.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass ein interessantes Merkmal der veranschaulichten Ausführungsform der Erfindung ist, dass keine klare Unterscheidung zwischen dem analogen und digitalen Bereich gemacht werden kann, obwohl die Unterscheidung sehr klar ist. Das Merkmal führt zu einem sehr einfachen Ermitteln eines hybriden analogen/digitalen selbstoszillierenden Modulators, bei welchem das ermittelte digitale Ausgangssignal, d.h. hier die Ausgabe des veranschaulichten Latches sowohl als ein analoges Signal verzweigt wird, das direkt an den Eingang des Modulators rückgekoppelt wird und von da Bestandteil eines Vergleichs zwischen im Wesentlichen analogen Signalen ist, als auch als ein digitales Ausgangssignal OS, das zur weiteren Verarbeitung bestimmt ist. Die angewandte D/A-Wandlung wird im Prinzip vom Haltekreis des Latches durchgeführt.
  • Dieses Merkmal wird ein wenig detaillierter unter Bezugnahme auf 8b veranschaulicht, die im Prinzip dieselbe Ausführungsform wie 8a veranschaulicht, aber nun genau das vorteilhafte Verzweigen sowohl eines digitalen als auch eines "analogen" Signals am Ausgang einer Latchschaltung aufzeigt.
  • Daher veranschaulicht 8b das Verzweigen eines digitalen Ausgangs vom Latch QTZ, das vom Abtaster als die digitale Ausgabe OS abgeleitet wird, und das Ermitteln eines analogen Signals im Rückkopplungspfad mittels eines D/A-Wandlers, d.h. in der aktuellen Ausführungsform die Halteschaltung des Latches ist.
  • Die Funktionsweise der angewandten Abtast/Halte-Schaltung ist in 8c gezeigt, die das Strömen und den Charakter der einbezogenen Signale am Eingang und am Ausgang des veranschaulichten Latches zeigt.
  • 9 veranschaulicht zwei Haupttransferfunktionen, die die Leistung der bevorzugten Ausführungsform von 8a veranschaulichen.
  • Die Transferfunktion H(s) bezieht sich im Wesentlichen auf einen Filter einer Ausführungsform der Erfindung, die z.B. in erster Linie wie in den meisten der veranschaulichten Ausführungsformen im Vorwärtspfad, genau vor dem Vergleicher angegeben ist. Offensichtlich kann die sich ergebende geöffnete Transferfunktion das Ergebnis weiterer Filtermittel sein, die z.B. im Rückkopplungspfad enthalten sind. Die veranschaulichte Transferfunktion H(s) ist entworfen, um eine 0 dB Verstärkung bei ungefähr –180 Grad zu haben. Wie vorher erwähnt, wird die Schaltfrequenz durch die Phase von –180 Grad bestimmt.
  • Außerdem wird eine weitere, in diesem Kontext sehr interessante Transferfunktion veranschaulicht, nämlich die Fehlertransferfunktion 1/((H(s) + 1). Diese Transferfunktion repräsentiert die vorteilhaften Eigenschaften im Hinblick auf das von einem Zeitquantisierer induzierte Rauschen, die tatsächlich erhalten werden können, wenn das Zeitquantisieren in die selbstoszillierende Schleife eingebunden wird. Es wird darauf hingewiesen, dass eine beträchtliche Unterdrückung von von der zeitquantisierenden Schaltung oder Schaltungen stammenden Fehlern in Kombination mit einer attraktiven breitbandigen Transferfunktion H(s) erreicht werden kann.
  • 10 veranschaulicht ein Beispiel eines Rauschspektrums, das sich auf die in 8 veranschaulichte Ausführungsform bezieht. Das Rauschspektrum ist das sich ergebende Spektrum eines Beispiels der Ausführungsform von 8a und 8b, wenn ein Eingangssignal von –20dB, 20kHz dem Wandler eingegeben wurde.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass das Hauptrauschspektrum nicht länger weiß ist, wenn es mit der oben erwähnten Ausführungsform von 5 verglichen wird, obwohl Spitzen bei, offensichtlich, –20dB, 20kHz auftreten, die das Eingangssignal repräsentieren, und weitere Spitzen oberhalb der Schaltfrequenz bei n*fswitch auftreten, wobei fswitch sich auf die Schaltfrequenz, hier ungefähr 1.6 MHz + und n sich auf eine Zahl 1, 2, 3, etc. bezieht.
  • In dieser Ausführungsform wird jedoch darauf hingewiesen, dass eine bedeutsame Verbesserung im Vergleich zum Rauschboden erreicht wurde, der weißem Rauschen ähnelt, wie in 7 veranschaulicht ist und der Rauschboden unterhalb –80 dB sogar bis zu 200 kHz und höher gehalten wird.
  • Das Quantisierungsrauschen wurde somit zu einem relativ hohen Grad in der veranschaulichten Ausführungsform durch das Einbinden des Zeitquantisierers in der selbstoszillierenden Schleife unterdrückt, und die Unterdrückung entspricht der Rauschtransferfunktion, die sowohl in 9 als auch 10 veranschaulicht ist. Es sei wieder darauf hingewiesen, dass die veranschaulichte Rauschtransferfunktion sich auf das Rauschen bezieht, das vom Zeitquantisierer, z.B. einem wie in 8a veranschaulichten Latch, stammt.
  • 11 veranschaulicht eine differentielle Ausführungsform der Erfindung eines Analog-nach-PCM-Wandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. In dieser Ausführungsform werden zwei differentielle Eingangssignale IN+ und IN+ einem Vergleicher 117 über Filtermittel 111 zugeführt, und die Ausgabe des Vergleichers wird dann einem schnell-laufenden Latch 110 zugeführt. Der Ausgang des Latch Q und Komplement Q. Diese veranschaulichte Ausführungsform entspricht im Wesentlichen der Ausführungsform von 8, jetzt nur in einer differentiellen Topologie.
  • Diese differentielle Ausführungsform der Erfindung ist in vielen Anwendungen, besonders hochwertigen Wandlern geeignet:
  • 12 veranschaulicht eine Multibitversion eines selbstoszillierenden Modulators gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Offensichtlich sollte anfangs darauf hingewiesen werden, dass die differentielle Version, welche die veranschaulichte Haupttopologie beinhaltet, innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung angewandt werden kann.
  • Der veranschaulichte Multibit selbstoszillierende Wandler weist einen Eingang IN auf, der mit einem Multibit A/D-Wandler 127 über Filtermittel 121 und einem Begrenzer 120 verbunden ist. Der Multibit-Wandler gibt eine multibit-modulierte Version des Eingangssignals aus, das dem Eingang des Wandlers am Eingang IN zugeführt wurde. Die Ausgangsversion kann im Wesentlichen als ein sowohl zeit- als auch amplitudenquantisiertes kombiniertes angesehen werden. Dieses Signal kann mittels nicht gezeigter Nachverarbeitungsmittel in ein geeignetes Datenformat umgewandelt werden, falls es gewünscht wird.
  • Außerdem wird der Ausgang des Wandlers 127 zum Eingang über einen D/A-Wandler 128 rückgekoppelt, der das Ausgangssignal in ein Signal umwandelt, das mit dem Eingangssignal am IN kompatibel ist, wobei er sich dadurch die gewünschten selbstoszillierenden Eigenschaften zunutze macht.
  • Der veranschaulichte Ausgang kann z.B. ein Signal mit mehreren Pegeln, typischerweise relativ wenigen verschiedenen Pegel umfassen, um die möglichen Nichtlinearitäten im erhaltenen Signal zu minimieren.
  • In dieser Ausführungsform wird Kompatibilität zwischen dem digitalen Ausgang des Modulators und dem analogen Eingang des Modulators durch Anwenden eines Multibit D/A-Wandlers in dem Rückkopplungspfad erreicht, wobei dadurch sichergestellt wird, dass der Ausgang des Modulators als Rückkopplungssignal am Eingang angelegt werden kann. Offensichtlich sollte in dieser Ausführungsform ein relativ schneller Multibit D/A-Wandler zum Zwecke des Minimierens der Verzögerung im Rückkopplungspfad angewandt werden.
  • Eine von mehreren Alternativen der obigen Ausführungsform innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung ist es, den Begrenzer in die effektive Transferfunktion des A/D-Wandlers einzubeziehen.
  • 13 veranschaulicht ein Beispiel eines A/D-Wandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Der veranschaulichte Wandler umfasst einen Eingang 132, über den ein Subtraktionspunkt 135 und Filtermittel 131 einem Vergleicher 130 zugeführt wird. Die Ausgabe des Vergleichers 130 wird einem Latch 137 zugeführt, das wiederum ein zeitquantisiertes Signal an eine Abwärts-Abtastschaltung 139 ausgibt, die ein PCM abwärtsabgetastetes Signal ausgibt.
  • In der veranschaulichten Ausführungsform umfasst eine Rückkopplungsschleife Mittel 138 zum Fixieren einer Schaltfrequenz oder wenigstens zum Erhalten einer stetigen Schaltfrequenz. Die Selbstoszillationsschaltfrequenz in dieser Ausführungsform ist daher im Wesentlichen durch das Filtermittel 131 in Kombination mit der Schaltung 138 bestimmt, die in einer Laufzeitbasis die Ausgabeschaltfrequenz überwacht und zu einer stetigen Schaltfrequenz durch Modifikation der Schleifenverzögerung in der selbstoszillierenden Schleife führt. Dieser Entwurf wird im Wesentlichen zum Zwecke des Entgegenwirkens des Einflusses der Variationen der Eingangsamplitude auf die Schaltfrequenz angewandt.
  • 14 veranschaulicht die Prinzipien eines selbstoszillierenden Modulators, bei dem der Zeitquantisierer in der selbstoszillierenden Schleife enthalten ist.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden funktionalen Hauptschritte, die mit einer Eingabe starten, die einem Summierungspunkt 142 zugeführt wird, der anderenorts als Subtraktionspunkt bezeichnet werden. Die Ausgabe des Summierungspunkts wird einer Nichtlinearität, – einem Begrenzer 144 über einen linearen Filter 143 zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d.h. modulierte Signal an einen Quantisierer 145 aus. Der Quantisierer 145 quantisiert das modulierte Signal im Amplitudenbereich und speist einen Abtaster 146, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 145 empfangenen Signale ausgelegt ist. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 146 wird dem Ausgang der Anordnung zugeführt und außerdem zum Summierungspunkt 142 über einen D/A-Wandler 147 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist zum Wandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge, mit dem Eingangssignal kompatible Repräsentation ausgelegt.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die oben beschriebene Ausführungsform im Prinzip in einer Einzel- oder Multibitanwendung angewandt werden kann. In einer Einzelbitimplementierung würden der Begrenzer 144 und der Quantisierer 145 typischerweise einen einzelnen Vergleicher umfassen, der sowohl die gewünschte Nichtlinearität und den gewünschten Quantisierungspegel, d.h. zwei Pegel, bereitstellt. In einer derartigen Ausführungsform kann der D/A-Wandler im Rückkopplungspfad der Oszillators weggelassen werden, da das gewünschte analoge Signal für den Rückkopplungspfad im Prinzip von der Halteschaltung des Latches bereitgestellt wird und zum Summierungspunkt als ein analoges Signal zurückverzweigt werden kann, während ein digitales Signal zur weiteren Verarbeitung ausgegeben wird. Ein Beispiel einer derartigen Topologie ist in 8 veranschaulicht.
  • 15 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Nichtlinearität im digitalen Bereich angeordnet ist.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden Hauptfunktionalschritte, die mit einem Eingang IN beginnen, der einen Summierungspunkt 152 speist. Die Ausgabe des Summierungspunkts wird zu einem Quantisierer 155 über einen linearen Filter 153 geführt. Der Quantisierer 155 quantisiert das gefilterte Signal und speist einen Abtaster 156, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 155 empfangenen Signale ausgelegt ist. Das zeitquantisierte Signal wird dann einer Nichtlinearität 154, d.h. einem Begrenzer zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d.h. modulierte Signal an den Ausgang der Schaltung aus und koppelt außerdem ein Signal über einen D/A-Wandler 157 an den Summierungspunkt 152 zurück. Der D/A-Wandler ist zum Umwandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge, mit dem Eingangssignal kompatible Repräsentation ausgelegt.
  • Diese Topologie umfasst im Wesentlichen dieselben Ablaufschritte wie die oben beschriebenen, nun mit dem Unterschied, dass der Begrenzer 154 im digitalen Bereich enthalten ist. Mit anderen Worten definiert die Nichtlinearität nun die gewünschte Modulation im Anschluss an das Zeitquantisieren des Signals.
  • 16 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die Nichtlinearität in einer amplitudenquantisierenden selbstoszillierenden Schleife enthalten ist und mit einem folgenden, einen Rauschformer umfassenden Zeitquantisierer kaskadiert ist.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden funktionalen Hauptschritte, die mit einer Eingabe IN starten, die einen Summierungspunkt 162A speisen. Die Ausgabe des Summierungspunkts 162A wird zu einem Begrenzer 164 über einen linearen Filter 163A geführt. Die analoge Ausgabe, ein PWM-Signal, des Begrenzers 164 wird außerdem direkt an den Summierungspunkt 162A zurückgekoppelt. Dieser erste Abschnitt der Schaltung bildet einen selbstoszillierenden Modulator.
  • Außerdem wird der Ausgang des Begrenzers einem Quantisierer/Abtaster 165 über einen Summierungspunkt 162B und einen linearen Filter 163B zugeführt. Die zeitdiskrete Ausgabe des Quantisierers/Abtasters 165 wird dem Ausgang Out der Schaltung zugeführt und außerdem zum Summierungspunkt 162B über einen D/A-Wandler 167 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler 167 ist zum Umwandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Repräsentation ausgelegt, die mit dem am Eingang des Summierungspunktes 162B von dem Begrenzer 164 empfangenen Signal kompatibel ist.
  • Diese Ausführungsform unterscheidet sich im Wesentlichen von den oben beschriebenen Ausführungsformen von 14 und 15 in dem Sinne, dass die anfängliche Amplitudenquantisierung und die anschließende Zeitquantisierung nun getrennt worden sind. Daher ist das Amplitudenquantisieren in der selbstoszillierenden Schleife 162A, 163A und 164 enthalten, während das anschließende Zeitquantisieren in Bezug auf zeitquantisierende Fehler auf herkömmlichere Weise mittels Rauschformen behandelt wird.
  • Der Vorteil dieser Ausführungsform ist im Wesentlichen, dass der Filter 163B zu Rauschformzwecken optimiert werden kann.
  • 17 veranschaulicht eine Ausführungsform der Erfindung, die der 16 entspricht, bei welcher aber nur der vom Zeitquantisierer stammende Quantisierungsfehler im Zeitquantisierungsabschnitt gefiltert wird.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden funktionalen Hauptschritte, die mit einer Eingabe IN starten, die einen Summierungspunkt 172A speist. Die Ausgabe des Summierungspunkts 172A wird zu einem Begrenzer 174 über einen linearen Filter 173A geführt. Die analoge Ausgabe, ein PWM-Signal, des Begrenzers 174 wird außerdem direkt zum Summierungspunkt 172A rückgekoppelt. Dieser erste Abschnitt der Schaltung bildet einen selbstoszillierenden Modulator.
  • Außerdem wird die Ausgabe des Begrenzers einem Quantisierer/Abtaster 175 über einen zweiten Summierungspunkt 172B zugeführt. Die zeitdiskrete Ausgabe des Quantisierers/Abtasters 175 wird dem Ausgang Out der Schaltung zugeführt und wird außerdem einem dritten Summierungspunkt 172C über einen D/A-Wandler 177 zugeführt. Der D/A-Wandler 177 ist zum Umwandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Repräsentation ausgelegt, die mit dem am Eingang des Summierungspunkts 172C vom Begrenzer 174 empfangenen Signals kompatibel ist. Außerdem wird ein linearer Filter 173B zwischen dem Ausgang des Summierungspunkts 172C und einem weiteren Eingang des Summierungspunkts 172B eingefügt.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass der Rauschformer in dem zweiten Modulatorabschnitt, d.h. dem Zeitquantisierungsschritt leicht von dem von 16 verschieden ist, wobei dadurch eine weitere Variation einer Zeit rauschformenden Charakteristik angeboten wird. Diese Variation kann, wie oben hingewiesen wurde, unabhängig von Abschnitt 1, d.h. dem Amplitudenquantisierer ermittelt werden.
  • Außerdem sollte darauf hingewiesen werden, dass Abschnitt eins von beiden der oben beschriebenen Ausführungsformen die gewünschte Selbstoszillationsmodulationstechnik ermittelt, während Abschnitt zwei, der typischerweise nicht-selbstoszillierend ist, das Zeitquantisiererrauschen getrennt behandelt, innerhalb des Beeinflussens der Operation von Abschnitt eins auf andere Weisen als die einfach additive Funktion.
  • 18 veranschaulicht eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher der zeitquantisierende Fehler zur amplituden selbstoszillierende Schleife rückgekoppelt wird.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgende funktionalen Hauptschritte, die mit einer Eingabe starten, die einen Summierungspunkt 182A speisen. Die Ausgabe des Summierungspunkts wird einem Begrenzer 184 über einen linearen Filter 183A zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d.h. modulierte Signal an einen Quantisierer 185 aus. Der Quantisierer 185 quantisiert das modulierte Signal im Amplitudenbereich und speist einen Abtaster 186, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 185 empfangenen Signale ausgelegt ist. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 186 wird dem Ausgang der Anordnung zugeführt und außerdem zu einem zweiten Summierungspunkt 182B über einen D/A-Wandler 187 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist zum Umwandeln des zeitdiskreten Signals in eine analoge Repräsentation ausgelegt, die mit dem Eingangssignal des vom Ausgang des Begrenzers 184 empfangenen Summierungspunkts 182B kompatibel ist. Der Ausgang des Summierungspunkts 1823 wird außerdem zum Summierungspunkt 182A über einen zweiten linearen Filter 183A rückgekoppelt.
  • Eine weitere Rückkopplung wird vom Ausgang des Begrenzers 184 an den Summierungspunkt 182A eingerichtet, der im Wesentlichen eine selbstoszillierende/modulierende Schleife bildet, während die andere Schleife, die untere Schleife, einen Quantisierungsfehler bildet, der die Rückkopplungsschleife gemäß herkömmlicher Rückkopplungsprinzipien, d.h. im Wesentlichen nicht-oszillierend korrigiert.
  • Im Wesentlichen bildet die obige Schleife, d.h. die Schleife, die den linearen Filter 183A, den Begrenzer 184 und die Rückkopplung an den Summierungspunkt 182A umfasst, typischerweise den gewünschten selbstoszillierenden Modulator, während der Quantisierer 185 und der Abtaster 186 auf einfachere Weise eine Schaltung mittels der "untenstehenden" Rückkopplungs-"leitung" 187, 183B bilden, die mit den Summierungspunkten 1823 und 182A verbunden sind, und erleichtern eine herkömmliche Rückkopplung des zeitquantisierenden Rauschens. Es wird darauf hingewiesen, dass das zeitquantisierende Rauschen des kombinierten Quantisierers 185 und Abtasters 186 tatsächlich effektiv zur Summierung 182A rückgekoppelt werden können, wobei sie dadurch einen bestimmten Grad zeitquantisierenden Rauschunterdrückung mittels des selbstoszillierenden Abschnitts eins nutzen.
  • 19 veranschaulicht eine weitere Topologie des Rückkoppelns des zeitquantisierenden Fehlers an die Amplitudenselbstoszillierende Schleife.
  • Die veranschaulichte Ausführungsform der Erfindung umfasst die folgenden funktionellen Hauptschritte, die mit einer Eingabezuführung eines Summierungspunkts 192A starten. Die Ausgabe des Summierungspunkts wird einem Begrenzer 194 über einen linearen Filter 193A und einem zweiten Summierungspunkt 192B zugeführt. Der Begrenzer gibt das begrenzte, d.h. modulierte, Signal an einen Quantisierer 195 aus. Der Quantisierer 195 quantisiert das modulierte Signal im Amplitudenbereich und speist einen Abtaster 196, der zum Zeitquantisieren der vom Quantisierer 195 empfangenen Signale ausgelegt ist. Die zeitdiskrete Ausgabe des Abtasters 196 wird der Ausgabe der Anordnung zugeführt und außerdem zu einem dritten Summierungspunkt 192C über einen D/A-Wandler 197 rückgekoppelt. Der D/A-Wandler ist zum Konvertieren des zeitdiskreten Signals in eine analoge Repräsentation, die mit dem Eingangssignal des Summierungspunkts 192C, das vom Ausgang des Begrenzers empfangen wird, kompatibel ist. Der Ausgang des dritten Summierungspunkts 192C wird außerdem zum zweiten Summierungspunkt 192B über einen zweiten linearen Filter 193B rückgekoppelt.
  • Eine weitere Rückkopplung wird vom Ausgang des Begrenzers 194 an den Summierungspunkt 192A eingerichtet, der im Wesentlichen eine selbstoszillierende/Modulationsschleife bildet, während die andere Schleife, die untenstehende, eine quantisierende fehlerkorrigierende Rückkopplungsschleife gemäß herkömmlichen Rückkopplungsschleifen, d.h. im Wesentlichen nicht-oszillierenden, bildet.
  • Im Wesentlichen profitieren die obigen Schleifen von einer getrennten Behandlung des zeitquantisierenden Signals vom Abtaster 196 und der Eingabe wegen der verschiedenen Filter 193A und 193B.
  • 20–23 veranschaulichen Beispiele von Nichtlinearitäten, Begrenzern, die in den/r selbstoszillierenden Schleife(n) gemäß einer Ausführungsform der Erfindung angewandt werden.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass die anwendbare Begrenzertransferfunktion beträchtlich innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung variieren kann, von dem harten Abschneider (hard clipper) von 20, zu den eher weich abschneidenden Begrenzern von 21, 22 und 23. Die weich abschneidenden (soft-clipping) Begrenzer können vorteilhaft mit Multibit-PWM-Quantisierern kombiniert werden, da der Übergang zwischen einem Clip und dem Gegenteil genauer beschrieben werden kann. Dieses Merkmal wird unten veranschaulicht.
  • Gemäß der Erfindung wird eine Nichtlinearität zum Erreichen der gewünschten Kombination von Oszillation und Modulation benötigt, wie sie von selbstoszillierenden Modulatoren erreicht wird. Man beachte, dass die Soft-Clipping Anordnung auch als ein Begrenzer angesehen wird, obwohl die veranschaulichten zwei Clipping-Pegel im Grunde nur im Unendlichen erreicht werden. Offensichtlich können mehrere andere Begrenzer innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung angewandt werden.
  • 24 veranschaulicht die Merkmale eines digitalen PWM-Modulators mit sieben Pegel gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die veranschaulichte Ausführungsform zeigt ein beispielhaftes PWM-Modulationssignal mit sieben Pegeln als eine Funktion der Zeit, wenn ein 9 kHz sinusförmiges Signal am A/D-Wandler eingegeben wird.
  • Schaltfrequenzkomponenten werden bei n mal 1 MHz beobachtet, wobei n = 1, 2, 3, 4, etc.
  • 25 veranschaulicht die Charakteristika eines digitalen PWM-Modulators mit zwei Pegeln gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die veranschaulichte Ausführungsform zeigt ein beispielhaftes PWM-Modulationssignal mit zwei Pegeln als eine Funktion über Zeit, wenn ein 9kHz sinusförmiges Signal an dem A/D-Wandler eingegeben wird. Auf die verbesserte Rauschunter drückung im Nutzband, wie in Verbindung mit 8a beobachtet, wird auch in dieser Verbindung hingewiesen.
  • Es wird darauf hingewiesen, dass der PWM-Modulator mit sieben Pegeln von einer verbesserten Rauschunterdrückung im Vergleich mit der Ausführungsform mit zwei Pegeln profitiert, und der Rauschboden ist daher 20 dB geringer als zwei Pegel innerhalb des Nutzbandes, hier 0 bis 20kHZ. Die von der PWM mit vielen Pegeln erreichte Rauschunterdrückung ist daher bedeutend, obwohl das Verfahren einen Hochgeschwindigkeits und Hochqualitäts D/A-Wandler in der selbstoszillierenden Schleife benötigt.
  • Varianten innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung umfassen die Verwendung mehr als einer Rückkopplung zum Zwecke des Ermittelns der gewünschten selbstoszillierenden Eigenschaften, d.h. eine PWM-Modulation eines Eingangssignals. Weitere Variationen der Erfindung umfassen die Verwendung einer schaltfrequenzstabilisierenden Schaltung, z.B. variable Frequenzen, die zum Zwecke des Fixierens der Schaltfrequenz innerhalb eines tolerierbaren Intervalls angewandt werden.
  • Weitere Varianten innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung können umfassen, sind aber nicht beschränkt auf die Einfügung weiteren Schaltung, wie z.B. Oszillatoren, Stromversorgung, etc. in den A/D-Wandler.
  • Figurenlegende
  • 2
    • Magnitude and phase – Amplitude und Phase
    • Frequency response – Frequenzantwort
    • Gain – Verstärkung
    • Frequency – Frequenz
  • 3a, 3b, 4a, 4b
    • Time [us] – Zeit [us]
    • Level – Pegel
  • 8c
    • Analog squarewave – Analoge Quadratwelle
    • Clock – Takt
    • Digital Output – Digitale Ausgabe
    • Analog feedback – Analoge Rückkopplung
    • Time [clock periods] – Zeit [Taktperioden]
  • 13
    • Shift register – Verschiebungsregister
    • FEL – FEL
    • FIR down sampler – FIR Abwärtsabtaster
    • Clk – Takt
  • 14
    • Linear filter – Linearer Filter
    • Non-linearity (Limiter) – Nichtlinearität (Begrenzer)
    • Quantizer – Quantisierer
    • Sampler – Abtaster
  • 15
    • Linear filter – Linearer Filter
    • Quantizer – Quantisierer
    • Sampler – Abtaster
    • Non-linearity (Limiter) – Nichtlinearität (Begrenzer)
  • 16, 17, 18, 19
    • Linear filter – Linearer Filter
    • Non-linearity (Limiter) – Nichtlinearität (Begrenzer)
    • Linear filter – Linearer Filter
    • Quantizer and sampler (A/D) – Quantisierer und Abtaster (A/D)
    • Out – Aus
  • 20, 21, 22, 23
    • Input – Eingang
    • Output – Ausgang
  • 24, 25
    • Level – Pegel
    • Digital PWM – Digitale PWM
    • Time [samples] – Zeit [Abtastungen]
    • Frequency – Frequenz

Claims (23)

  1. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator umfasst, wobei der Wandler umfasst: wenigstens eine selbstoszillierende Schleife umfassend wenigstens einen Vorwärtspfad, wenigstens einen Rückkopplungspfad, wobei der wenigstens eine Vorwärtspfad ein Amplitudenquantisierungsmittel (130; 145) umfasst, das mit einem Zeitquantisierungsmittel (137; 146) kombiniert ist und wenigstens ein zeit- und amplitudenquantisiertes Signal ausgibt.
  2. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß Anspruch 1 umfasst, wobei das Zeitquantisierungsmittel in der selbstoszillierenden Schleife angeordnet ist.
  3. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß Anspruch 1 oder 2 umfasst, wobei das Zeitquantisierungsmittel (137; 146) ein Hochgeschwindigkeits-Abtastmittel umfasst.
  4. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–3 umfasst, wobei das Zeitquantisierungsmittel (137; 146) einen Hochgeschwindigkeits-Einbitabtaster umfasst.
  5. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–4 umfasst, wobei das Zeitquantisierungsmittel eine Latch-basierte Schaltung umfasst, welche wenigstens ein Latch umfasst, vorzugsweise wenigstens zwei kaskadierte Latche.
  6. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–5 umfasst, wobei das Amplitudenquantisierungsmittel und das Zeitquantisierungsmittel einen Multibit-A/D-Wandler (127) umfasst, und wobei der Rückkopplungspfad wenigstens einen D/A-Wandler umfasst, der zum Konvertieren des zeitquantisierten Signals in ein analoges Signal geeignet ist.
  7. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–6 umfasst, wobei Abwärts-Abtastmittel mit dem Zeitquantisierungsmittel verbunden sind.
  8. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–7 umfasst, wobei der A/D-Wandler zwei oder mehr selbstoszillierende Schleifen (SOL) umfasst.
  9. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–8 umfasst, wobei das Amplituden- und Zeitquantisierungsmittel einen analogen, zweistufigen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator umfasst.
  10. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–8 umfasst, wobei das Amplituden- und Zeitquantisierungsmittel einen mehrstufigen selbstoszillierenden Pulsweitenmodulator umfasst.
  11. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–10 umfasst, wobei der A/D-Wandler single-ended ist.
  12. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–11 umfasst, wobei der A/D-Wandler differentiell ist.
  13. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–12 umfasst, wobei der A/D-Wandler Filtermittel umfasst, wobei das Filtermittel zum Bandpassfiltern des zeitquantisierten Signals geeignet ist.
  14. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–13 umfasst, wobei der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, von einer Fehlertransferfunktion unterdrückt wird, die bei niedrigen Frequenzen das Inverse der Transferfunktion der geöffneten Schleife der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife annähert.
  15. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–14 umfasst, wobei der Fehler, der von wenigstens einem Zeitquantisierer stammt, der in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife des Wandlers enthalten ist, von einer Fehlertransferfunktion unterdrückt wird, die bei hohen Frequenzen 0 dB annähert.
  16. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–15 umfasst, wobei das Amplitudenquantisierungsmittel einen Begrenzer umfasst.
  17. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–16 umfasst, wobei das Amplituden quantisierungsmittel einen frequenzkompensierten Begrenzer umfasst.
  18. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–17 umfasst, wobei eine variable selbstoszillierende Schleifenverzögerung angewandt wird.
  19. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–18 umfasst, wobei eine variable Verzögerung im Rückkopplungspfad ist.
  20. A/D-Wandler, welcher einen selbstoszillierenden Modulator gemäß einem der Ansprüche 1–19 umfasst, wobei eine Transferfunktion H(s) in den Vorwärtspfad eingefügt ist, wodurch wenigstens teilweise die Frequenz gesteuert wird, bei der die selbstoszillierende Schleife schaltet.
  21. Verfahren zum Durchführen einer A/D-Wandlung, umfassend die Schritte des Darstellens einer pulsweitenmodulierten Repräsentation als ein analoges Signal und des Quantisierens der Pulsweitenmodulation in der Zeitdomäne umfasst.
  22. Verfahren zum Durchführen einer A/D-Wandlung gemäß Anspruch 21, wobei die Quantisierung in der Zeitdomäne in der wenigstens einen selbstoszillierenden Schleife durchgeführt wird.
  23. Verfahren gemäß Anspruch 21 oder 22, wobei das Verfahren in einem A/D-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1–20 angewandt wird.
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