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Die Erfmdung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler, der zwei
oder mehrere Ein-Bit-Sigma-Delta-Modulatoren aufweist, wobei diese Modulatoren je
aus mindestens einer in eine geschlossene Signaischleife aufgenommenen Addiereinheit,
einem Tiefpaßfilter und einem mit einer bestimmten Abtastfrequenz angesteuerten
Impuisformer besteht.
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Ein derartiger Signalwandler ist aus einem Artikel von Y. Matsuya u.a.
mit dem Titel: "A 16-bit Oversampling A-to-D Conversion Technology Using Triple-
Integration Noise Shaping" , veröffenfficht in "IEEE Journal of the Solid-State
Circuits", Heft Sc-22, Nr.6, Dezember 1987, Seiten 921-929 bekannt.
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In dem bekannten Signalwandler wird zum Arbeiten mit einer niedrigeren
Abtastfrequenz die Rauschunterdrückung mit Hilfe von drei Sigma-Delta-Modulatoren
verwirklicht. In jedem der Sigma-Delta-Modulatoren wird die Selektivität des
Tiefpaßfilters durch einen Integrator bestimmt, der als geschalteter Kapazitätsintegrator erster
Ordnung ausgebildet ist. Bei dem angewandten Überabtastfaktor (64x) wird in dem
ersten Sigma-Delta-Modulator ein Rauschabstand von etwa 50 dB (8 Bits) erzielt. Der
restliche Rauschanteil wird mit Hilfe der nachfolgenden Sigma-Delta-Modulatoren
ausgeglichen, damit nach Addierung in den Dezimatoren ein Rauschabstand von über 90
dB erhalten wird. Die Anpassung zwischen den jeweiligen Zweigen soll dazu besser als
1% sein.
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Der bekannte Analog-Digital-Wandler eignet sich nicht für den Gebrauch
bei Video, wobei Signale mit einer hohen bis sehr hohen Bitzahl erforderlich ist.
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Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, einen Analog-Digital-Wandler zu
schaffen, der sich für den Video-Gebrauch eignet, wobei Signale mit einer hohen bis
sehr hohen Bitzahl erforderlich sind.
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Diese Aufgabe wird nach der Erfindung erfüllt mit einem Analog-Digital-
Wandler, bei dem der Eingang der Impulsformers des ersten Sigma-Delta-Modulators
über ein Koppelfilter mit dem Eingang der Addiereinheit des zweiten Sigma-Delta-
Modulators verbunden ist, und die Ausgänge dieser Sigma-Delta-Modulatoren über
Dezimatoren mit einer Summiereinrichtung verbunden sind, wobei die Filterfunktion des
Dezimators an dem Ausgang des zweiten Sigma-Delta-Modulators die inverse Form der
Filterfunktionen der Tiefpaßfilter und des Koppelfilters aufweist. In diesem Wandler
wird also die Differenz (e) des analogen Signals (x) und des digitalen Ausgangssignals
(y) des ersten Sigma-Delta-Modulators dem zweiten Sigma-Delta-Modulator zugeführt,
dort digitalisiert und daraufhin in der Summiereinrichtung dem Signal y zugefügt,
wodurch das ursprüngliche analoge Signal x annähernd fehlerfrei in digitaler Form
erhalten wird.
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Die Art und Weise wie die Sigma-Delta-Modulatoren in einem
erfindungsgemäßen Wandler verbunden sind, wird als wnestenw bezeichnet. So ist beispielsweise
von Nesten die Rede in einem System zum Quantisieren von Signalen, nicht aus Sigma-
Delta-Modulatoren bestehend, beschrieben in der US Patentschrift Nr.4.468.790. In
dieser Patentschrift wird ein Mehr-Pegel-Analog-Digital-Wandler beschrieben, in dem
geschlossene Signalschleifen mit einem Quantisierer ohne Koppelfilter miteinander
verbunden sind, und wobei die Ausgangssignale jeweils mittels einer
Summiereinrichtung (das Signal der letzten Schleife über einen Quantisierer) addiert werden.
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In einem erfindungsgemäßen Wandler wird eine Lösung für das Problem
der Zunahme des Rausanteils in den Schaltungsanordnungen bei der Skalierung nach
höheren Frequenzen. Die Signalspannungen in den Schaltungsanordnungen werden hoch
genug sein müssen um mehr als 90 dB über dem Rauschanteil zu liegen.
Signalverzerrung wird dann eine große Rolle spielen. In dieser Situation ist es besser, statt des
Quantisierungsrauschens (Differenz zwischen den Eingangssignalen und dem
Ausgangssignal des Entscheidungsschalters) das Fehlersignal (Differenz zwischen dem
Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators) dem nächsten Sigma-
Delta-Modulator zuzuführen. In dem Fall wird, außer dem Quantisierungsrauschen auch
die Signalverzerrung ausgeglichen.
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Das gefilterte Fehlersignal (das an dem Eingang des
Entscheidungsschalters verfügbar ist) wird dazu verwendet, dem nächsten Sigma-Delta-Modulator
zugeführt zu werden.
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Die nachfolgende Erkenntnis hat zu einer weiteren Verbesserung der
Schaltungsanordnung geführt. Das Spektrum des Fehlersignals hat einen ansteigenden
Charakter ("Noise Shaping") und das gefilterte Fehlersignal hat ein nahezu flaches
Spektrum. Die Spitzenwerte dieses Signals sollen von dem nächsten Sigma-Delta-
Modulator unverzerrt verarbeitet werden können, d.h. kleiner sein als das
rückgekoppelte 1-Bit-Signal. Dadurch, daß in der Kopplung zwischen den Sigma-Delta-Modulatoren
ein Tiefpaßfilter vorgesehen wird, wird das Spektrum des Eingangssignals des nächsten
Sigma-Delta-Modulators beschränkt, wodurch der Spitzenwert des in dem nächsten
Sigma-Delta-Modulator zu verarbeitenden Signals wesentlich verringert wird und dieser
Modulator genauer funktionieren kann. Zur Übertragung von diesem Koppelfilter wird
danach (für das Signalband und etwas darüber) in dem Dezimierungsfilter korrigiert,
während der HF-Teil des Signals von dem Dezimierungsfilter abgefiltert wird. Es ist bei
den erwähnten Spezifikationen möglich, den dritten Modulator fortzulassen.
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In dem erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandler wird nicht nur
korrigiert für das inhärente Entstehen von Quantisierungsrauschen, es wird aber auch
für vorhandene (kleine) Fehler in dem Eingangssignal korrigiert. Das Koppelfilter
zwischen dem ersten und dem zweiten Modulator vermeidet eine Übersteuerung des
zweiten Modulators durch den Rauschanteil an dem Eingang des Tiefpaßfilters, wobei
dieser Anteil bei zunehmender Frequenz stark zunimmt.
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Ein hinzukommender Vorteil des erfindungsgemäßen Wandlers ist, daß
Schwingungen bei einem niedrigen Signalpegel (bei Audio-Analog-Digital-Wandlern
bekannt als "Pfiffe") verringert werden und nach höheren Frequenzen (sogar außerhalb
des Signalbandes) verschoben werden.
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In der US-A-4.862. 169 wird ein Mehr-Schleifen-Sigma-Delta-Modulator
beschrieben, bei dem ein Signal von einem ersten Sigma-Delta-Modulator über ein
Tiefpaßfilter mit einem zweiten Sigma-Delta-Modulator gekoppelt ist. Es ist aber nicht
das Fehlersignal des ersten Sigma-Delta-Modulators das mit dem zweiten Sigma-Delta-
Modulator gekoppelt wird. Folglich werden die Vorteile der vorliegenden Erfindung
nicht durch den genannten Mehr-Schleifen-Sigma-Delta-Modulator erzielt.
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Es ist möglich, den Wandler zu einer Konfiguration mit drei oder sogar
mehr Modulatoren zu vergrößern. Ein Ausführungsbeispiel weist dann mehr als zwel
Sigma-Delta-Modulatoren auf, wobei jeweils der Eingang des Impulsformers eines
Sigma-Delta-Modulators, ausgenommen den letzten Sigma-Delta-Modulator, über ein
Koppelfilter mit dem Eingang der Addiereinheit eines nächsten Sigma-Delta-Modulators
verbunden ist, wobei die Ausgänge aller Sigma-Delta-Modulatoren über Dezimatoren
mit einer Summiereinrichtung verbunden sind und wobei jeweils die Filterfunktion des
Dezimators, die an dem Ausgang des ersten Sigma-Delta-Modulators ausgenommen, die
inverse Form der Filterfunktionen der Tiefpaßfilter in und der Koppelfilter zwischen
den einander bis zum Dezimator nachfolgenden Sigma-Delta-Modulatoren aufweist.
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Weil eine Dezimatorschaltung meistens relativ viel Raum beansprucht
(eine Annäherung mit einem ROM-FIR-Filter erfordert außerdem viele Transistoren mit
allen bei der Fertigung einhergehenden Ertragsproblemen) bestehen die Dezimatoren in
dem erfindungsgemäßen Wandler vorzugsweise aus einem oder mehreren
reihengeschalteten FIR-Filtern, einer Glättungsschaltung und einem oder mehreren Halbband-Nyquist-
Filtern.
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Die mit dieser bevorzugten Ausführungsform erzielte Einsparung an
Oberfläche wird noch vergrößert, wenn die Halbband-Nyquist-Filter aus den
Dezimatoren zu einer einzigen Schaltungsanordnung kombiniert sind und die Summiereinrichtung
zwischen den Glättungsschaltungen und dieser kombinierten Schaltungsanordnung
vorgesehen ist.
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Damit von einer Eingangssignalbandbreite von 24 kHz zu etwa 5 MHz zu
gelangen um Video-Signale verarbeiten zu können mit derselben Genauigkeit von etwa
Bits wird die Abtastfrequenz um einen Faktor 5 MHz/24 kHz höher werden müssen,
d.h. gut 200 x 3 MHz = 600 MHz. Die Signalspektren der 1-Bit-Signale breiten sich
bis weit über die Abtastfrequenz aus. Bei diesen Frequenzen lassen sich geschaltete
Kapazitätsfilter und auch RC-aktive Filter nicht machen mit Genauigkeiten der
Größenordnung von 1 %.
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Es wurde gefunden, daß ein Wandler insbesondere für hohe Frequenwn
geeignet ist, wenn die in die Signalschleife aufgenommenen Tiefpaßfilter durch
Übertragungsfunktionen dritter Ordnung mit reellen Polen und Nulipunkten beschrieben
werden.
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Dadurch, daß in den Sigma-Delta-Modulatoren die Schleifenfilter von
höherer Ordnung gemacht werden, insofern die Stabilität dies erlaubt, kann in dem
ersten Modulator bereits ein besserer Rauschabstand erzielt werden bei einer niedrigeren
Abtastfrequenz, beispielsweise 62 dB (10 Bits) bei 400 MHz Der zweite Modulator
braucht dann weniger zu korrigieren, wodurch auch die Anforderungen, die an das
"Matching" gestellt werden, um einen Faktor 4 (12 dB) weniger streng werden.
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In einer bevorzugten Ausführungsform eines Signalwandlers für sehr hohe
Frequenzen enthalten die Sigma-Delta-Modulatoren ein aktives Filter, wobei der
Einund Ausgang desselben eine passive RC-Impedanz aufweisen, sowie eine zweite
geschlossene Schleife, die das Ein-Bit-Signal an dem Ausgang des Wandlers zu dem
Ausgang des aktiven Filters zurückkoppelt. Ein derartiger Sigma-Delta-Modulator ist in
der parallelen niederländischen Patentanmeldung Nr. PHN 13.371 beschrieben.
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Bei Verwendung dieses Sigma-Delta-Modulators in einem einfachen
Analog-Digital-Wandler ist es möglich, bei Abtastfrequenzen von 216 MHz, 432 MHz,
864 MHz bzw. 1728 MHz ein digitales Signal von 7.5, 10, 12.5 bzw. 15 Bits zu
machen. Bei einer Abtastfrequenz von 432 MHz (10 Bits) ergibt Hinzufügung nach der
Erfindung eines zweiten Sigma-Delta-Modulators zu dem ersten Modulator eine
zusätzliche Empfindlichkeit von 6 Bits, so daß das Ausgangssignal der
Summiereinrichtung ein 16 Bits Signal ist.
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Um Signalübersprechen zu vermeiden, wird auf übrigens bekannte Weise
ein "Blanking" des Signals in dem Impuisformer durchgeführt.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild eines einfachen Ausführungsbeispiels eines
Analog-Digital-Wandlers mit zwei Sigma-Delta-Modulatoren,
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Fig. 2 ein Bloclsschaltbild eines vollstandigen Analog-Digital-Wandlers
mit einer mehrfachen Modulatorkonfiguration.
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Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Analog-Digital-Wandlers mit zwei
Sigma-Delta-Modulatoren, die je aus einer Addiereinheit (1, 5), einem Tiefpaßfilter (2,
6) und einem mit der Abtastfrequenz fs angesteuerten Impulsformer (3, 7). Der
Addiereinheit (1) des ersten Modulators wird ein analoges Signal x angeboten. Wenn y
das Ausgangssignal des ersten Modulators ist, kann ein fehlersignal e = x-y definiert
werden. Das Fehlersignal e wird nach dem Tiefpaßfilter (2) über ein Koppelfilter (9)
dem Eingang der Addiereinheit (5) des zweiten Modulators angeboten. Die
Ausgangssignale der beiden Modulatoren werden je über einen Dezimator (4, 8) dem Eingang
einer Summiereinrichtung (10) zugeführt, und darin zu dem (digitalen) Ausgangssignal,
durch z bezeichnet, addiert. Das Quantisierungsrauschen, das in den Impulsformern (3,
7) eingeführt wird, wird durch N1 bzw. N2 bezeichnet. Die Übertragungsfünktion des
Filters (2) in dem ersten Modulator, das Koppelfilter (9) und das Filter (6) in dem
zweiten Modulator werden als F1, G1 bzw. F2 definiert. Wenn in diesem Beispiel die
Impulsformer (3, 7) als Abtastschaltung und Quantisator ausgebildet sind, wobei
Abtastung Multiplikation mit einer Reihe von Delta-Impulsen bedeutet, und
Quantisierung das Addieren von weißem Rauschen bedeutet, und wobei der
Übertragungsfunktion des ersten Dezimators (4) der Wert 1 zugeordnet wird, und der zweite
Dezimator (8) mit einer Übertragungsfunktion (1 + F2)/F¹ beschrieben wird, welche
die inversen Funktionen der Filter (2), (9) und (6) aufweist, (F1 = F1.G1.F2), dann
wird das Ausgangssignal z durch z = x + N2/F¹ - x + N2/F1.G1.F2 gegeben. Aus
dieser Gleichung folgt, daß die Differenz zwischen dem digitalen Ausgangssignal z und
dem analogen Eingangssignal x um eine Größenordnung weniger ist als in einem
entsprechenden Analog-Digital-Wandler, der nur einen Sigma-Delta-Modulator aufweist.
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Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines vollständigen Analog-Digital-
Wandlers mit einer mehrfachen Modulatorkonfiguration, bestehend aus zwei Sigma-
Delta-Modulatoren, die je aus einer ersten Addiereinheit (1, 5), einer zweiten
Addiereinheit (12, 17), einem Tiefpaßfilter (2, 6), einem zweiten Tiefpaßfilter 11, 16), einem
mit der Abtastfrequenz fs angesteuerten Impulsformer (3, 7) und einem ebenfalls mit fs
angesteuerten Analog-Digital-Wandler (13, 18) bestehen. Das Fehlersignal nach der
zweiten Addiereinheit (12) in dem ersten Modulator wird über ein Koppelfilter (9) der
ersten Addiereinheit (5) des zweiten Modulators angeboten, wonach dieses Signal
ebenfalls in digitale Form gebracht wird. Gewünschtenfalls kann das bei dieser zweiten
Analog-Digital-Wandlung entstandene Fehlersignal über ein Koppelfilter (22) einem
dritten, ähnlichen Sigma-Delta-Modulator angeboten werden.
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Die Ausgangssignale des ersten und zweiten Modulators werden je über
ein FIR-Filter oder eine Kombination von FIR-Filtern (14, 19) und eine
Glättungsschaltung (15, 20) der Summierungseinrichtung (10) angeboten, wo die Signale zu dem
digitalen Ausgangssignal kombiniert werden. Die Haibband-Nyquist-Filter (21) sind in
diesem beispiel zu einer einzigen Schaltungsanordnung für beide
Sigma-Delta-Modulatren kombiniert und nach der Summierungseinrichtung (10) geschaltet. Das
Ausgangssignal (z) ist an dem Ausgang des Halbband-Filters (21) verfügbar. Das in den
Impulsformern (3, 7) erzeugte Quantisierungsrauschen wird durch N1 bzw. N2 dargestellt. Die
Impuisformer (3, 7) in diesem Beispiel werden mit einer Abtastfrequenz von 432 MHz
angesteuert. Dezimierung erfolgt in den FIR-Filtern (14 und 19) bis 54 MHz und in den
Halbband-Nyquist-Filtern (24) bis 13,5 MHz.
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Wenn in diesem Beispiel die Impulsformer (3, 7) als eine Abtastschaltung
und einen Quantisierer modelliert sind, wobei Abtastung Multiplikation mit einer Reihe
von Deltaimpulsen bedeutet, und Quantisieren das Addieren von weißem Rauschen
bedeutet, die Übertragungsfunktionen der Filter (2), (11) und (16) sowie der Filter (6),
(16) und (22) durch F1, F2 bzw. F3 gegeben werden und die Funktion der Kombination
der FIR-Filter (19) und der Glättungsschaltung (20) in dem letzten Sigma-Delta-
Modulator die inverse Form der Tiefpaßffiter (11, 2, 16 und 6) und des Koppelfilters
(9) enthält, folgt aus der Analyse dieser Schaltungsanordnung, daß das Ausgangssignal z
durch z = x1 + N2/ (F1², F2².F3) gegeben wird, wobei es einleuchtet, daß die
Rauschunterdrückung in diesem Wandler von derselben Größenordnung ist wie in einem
Wandler mit einem Filter gleicher Ordnung.