DE60131141T2 - Geschaltete operationsverstärker-technik für schaltungen mit geschalteter kapazität unter niedriger spannung - Google Patents

Geschaltete operationsverstärker-technik für schaltungen mit geschalteter kapazität unter niedriger spannung Download PDF

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Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Diese Erfindung bezieht sich auf eine neuartige Technik geschalteter Operationsverstärker für Schaltkreise mit geschalteten Kondensatoren, und insbesondere auf eine Technik, die bei kleinen Betriebsspannungen verwendet werden kann.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Durch die Verkleinerung der Versorgungsspannung in der zukünftigen Submikron-CMOS-Technologie wird erwartet, dass es erforderlich sein wird, dass alle Transistoren mit Gate-Source-Spannungen (VGS) von unter 0,9 V arbeiten. Ein Betrieb mit geringen Spannungen ist wichtig, um die Batterielebensdauer in tragbaren Geräten zu verlängern und eine monolithische Implementation von analogen und digitalen Schaltkreisen auf einem einzigen Chip zu ermöglichen. Dies hat die Entwicklung neuer Schaltkreis-Techniken für den Betrieb von analogen Schaltkreisen mit geringen Spannungen motiviert. Unter diesen Techniken sind Schaltkreise mit geschalteten Kondensatoren (SC), die in der Lage sind, eine hohe Genauigkeit der Übertragungsfunktion bei geringen Störungen in CMOS-Technologie zu erreichen und die somit für einen Betrieb mit geringen Spannungen interessant sind.
  • 1 zeigt den Aufbau eines herkömmlichen SC-Filters. Das Design enthält zwei Operationsverstärker und eine Anzahl von Kondensatoren, die durch Schalter, die aus NMOS- und PMOS-Transistoren gebildet werden, zwischen den Phasen Φ1 und Φ2 geschaltet werden. Operationsverstärker mit großer Verstärkung können mit einer Versorgungsspannung von nur 1 V unter Verwendung eines Standard-CMOS-Prozesses realisiert werden, und für den Betrieb der Kondensatoren gibt es keine Untergrenze. Ferner können die MOS-Schalter, die sich auf Masse beziehen, mit einer VGS von weniger als 1 V betrieben werden. Es besteht jedoch ein Problem mit dem MOS-Schalter, der mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers A1 verbunden ist und der in 1 in der gestrichelten Linie gezeigt ist. Wegen der Art des Ausgangs des Operationsverstärkers erfordert der MOS-Schalter für einen korrekten Betrieb mindestens 2 V.
  • STAND DER TECHNIK
  • Für dieses Problem wurde eine Anzahl von Lösungen vorgeschlagen. Ein Vorschlag ist es zum Beispiel, Bauelemente mit kleiner Schwellspannung zu verwenden. Solche Bauelemente sind jedoch kein Standard in der CMOS-Technologie, und somit sind die Kosten hoch. Ferner haben solche Bauelemente den Nachteil, große Probleme mit Leckströmen zu haben. Ein anderer Vorschlag war es, Spannungs-Vervielfacher auf dem Chip zu verwenden, um die Schalter anzusteuern. Bei diesem Vorschlag wird jedoch eine große Menge Leistung verbraucht, und er ist nicht zu der zukünftigen Submikron-Technologie für kleine Spannungen kompatibel.
  • Eine effektivere Lösung des Problems ist eine Technik geschalteter Operationsverstärker (SO), die in US 5745002 (Baschirotto et al) beschrieben wird. 2 zeigt das in US 5745002 vorgeschlagene grundlegende Design, und es wird darauf hingewiesen, dass der problematische MOS-Schalter aus 1 durch einen geschalteten Operationsverstärker und Kondensatoren ersetzt ist, wie in dem Kasten mit gestrichelten Linien in 2 gezeigt. Der geschaltete Operationsverstärker und die Kondensatoren können mit 1 V und kleinerer Spannung korrekt betrieben werden, und somit kann das Hauptproblem mit dem herkömmlichen SC-Schaltkreis beseitigt werden. Der Vorschlag von US 5745002 hat jedoch seine eigenen Nachteile.
  • Erstens werden bei der bisherigen Technik geschalteter Operationsverstärker die Operationsverstärker nach ihrer Integrationsphase abgeschaltet, daher können keine Systeme mit mehrphasig geschalteten Kondensatoren und Techniken geschalteter Operationsverstärker, wie Pseudo-N-Pfad, Doppel-Abtastung, Kapazitäts-Spreizungs-Reduktion und Korrektur desselben Abtastwertes, bei denen die Operationsverstärker jederzeit funktionsfähig sein müssen, implementiert werden. Außerdem werden normalerweise zusätzliche Operationsverstärker benötigt, um die Technik zur Realisierung von Schaltkreisen mit geschalteten Kondensatoren und kleiner Spannung zu nutzen. Ein weiterer Nachteil des Designs von US 5745002 ist, dass die Betriebsgeschwindigkeit durch die Einschalt-Geschwindigkeit der schaltbaren Operationsverstärker begrenzt ist.
  • Die Betriebsgeschwindigkeit kann nur erhöht werden, indem ein Verfahren der parallelen Verarbeitung benutzt wird, dies erfordert jedoch eine Verdoppelung der Hardware und des Leistungsverbrauchs, um die Geschwindigkeit zu verdoppeln und erfordert für einen korrekten Betrieb eine genaue Steuerung der Taktphasen zwischen verschiedenen Pfaden. Zusätzlich dazu wird durch Fehlanpassungen zwischen den Pfaden die System-Leistung verschlechtert.
  • Beispiele für Schaltkreise mit geschalteten Operationsverstärkern finden sich in US 5,698,999 und in US 4,352,069 , in denen Schaltkreise offenbart werden, die zwei schaltbare Operationsverstärker enthalten, die gemeinsame Eingangs-Anschlüsse haben und parallel arbeiten, um eine doppelte Abtastrate zu erreichen. In den Schaltkreisen dieser Patente müssen die beiden Operationsverstärker jedoch jederzeit aktiv sein und arbeiten daher als parallele Pfade.
  • Die vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass einer und nur einer der schaltbaren Operationsverstärker zu jeder Zeit eingeschaltet ist, wobei jeder Operationsverstärker einen Kondensator (CF) in einem Rückkopplungskreis hat, und dadurch, dass die entsprechenden Ausgänge der Operationsverstärker mit Schaltern verbunden sind, die die Ausgänge mit einer Referenzspannung (VDD) verbinden, wenn die Verstärker nicht eingeschaltet sind.
  • Die vorliegende Erfindung kann auf jede Form von Schaltkreis angewendet werden, der unter Verwendung eines Schaltkreises mit geschalteten Kondensatoren aufgebaut werden kann. Eine besonders nützliche Realisierung der Erfindung ist ein Integrator-Schaltkreis, der wiederum in einer Filtereinrichtung enthalten sein kann. Es muss verstanden werden, dass dies nur ein Beispiel ist, und dass die Erfindung auf einen weiten Bereich von Schaltkreis-Topologien angewendet werden kann.
  • Wenn sie in einem Integrator-Schaltkreis benutzt werden, können die beiden Operationsverstärker oder die beiden Ausgangs-Paare, wenn sie mit einer gemeinsamen Eingangsstufe gebildet werden, mit zugehörigen Signalumwandlungs-Einrichtungen ausgestattet sein, um jede erforderliche Übertragungsfunktion vorzusehen. Beispiele für solche Signalumwandlungs-Einrichtungen sind Rückkopplungs- Kondensatoren oder Rückkopplungs-Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren.
  • Ein besonderer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass einer der Operationsverstärker des Schaltkreises mit geschalteten Kondensatoren gemäß der vorliegenden Erfindung immer aktiv ist, und daher der Schaltkreis der vorliegenden Erfindung in einem Bereich der Anwendungen benutzt werden kann, in dem ein kontinuierlicher Betrieb der Operationsverstärker erforderlich ist, wie z. B. Pseudo-N-Pfad, Doppel-Abtastung, Kapazitäts-Spreizungs-Reduktion und Korrektur desselben Abtastwertes.
  • Die vorliegende Erfindung kann auf jede Form von Schaltkreis angewendet werden, die unter Verwendung eines Schaltkreises mit geschalteten Kondensatoren aufgebaut werden kann. Eine besonders nützliche Realisierung der Erfindung ist ein Integrator mit geschalteten Kondensatoren, der ein grundlegender Baustein aller Systeme mit geschalteten Kondensatoren ist. Für dessen Implementation wird nur ein zusätzlicher Kondensator benötigt. Er ist daher sehr einfach und kostengünstig. Was noch wichtiger ist, anders als in der bisherigen SO-Technik, die in US 5745002 beschrieben wird, wirkt der Integrator mit geschalteten Kondensatoren der vorliegenden Erfindung wie ein klassischer Integrator mit geschalteten Kondensatoren, da das Ausgangssignal zur Verarbeitung in beiden Taktphasen zur Verfügung steht. Als Folge davon kann die vorliegende Erfindung direkt und einfach in den meisten Systemen mit geschalteten Kondensatoren eingesetzt werden. Tatsachlich können klassische Systeme mit geschalteten Kondensatoren ohne Verwendung eines zusätzlichen Operationsverstärkers bereits mit geringer Spannung betrieben werden, indem die herkömmlichen Integratoren mit geschalteten Kondensatoren einfach durch den Integrator mit geschalteten Kondensatoren der vorliegenden Erfindung ersetzt werden und alle problematischen Schalter, die mit den Ausgängen der Operationsverstärker verbunden sind, entfernt werden. Dies zeigt eine hohe Kompatibilität der vorgeschlagenen Technik der geschalteten Kondensatoren mit allen vorhandenen herkömmlichen Systemen mit geschalteten Kondensatoren.
  • Es muss verstanden werden, dass dies nur Beispiele sind, und dass die Erfindung auf einen weiten Bereich von Schaltkreis-Topologien angewendet werden kann, in denen es erforderlich ist, dass die Operationsverstärker jederzeit funktionsfähig sind. Zum Beispiel können durch Ersetzen des zusätzlichen Kondensators in dem oben erwähnten Integrator mit geschalteten Kondensatoren durch einige Unter-Schaltkreise mit geschalteten Kondensatoren Techniken mit mehrphasig geschalteten Kondensatoren, wie z. B. Pseudo-N-Pfad, Doppel-Abtastung, Kapazitäts-Spreizungs-Reduktion und Korrektur desselben Abtastwertes, bei kleinen Spannungen mit unserer vorgeschlagenen Technik geschalteter Operationsverstärker implementiert werden. Man beachte, dass all diese Techniken mit mehrphasig geschalteten Kondensatoren es erfordern, dass die Operationsverstärker jederzeit funktionsfähig sind, und somit mit dem bisherigen Verfahren geschalteter Kondensatoren nicht implementiert werden können. Ferner kann die vorliegende Erfindung auch geändert werden, um mehrere schaltbare Operationsverstärker zu enthalten, die parallel, aber in verschiedenen nicht überlappenden Taktphasen arbeiten, um einen komplexen mehrphasigen Betrieb für einige fortschrittliche Systeme mit geschalteten Kondensatoren zu erreichen.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Einige Ausführungen der Erfindung werden nun als Beispiel und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
  • 1 ein Schaltbild eines herkömmlichen Filters mit geschalteten Kondensatoren ist,
  • 2 ein Schaltbild ist, das die Technik der geschalteten Kondensatoren nach dem Stand der Technik zeigt,
  • 3 ein Schaltbild ist, das das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung zeigt,
  • 4 ein Schaltbild ist, das eine Ausführung der Erfindung in Form eines vollständig differenziellen invertierenden verzögerungsfreien SC-Integrators zeigt,
  • 5 ein Schaltbild ist, das eine Ausführung der vorliegenden Erfindung in Form eines Operationsverstärkers mit einem doppelt schaltbaren Ausgangs-Paar zeigt,
  • 6 ein Schaltbild eines dynamischen Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreises zur Verwendung mit der Ausführung in 5 ist,
  • 7 eine Ausführung der Erfindung in Form eines Pseudo-2-Pfad-Integrators vom RAM-Typ mit geschalteten Operationsverstärkern zeigt,
  • 8 eine Ausführung der Erfindung in Form eines SC-Pseudo-2-Pfad-Filters mit geschalteten Operationsverstärkern zeigt,
  • 9(a)–(c) die gemessenen Sprungantworten und das Frequenzspektrum des Filters in 8 zeigen,
  • 10 die gemessene Sprungantwort des Filters in 8 zeigt,
  • 11(a) und (b) die Klirrfaktor-Ergebnisse des Filters in 8 zeigen,
  • 12 die Sprungantwort des Filters in 8 mit einer einzigen 0,9 V-Spannungsversorgung zeigt, und
  • 13 den Frequenzgang des Filters in 12 zeigt.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN
  • 3 zeigt das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung, das die Verwendung eines zusätzlichen schaltbaren Operationsverstärkers A1' parallel zum ersten Operationsverstärker A1, aber mit abwechselnden Taktphasen Φ1 und Φ2 ist.
  • 4 zeigt einen vollständig differenziellen invertierenden verzögerungsfreien SC-Integrator, der die vorgeschlagene Technik geschalteter Operationsverstärker für Anwendungen mit geschalteten Kondensatoren und geringen Spannungen benutzt. Einen nicht invertierenden Verzögerungs-SC-Integrator erhält man einfach, indem die in Klammern gezeigten Taktphasen benutzt werden. Es muss erwähnt werden, dass obwohl eine differenzielle Struktur gezeigt ist, eine asymmetrische Version auch realisierbar ist.
  • Φ1,2 und Φ1p,2p sind komplementäre Taktphasen für NMOS-, bzw. PMOS-Schalter. Die dynamischen Pegelverschieber werden angewendet und mit den geschalteten Kondensatoren CDC und CDC' implementiert, die halb so groß sind wie die Eingangskondensatoren CIN, bzw. CIN'. Als solches werden die Gleichtakt-Eingangsspannungen von zwei schaltbaren Operationsverstärkern auf Masse bezogen, während ihre Ausgänge im stationären Zustand ohne Eingangssignal durch Verwendung von Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreisen auf die Mitte der Versorgungsspannungen vorgespannt werden. Die beiden schaltbaren Operationsverstärker werden abwechselnd in zwei komplementären nicht überlappenden Taktphasen ein- und ausgeschaltet.
  • Man betrachte die invertierende verzögerungsfreie SC-Integrator-Konfiguration in 4. In Φ1 wird Operationsverstärker A1 eingeschaltet, und sowohl das abgetastete Signal von CIN (CIN'), als auch das in CSF (CSF') gespeicherte Signal werden in CF (CF') integriert, der während des vorherigen Zyklus Φ2 auf VDD aufgeladen wurde. In Φ2 wird Operationsverstärker A1' eingeschaltet, und der Operationsverstärker A1 wird ausgeschaltet, wobei seine Ausgänge (Vout+, Vout–) nach VDD kurzgeschlossen werden. In diesem Fall wird CF (CF') auf VDD aufgeladen, während das Signal, das in CF (CF') gespeichert wurde, an CSF (CSF') weitergegeben wird, der zuvor in Φ1 auf VDD aufgeladen wurde. Wenn Φ1 wiederkommt, wird Operationsverstärker A1 eingeschaltet, während Operationsverstärker A1' ausgeschaltet wird und seine Ausgänge nach VDD kurzgeschlossen werden. Indem so vorgegangen wird, wird das Signal zurück an CF (CF') gegeben, während Operationsverstärker A1 mit dem neuen abgetasteten Signal von CIN (CIN') integriert. Gleichung 1 beschreibt die Situation mathematisch.
  • Figure 00100001
  • Man kann sehen, dass die Kondensatoren CSF und CSF' in der Gleichung 1 sich aufheben, und sogar wenn CSF und CSF (sowie CF' und CSF') nicht aneinander angepasst sind, erscheint das im vorherigen Zyklus erhaltene Ausgangssignal wieder an den Ausgängen von Operationsverstärker A1. Dennoch ist das Design optimal, wenn die Kondensatoren CF, CF', CSF und CSF' denselben Wert haben. Wenn die Speicherkondensatoren CSF und CSF' kleiner als die Integrations-Kondensatoren CF und CF' sind, wird das Signal um das Verhältnis (CSF/CF oder CSF'/CF') verstärkt, wenn es gespeichert wird, und somit muss der Operationsverstärker einen größeren Signal-Dynamikbereich haben, um zu verhindern, dass es gestört wird. Andererseits wird durch Verwendung von Speicherkondensatoren, die größer sind als die Integrations-Kondensatoren der Betrieb verlangsamt und die Chipfläche vergrößert.
  • Durch Hinzufügung des schaltbaren Operationsverstärkers A1' steht das Ausgangssignal in beiden Taktphasen wie in einem herkömmlichen SC-Integrator zur Verarbeitung zur Verfügung. Als Folge davon kann der Integrator mit geschalteten Operationsverstärkern gemäß dieser Ausführung der Erfindung einfach dazu benutzt werden, die herkömmlichen SC-Integratoren zu ersetzen, um SC-Schaltkreise mit kleinen Spannungen zu realisieren. Hierdurch wird eine Menge an Neudesign-Aufwand zur Implementation von SC-Schaltkreisen gespart, da die Technik der geschalteten Operationsverstärker der vorliegenden Erfindung direkt auf fast alle vorhandenen SC-Schaltkreise angewendet werden kann. Was noch wichtiger ist, durch die Erzeugung einer Leer-Phase in diesem Integrator mit geschaltetem Operationsverstärker können nützliche Techniken, wie Pseudo-N-Pfad in einer Standard-CMOS-Technologie für eine sehr kleine Versorgungsspannung implementiert werden.
  • In der Ausführung in 4 sind die Eingangsanschlüsse der beiden schaltbaren Operationsverstärker A1 und A1' miteinander verbunden, während zu einem Zeitpunkt nur einer der beiden schaltbaren Operationsverstärker eingeschaltet ist. Wenn die beiden schaltbaren Operationsverstärker in einer zweistufigen Schaltung realisiert werden, reicht es aus, nur die Ausgangsstufen auszuschalten, um den Signalpfad zu unterbrechen, während die Eingangsstufe zu allen Zeiten für einen schnelleren Schalt-Betrieb aktiv bleibt. In einer bevorzugten Ausführung können die beiden schaltbaren Operationsverstärker daher in einem einzigen zweistufigen Verstärker mit einer differenziellen Eingangsstufe und zwei Paaren von differenziellen Ausgangsstufen, die abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, kombiniert werden. Dies liefert nicht nur eine wirtschaftlichere Realisierung für die vorgeschlagene Technik, sondern minimiert auch die Fehlanpassung zwischen den beiden schaltbaren Operationsverstärkern, durch die die Systemleistung verschlechtert wird. Um die Idee zu demonstrieren, wird ein völlig differenzieller 1 V-Operationsverstärker mit doppelt schaltbarem Ausgangs-Paar in einem Standard-0,5 μm-CMOS- Prozess mit NMOS- und PMOS-Schwellspannungen von 0,66 V und –0,85 V realisiert.
  • 5 zeigt das Schaltbild des Operationsverstärkers mit doppelt schaltbarem Ausgangs-Paar gemäß dieser Ausführung. Ein PMOS-Differenz-Paar wird als Eingangsstufe benutzt. Um eine große Niederfrequenz-Verstärkung zu erhalten, werden Pegelverschieber, die durch M5, MB2 und M6, MB3 gebildet werden, eingefügt, um M3 und M4 auf eine VDSsat höher vorzuspannen als Masse, während sichergestellt wird, dass M1 und M2 im Sättigungsbereich arbeiten. Die Gates der Ausgangstransistoren M7, M8, M11 und M12 sind mit den Ausgängen der Pegelverschieber verbunden. Die Ausgangsstufen werden von den Transistoren M9, M10, M13 und M14 ein- und ausgeschaltet, die von zwei nicht überlappenden Taktphasen Φ1 und Φ2 gesteuert werden. Jede der Ausgangsstufen ist mit einem Kompensations-Kondensator (CC1, CC2, CC3 und CC4) verbunden, um den Operationsverstärker zu stabilisieren, wenn die Ausgangsstufen eingeschaltet sind. Andererseits werden die Ausgangsstufen zusammen mit den Kompensations-Widerständen MCC1 und MCC2 (oder MCC3 und MCC4) ausgeschaltet, um zu verhindern, dass die Kompensations-Kondensatoren geladen oder entladen werden und einen schnelleren Schaltbetrieb zu erzielen. Die Transistoren M3 und M4 empfangen ein Steuersignal vom Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreis, während die Transistoren MA und MB die Gleichtakt-Rückkopplungs-Verstärkung einstellen, indem sie Ströme von M3 und M4 entnehmen und somit deren Transkonduktanzen steuern.
  • 6 zeigt einen dynamischen Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreis (CMFB), der dazu benutzt werden kann, die Gleichtaktspannung der beiden schaltbaren Ausgangspaare auf der Hälfte der Versorgungsspannung zu halten. Während Φ1 ist Ausgangs-Paar A ausgeschaltet, während CP1 und CP2 (beide 0,1 pF) auf VDD aufgeladen werden und CCM1 komplett entladen wird. Während Φ2 ist die Schleife geschlossen, wobei Ausgangs-Paar A eingeschaltet ist und CP1 und CP2 von VDD zur DC-Ausgangsspannung des schaltbaren Operationsverstärkers entladen sind. Dies führt über die virtuelle Masse des Operationsverstärkers des CMFB-Integrators zu einer Ladungs-Injektion in CCMFB (0,2 pF). Andererseits wird CCM1 von CCMFB über die virtuelle Masse aufgeladen. Der CMFB-Schaltkreis erreicht den stationären Zustand bei Φ2, wenn keine Ladung in CCMFB injiziert oder von ihm gesammelt wird. Daher wird mit CCM1 = CP1 = CP2 die Gleichtaktspannung des Ausgangs-Paars A durch den Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreis auf VDD/2 gezwungen. Da der Integrator im dynamischen CMFB-Schaltkreis während Φ1 leer läuft, wenn Ausgangs-Paar A ausgeschaltet ist, kann er dazu benutzt werden, die Gleichtaktspannung des Ausgangs-Paares B zu steuern, das während Φ1 eingeschaltet ist. In diesem Fall werden CP3, CP4 und CCM2 stattdessen als Messungs-Elemente benutzt. In einem ähnlichen Betrieb mit CCM2 = CP3 = CP4 = 0,1 pF wird die Gleichtaktspannung des Ausgangs-Paars B durch den Gleichtakt-Rückkopplungs-Schaltkreis während Φ1 auf VDD/2 gezwungen. Der CMFB-Integrator wird mit einem PMOS-Differenz-Paar mit einer kleinen Niederfrequenz-Verstärkung von ungefähr 100 implementiert. Ein Prototyp des vorgeschlagenen schaltbaren Operationsverstärkers wurde unter Verwendung einer 0,5 μm-CMOS-Technologie entwickelt. Tabelle 1 listet die verwendeten Transistor-Abmessungen auf, und Tabelle 2 fasst die gemessenen Leistungsdaten des schaltbaren Operationsverstärkers der Ausführung in 5 zusammen. Tabelle 1
    M1, M2 144 μm/2,1 μm MB1 244,8 μm/2,1 μm
    M3, M4 36 μm/3 μm MB2, MB3, MB5, MB6, MB7, MB8 204 μm/2,1 μm
    MA, MB 60 μm/3 μm M9, M10, M13, M14 26,4 μm/2,1 μm
    M5, M6, M7, M8, M11, M12 66 μm/2,1 μm MCC1, MCC2, MCC3, MCC4 51 μm/0,6 μm
    MB$ 40,8 μm/2,1 μm
    Tabelle 2
    Technologie 0,5 μm CMOS
    Versorgungsspannung 1 V
    Niederfrequenz-Verstärkung 69 dB
    Bandbreite bei Verstärkungsfaktor Eins 7 MHz
    Phasen-Spanne 45°
    Leistungsverbrauch 80 μmW
    Chipfläche 100 μm × 50 μm
  • 7 zeigt eine Ausführung der Erfindung in Form eines Pseudo-2-Pfad-Integrators vom RAM-Typ mit geschalteten Operationsverstärkern, bei der der vorgeschlagene komplett differenzielle Operationsverstärker mit doppelt schaltbaren Ausgangs-Paaren benutzt wird, wobei der dynamische CMFB-Schaltkreis eingebettet ist, wie oben beschrieben.
  • Für eine richtige Vorspannungsversorgung wird der dynamische Pegelverschieber benutzt, wie oben beschrieben. CF und CF' sind die Integrations-Kondensatoren, während CA (CA') und CB (CB') für die Speicher-Anordnung sind. Wenn ΦA und Φ1 eingeschaltet sind, wird Ausgangs-Paar A eingeschaltet, um CF und CF' in Rückkopplungs-Konfiguration zu verbinden, während Ausgangs-Paar B ausgeschaltet ist und seine Ausgänge nach VDD kurzgeschlossen sind. CF (CF') empfangt die Ladung von CIN (CIN') und von CA' (CA) vom entgegengesetzten Pfad. Diese Operation ergibt die Vorzeichenumkehr, die für die Transformation z → –z erforderlich ist. Wenn ΦA und Φ2 eingeschaltet sind, wird Ausgangs-Paar B eingeschaltet, um die Speicher-Kondensatoren CA und CA' in Rückkopplungs-Konfiguration zu verbinden, während Ausgangs-Paar A ausgeschaltet ist und seine Ausgänge nach VDD kurzgeschlossen sind. Auf diese Weise wird die aktualisierte Ladung in CF (CF') zurück zu CA (CA') transferiert. Diese Ladung wird dann in CA (CA') für zwei Abtastperioden gehalten. Dieselbe Operation wird während ΦB wiederholt, wobei die Ladung statt in CA (CA') in CB (CB') gespeichert wird. Hierdurch wird die Transformation z → –z2 mit dem komplett differenziellen Operationsverstärker mit doppelt schaltbaren Ausgangs-Paar erfolgreich realisiert. Es muss darauf hingewiesen werden, dass die Kondensatoren CA (CA') und CB (CB') als Übertragungs-Einrichtung funktionieren, um diese Transformationen zu bewirken.
  • 8 zeigt das Schaltbild einer Ausführung der Erfindung in Form eines SC-Pseudo-2-Pfad-Filters mit geschalteten Operationsverstärkern, das aufgebaut wird, indem die Integratoren in einem SC-Tiefpass-Abzweigfilter 3. Ordnung durch den Pseudo-2-Pfad-Integrator vom RAM-Typ mit geschalteten Operationsverstärkern ersetzt wird und gleichzeitig die Kopplungs-Kondensatoren C21, CA21, C22 und CA22 speicherlos gemacht werden. Eine komplett differenzielle Struktur hilft nicht nur bei der Unterdrückung von Gleichtaktstörungen und verringert Takt-Durchgriffs-Störungen, sondern bietet auch eine freie Vorzeichenumkehr der Ausgangsspannungen, wie sie in der Transformation z → –z benötigt wird. Da nur ein Paar von Ausgangsstufen zu einem Zeitpunkt aktiv ist, benutzt das resultierende SC-Pseudo-2-Pfad-Filter für 1 V dieselbe Anzahl von Operationsverstärkern, wie sein herkömmliches Gegenstück.
  • Tabelle 3 fasst die Kondensator-Werte zusammen, die benutzt wurden, während die gemessenen Sprungantworten für einen asymmetrischen Ausgang und den Differenz-Ausgang des Filters mit einem Inband-Eingangssignal von 75 kHz und 0,3 VSS in den 9(a), bzw. 9(b) gezeigt werden. Das entsprechende Frequenzspektrum des Differenz-Ausgangssignals ist in 9(c) gezeigt. Tabelle 3
    CA, CAA, Cstore1, CstoreA1, Cstore2, CstoreA2 4,5 pF
    CB, CAB, Cstore3, CstoreA3, Cstore4, CstoreA4 5 pF
    CC, CAC, Cstore5, CstoreA5, Cstore6, CstoreA6 3,5 pF
    CIN, CAIN 0,59 pF
    CS, CAS 0,14 pF
    C02, CA02, C03, CA03 0,1 pF
    C01, CA01 0,15 pF
    C21, CA21 0,13 pF
    C22, CA22 0,21 pF
    CL, CAL 0,1 pF
    CDC1 = (CS + C02)/2, CDCA1 = (CAS + CA02)/2 0,17 pF
    CDC2 = (C01 + C03)/2, CDCA2 = (CA01 + CA03)/2 0,13 pF
    CDC3 = (CL + C04)/2, CDCA = (CAL + CA04)/2 0,1 pF
  • Man kann sehen, dass das Filter gemäß der Ausführung in 8 richtig einschwingt, sogar bei einer hohen differenziellen Ausgangssignal-Amplitude von 1,2 VSS. Aus den oben angegebenen Signalformen ist es offensichtlich, dass der vorgeschlagene Mechanismus geschalteter Operationsverstärker auch auf der Tatsache basiert, dass während einer Taktphase der Ausgangsknoten mit der Stromversorgung verbunden ist und das Ausgangssignal nicht zur Verfügung steht, was dasselbe ist, wie im Fall der bisherigen Technik geschalteter Operationsverstärker. Dies verursacht einen Effekt der Rückkehr auf Null, wodurch sich die Verstärkung im Durchlassband des Filters um 6 dB verringert, wenn das Signal kontinuierlich verarbeitet wird. Somit muss dies berücksichtigt werden, wenn die Verstärkung im Durchlassband des Filters konzipiert wird. Um den Ausgangssignal-Hub des Filters dieser Ausführung voll ausnutzen zu können, wird das Filter so konstruiert, dass für abgetastete und gespeicherte Ausgangssignale eine Verstärkung im Durchlassband von ungefähr 10 dB erzielt wird. In diesem Fall ist das Spitze-Spitze-Filter-Ausgangssignal ungefähr das Vierfache des Eingangssignals im Durchlassband. Der Grund dafür ist, dass durch die Einschalt-Anforderungen der Eingangs-Schalter der Hub des Eingangssignals des Filters auf weniger als 0,3 VSS begrenzt ist.
  • 10 zeigt die gemessene Sprungantwort des Filters gemäß der Ausführung in 8. Das Filter erzielt einen Frequenzgang eines Bandpasses 6. Ordnung mit einer Bandbreite von 1,7 kHz und einer Verstärkung im Durchlassband von 1 dB. Eine minimale Dämpfung im Sperrbereich bezogen auf das Durchlassband von –38 dB wird bei Frequenzen von 72,5 kHz und 77,5 kHz gemessen. Als eine Eigenschaft eines Pseudo-2-Pfad-Filters, das den ersten Bandpass-Frequenzgang nutzt, befindet sich die Mittenfrequenz des interessierenden Durchlassbandes bei 75 kHz, was exakt 1/4 der Abtastfrequenz (300 kHz) ist. Die Verzerrung der dritten Harmonischen wird mit einem Inband-Eingangssignal mit der Frequenz bei fIN = 75,3 kHz gemessen. Die Komponente der dritten Harmonischen des Eingangssignals befindet sich bei 3·fin = 225,9 kHz und ist bei fS – 3·fin = 74,7 kHz gefaltet, was im Durchlassband des Filters ist. Die 11(a) und 11(b) zeigen die Messergebnisse für einen Gesamt-Klirrfaktor (THD) von 1%, bzw. 3%.
  • Der THD von 1% entspricht einem Eingangssignal von 0,42 VSS, und der THD von 3% einem Eingangssignal von 0,45 VSS. Das gemessene Gesamt-Ausgangsrauschen des Filters beträgt ungefähr 1 mVeff. Der Dynamikbereich für 3% THD ist ungefähr 54 dB. Tabelle 4 zeigt eine Zusammenfassung der Filter-Leistungsdaten. Tabelle 4
    Technologie 0,5 μm CMOS
    Versorgungsspannung 1 V
    Mittenfrequenz 75 kHz
    Q-Wert 45
    Abtastfrequenz 300 kHz
    Max. Ausgangsspannungshub 1,4 VSS
    Gesamt-Ausgangsrauschen 1 mVeff
    THD 1% 416 mVSS
    THD 3% 452 mVSS
    Dynamikbereich (für 3% THD) 54 db
    Leistungsverbrauch 310 μW
    Chipfläche 0,8 mm2
  • Das Filter der Ausführung in 8 kann auch mit einer einzigen Spannungsversorgung von 0,9 V getestet werden. Die Sprungantwort des Differenz-Ausgangs mit einem Eingangssignal von 75 kHz und 0,3 VSS ist in 12 gezeigt, in der man sieht, dass das Filter weiterhin korrekt einschwingt. 13 zeigt den Frequenzgang des Filters, der sehr ähnlich dem mit einer Versorgungsspannung von 1 V gemessenen ist.
  • Man kann somit sehen, dass die vorliegende Erfindung eine neuartige Technik geschalteter Operationsverstärker bereitstellt, bei der ein zweiter schaltbarer Operationsverstärker verwendet wird, der parallel zum ersten schaltbaren Operationsverstärker arbeitet. In einer besonders bevorzugten Ausführung kann ein komplett differenzieller Operationsverstärker mit zwei schaltbaren Ausgangs-Paaren benutzt werden, wobei das Ausgangssignal in jedem Taktzyklus zur Verfügung steht, und somit können nützliche SC-Techniken, wie Pseudo-N-Pfad mit kleinen Versorgungsspannungen implementiert werden. In einer bevorzugten Ausführung kann die Erfindung durch das Design und die Implementation eines 1 V SC-Pseudo-2-Pfad-Filters veranschaulicht werden, bei dem die vorgeschlagene Technik geschalteter Operationsverstärker in einem Standard-0,5 μm-CMOS-Prozess benutzt wird. Es versteht sich jedoch, dass die Erfindung auf einen weiten Bereich von Schaltkreis-Topologien angewendet werden kann, indem die Integratoren der herkömmlichen SC-Schaltkreise direkt durch die Integratoren der vorliegenden Erfindung ersetzt werden und einfach alle an den Ausgängen angeschlossenen problematischen Schalter entfernt werden.

Claims (12)

  1. Geschaltete Schaltung umfassend zwei schaltbare Operationsverstärker (Ai, Ai'), die gemeinsame Eingangsanschlüsse aufweisen und parallel zueinander und in alternierenden Taktphasen (Φ1, Φ2) arbeiten, dadurch gekennzeichnet, dass einer und nur einer der schaltbaren Operationsverstärker zu irgendeiner Zeit angeschaltet ist, wobei jeder der Operationsverstärker einen Kondensator (CF) in einer Rückkoppelschaltung aufweist, und dadurch, dass die jeweiligen Ausgänge der Operationsverstärker mit Schaltern verbunden sind, die die Ausgänge mit einer Referenzspannung (VDD) verbinden, wenn die Verstärker nicht angeschaltet sind.
  2. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 1, wobei die zwei schaltbaren Verstärker wirksam implementiert sind durch einen zweistufigen schaltbaren Operationsverstärker, der eine gemeinsame Eingangsstufe und zwei Paare von schaltbaren Ausgangsstufen umfasst.
  3. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 2, wobei die Schaltung eine differenzielle Schaltung ist und eine Rückkoppelschaltung verwendet wird, um die Gleichtaktspannung der schaltbaren Ausgangspaare bei der Hälfte der Versorgungsspannung beizubehalten.
  4. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 1, 2 oder 3, wobei die Schaltung eine Integratorschaltung ist.
  5. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 4, wobei jeder der Operationsverstärker oder jedes der Ausgangspaare versehen ist mit zugeordneten Signaltransformationsmitteln.
  6. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 5, wobei die Signaltransformationsmittel einen Rückkoppelkondensator umfassen.
  7. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 5, wobei die Signaltransformationsmittel ein rückkoppelgeschaltetes Kondensatornetzwerk umfassen.
  8. Elektronische Filterschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zumindest eine Integratorschaltung umfasst wie beansprucht in irgendeinem der Ansprüche 4 bis 7.
  9. Elektronische Filterschaltung wie beansprucht in Anspruch 8, umfassend einen Pseudo-n-Pfadfilter.
  10. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 1, wobei die Schaltung eine geschaltete Operationsverstärkerschaltung ist.
  11. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 1, wobei die Schaltung eine geschaltete differentielle Schaltung ist.
  12. Schaltung wie beansprucht in Anspruch 1, wobei die Schaltung eine geschaltete Kondensatorschaltung ist.
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