DE2726487C2 - Spannungsvergleicherschaltung - Google Patents
SpannungsvergleicherschaltungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsvergleicherschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs
1.
Es besteht ein zunehmender Bedarf an möglichst in integrierter MOS-Technik herstellbaren Spannungsvergleicherschaltungen,
die zuverlässig ein außerordentlich kleines Differenzsignal von einem Millivolt oder weniger
innerhalb weniger Microsekunden eindeutig feststellen können. Bisher bekanntgewordene MOS-Vergleicherschaltungen
können die genannten Anforderungen nicht erfüllen. Sie sind im allgemeinen zum Abfühlen
einer eine Größenordnung größeren Spannungsdifferenz ausgelegt, um nachteilige Einflüsse durch die beim normalen
Schalt- oder Abtastvorgang Innerhalb der Vergleicherschaltung auftretenden Ausgleichsvorgänge und
Nullpunktsverschiebungen auszuschalten, die derart kleine Eingangssignal ansonsten verdecken würden.
Aufgabe der Erfindung Ist es daher, eine Vergleichsschaltung
anzugeben, bei der die Einflüsse von Störsignalen bzw. durch schaltungsinterne Schaltvorgänge ausgelösten
Ausgleichsvorgängen und von schaltungsinternen Nullpunktverschiebungen ausgeschaltet werden.
Diese Aufgabe wird bei einer Spannungsvergleicherschaltung der eingangs erwähnten Art entsprechend den
Im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Merkmale vorteilhafter Weiterbildungen
und Ausgestaltungen der Erfindung finden sich in den weiteren Patentansprüchen.
Zusammengefaßt sieht die Erfindung eine neuartige Ausbildung des Spannungsvergleichs vor, Indem der
Auftrittszeitpunkt aller innerhalb der Spannungsvergleicherschaltung erzeugten Ausgleichsvorgänge in einen
Zeitbereich gelegt wird, in dem kein Nutzsignal ansteht. Vor dem eigentlichen Spannungsvergleich werden somit
die Stör- bzw. Ausgleichssignale unterdrückt, so daß das Verglelchsergebnis nicht durch die Wechselbeziehung
zwischen der Größe des Nutzsignals und der evtl. störenden Signale beeinflußt wird. Selbst ein relativ
starkes Ausgleichssignal wirkt sich nicht mehr nachteilig aus, da es nicht zu einem Zeitpunkt auftritt, in dem
im Normalfall eine Nuizsignalverarbeitung durchgeführt wird. Durch noch näher anzugebende Maßnahmen werden
auch die Einflüsse von schaltungsinhärenten Null-
punktverschiebespannungen ausgeschaltet. Damit können
somit sehr kleine Differenzspannungen von etwa einem Millivolt cder sogar weniger zuverlässig festgestellt
werden, wobei der hohe Genauigkeitsgrad trotzdem mit unverminderter Geschwindigkeit und Leistung
durchgeführt werden kann. Für die vorgeschlagene Schaltung wurde eine für den Vergleich erforderliche
Zeit von lediglich einigen Mikrosekunden oder weniger festgestellt.
Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels unter Zuhilfenahme der Zeichnungen
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 in einem elektrischen Schaltbild ein Ausführungsbeispiel der Erfindung und
Fig. 2 ein zugehöriges Impulsdiagramm für einige beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 auftretende
Spannungen.
Die in Fig. 1 gezeigte Spannungsvergleicherschaltung kann in konventioneller MOS-Technik affgebaut werden.
Die zu vergleichenden Spannungen V4 und Vg liegen
an den Eingangsanschlüssen eines mit passiven Elementen aufgebauten Differenznetzwerks 10 an, das
die Eingangsstufe der Vergleicherschaltung darstellt. Im vorliegenden Fall soll angenommen werden, daß VB ein
Bezugspotential darstellt, mit dem das Signal V4 unbekannter
Größe verglichen werden soll. Die Spannung am Ausgang des differenzbildenden Schaltungsteils 10
ist AV, dessen Wert der Differenz zwischen den beiden Eingangsspannungen V4 und VB entspricht. Eine nähere
Beschreibung des die Differenz bildenden Schaltungsteils 10 findet sich im IBM Technical Disclosure Bulletin,
Vol. 18, No. 9, Februar 1976, Seiten 3071/3072.
Das J'fferenznetzwerk 10 umfaßt zwei passive MOS
Kondens tnren 12 und 14, die zwischen die Eingangsanschlüsse für V4 und VB in Reihe zueinander geschaltet
sind. Die Differenzspannung AV wird am gemeinsamen
Anschluß 16 zwischen den Kondensatoren 12 und 14 entwickelt. LHe Genauigkeit des Differenznetzwerks
hängt davon ab, wie weit die Eigenschaften der jeweiligen Schaltungselemente aneinander angepaßt sind. In
der MOS Technik können gleiche Eigenschaften einfacher bei passiven Schaltungselementen, wie z. B. Kondensatoren,
erreicht werden als bei aktiven Schaltungselementen, z. B. Transistoren. Die lediglich symbolisch
angedeuteten und mit 18 und 20 bezeichneten Schaltelemente sind anfänglich so eingestellt, daß sie bei der
anschließenden Umkehrung ihres Schrltzustandes unabhängig von den Polaritäten der zu vergleichenden
Spannungen den Differenzwert AV wiedergeben. Der anfängliche Schaltzustand jedes der Schaltelemente 18
oder 20 ist durch die Polarität des jeweiligen Eingangssignals bestimmt. Die Polarität des Differenzsignals AV
ergibt dann den Hinweis, welche der Spannungen VA
oder VB den größeren Wert aufweist.
Das Differenzsignal AV am Ausgangsanschluß 16 des '
Differenznetzwerks 10 liegt am Gate eines MOS Feldeffekttransistors 22 in der invertierenden Fingangsstufe
eines hochverstärkenden FET Verstärkers 24, an den keine hohen Genauigkeitsanforderungen gestellt sind.
Die Drain-Elektrode des FET 22 ist direkt mit dem " Gate des FET 26 in der zweiten Stufe des Verstärkers
24 verbunden, die das von der ersten Verstärkerstufe kommende Signal erneut invertiert. An die Drain-Elektroden
der FET 22 und 26 ist über die im Sättigungsbereich betriebenen und als Lastelemente dienenden FET *
28 bzw. 30 die Versorgungsspannung ΙΊ angelegt.
Wie später noch näher erläutert wird, ist der Verstärker
24 mittels des FET 32, der zeitweise eine Verbindung zwischen Gate und Drain des FET 22 der ersten
Verstärkerstufe herstellt, mit einer Eigenvorspannung auf den Wert der Einheitverstärkung im Gleichspannungsfall
während der Vorbereitungsphase ausgelegt. . Du.xh diese Verbindung zwischen dem Eingang und
dem Ausgang des FET 22 und die anschließende Aufhebung dieser Verbindung wird der Verstärker 24 auf
seinen korrekten Arbeitspunkt für die Verstärkung des Differenzsignals AV eingestellt.
Während am Gate des FET 26 das Ausgangssignal vom FET 22 anliegt, ist die Drain-Elektrode des FET
26 über den Kondesator 34 mit dem Gate des FET 36 im nachfolgenden Pufferverstärker 38 gekoppelt. Die
Drain-Elektrode des FET 36 ist über den FET 40, der als Lastelemeni dient, mit der Betriebsspannung sowie
über einen Kondensator 42 mit dem Eingangsanschluß 44 des Verriegelungskreises 46 gekoppelt. Der Pufferverstärker
38 stellt eine niedrige Ausgangsimpedanz bereit, über die der hochverstärkende Verstärker 24 den
• Verriegelungskreis 46 treiben kann. Während der Vorbereitungsphase, die im folgenden noch näher beschrieben
wird, sind der Eingang und der Ausgang des FET 36 zeitweise über den FET 48 zur Vorspannung des
Pufferverstärkers 38 auf seinen korrekten Arbeitspunkt verbunden.
Die Koppelkondensatoren 34 und 42 ermöglichen eine voneinander unabhängige Ausbildung der Eigenvorspannung.
Aufgrund dieser Eigenvorspannung können zusätzliche Vorspannungen und Spannungsquellen
sowie das damit verbundene Problem der Spannungsverschiebungen aufgrund von Spannungsdrift etc. vermieden
werden.
Bezüglich einer eingehenden Beschreibung des Verriegelungskreises 46 wird auf die ältere Patentanmeldung
P 27 00 802.2 Bezug genommen. Im vorliegenden Zusammenhang beschränkt sich die Beschreibung des
Vorverstärkers auf die Vorbereitungs- und Vergleichsphase der Vergleicherschaltung gemäß Fig. 2.
In der Vergleichsphase kann der Verriegelungskreis 46 je nach der Polarität des zu verstärkenden Differenzsignals
an seinem Eingang 44 einen von zwei stabilen Zuständen einnehmen. Während der Vorbereitungsphase wird der Verriegelungskreis in einen neutralen
ausgeglichenen Zustand gebracht, der als Voriadungszustand bezeichnet wird. Der Verriegelungskreis 46 enthält
zwei FET 50 und 52 sowie zwei Kondensatoren 54 und 56, wobei diese Schaltelemente nach Art einer
kreuzgekoppelten Ladungsübertragungsschaltung angeordnet sind. Es ist demnach das Gate des FET 50 mit
der einen Elektrode des Kondensators 54 sowie dem Schaltungspunkt 60 verbunden, der seinerseits mit der
Drain-Elektrode des FET 52 verbunden ist. Das Gate des FET 52 ist andererseits mit einer Elektrode des
Kondensators 56 sowie dem mit der Drain-Elektrode des FET 50 zusammenhängenden Schaltungsknoten 58
verbunden. Die Source-Elektrode des FET 50 ist mit dem Eingang 44 des Verriegelungskreises 45 gekoppelt,
während die Source-Elektrode des FET 52 mit einem Schaltungsknoten 62 verbunden ist, der über den Kondensator
64 mit Massepotential gekoppelt ist.
Während der Vorladungsphase beim Betrieb des Verriegelungskreises 46 wird an die Schaltungsknoten 58
und 60 periodisch ein Potential von der Spannungsquelle Ij über die FET 66 bzw. 68 angelegt. Die Schaltungsknoten
44 und 62 werden periodisch über die FET bzw. 72 auf Massepotential gelegt. Das nutzbare
Ausgangssignal des Verriegelungskreises 46 wird durch die Spannung dargestellt, die zwischen den Schaltungs-
knoten 58 und 60 auftritt, wenn die Vergleichsphase abgeschlossen ist.
In dem gezeigten Schaltbild existieren verschiedene parasitäre bzw. verteilte Kapazitäten. Besondere Beachtung
im vorliegenden Zusammenhang finden die folgenden: die Kapazität 74 zwischen Gate und Source von
FET 32, die Kapazität 76 zwischen Gate und Source von FET 48 sowie die Kapazität 78 zwischen dem
Schaltungsknoten 44 und Masse (wodurch die verteilte Kapazität der Eingangsleitung vom Pulferverstärker 38
zum Verriegelungskreis 46 repräsentiert wird).
Wie aus dem Diagramm nach Fig. 2 hervorgeht, unterteilt sich der Arbeitszyklus der dargestellten MOS
Vergleichsschaltung in eine Vorbereitungs- oder Bereitstellungsphase sowie in eine anschließende Vergleichsphase.
Zu Beginn werden zwei Steuerimpulse, die mit Φ, und Φ, bezeichnet sind, an die Gate-Elektroden
der FET 32 bzw. 48 angelegt, wodurch diese FET die Gate-Drain-Verbindung der Verstärker FET 22
bzw. 36 herstellen. Dadurch werden diese Verstärkerstufen
auf den für die Einheitsverstärkung maßgeblichen Arbeitspunkt eingestellt. Die Φ,-Spannung wird
ebenfalls an die Gate-Elektroden der FET 70 und 72 im Verriegelungskreis 46 angelegt, wodurch die Schaltungsknoten
44 bzw. 62 an Masse gelegt werden, so daß eine etwa von dem vorhergehenden Vergleichsvorgang
auf den Kondensatoren 78 bzw. 64 verbliebene Ladung abgeleitet wird. Während dieser Vorbereitungsphase
befindet sich das Differenznetzwerk 10 in dem oben erläuterten anfänglichen Zustand, so daß keine Differenzspannung
AV am Schaltungsknoten 16 auftritt.
Der Φ,-Impuls endet eine kurze Zeit später, während
der Φι-Impuls noch weiterhin an der Gate-Elektrode des FET 48 anliegt. Mit dem Ende des Φ,-Impulses
schaltet der FET 32 aus, wodurch die Eingangs-Ausgangsverbindung zwischen Gate und Drain des FET 22
aufgehoben und das Gate des FET 22 um den genannten Arbeitspunkt bezüglich des elektrischen Potentials
schwebend gelassen wird. Mit dem Ende des Φ,-Impulses wird jedoch ein an sich störender Spannungsimpuls
erzeugt, der über die parasitäre Kapazität 74 auf das Gate des FET 22 gelangt, im Verstärker 24 verstärkt
und über den Koppelkondensafor 34 auf das Gate des Pufferverstärkers FET 36 geleitet wird. In einer konventionellen
Vergleicherschaltung wird die Empfindlichkeitsschwelle deshalb so hoch eingestellt, daß die Schaltung
nur auf solche Signale anspricht, die erheblich größer als die derartiger Übergangs- oder Störimpulse sind.
Ir. der hier vorgeschlagener. Schaltung braucht man
diese Einschränkung hinsichtlich der Empfindlichkeit nicht zu machen, da auf andere Weise der nachteilige
Einfluß derartiger Störungen ausgeschaltet wird, was im folgenden näher erläutert werden soll.
Aus Fig. 2 ist ersichtlich, daß am Ende des Φ,-Impulses,
durch den die erwähnten Übergangs- bzw. Störimpulse auf den Eingang des Pufferverstärkers 38
gelangen könnten, der Φ,-Impuls noch am Gate des
FET 48 ansteht. Da zu diesem Zeitpunkt die Gate- und Drain-Elektrode des FET 36 über den FET 48 durch
den Φ2-ΐΓηρϋΐ5 noch miteinander verbunden sind, wird
ein etwaiger Störimpuis vom Verstärker 24 im Pufferverstärker
38 sich nicht auswirken können. Dadurch wird der relativ hoch verstärkte Störimpuls im Pufferverstärker
abgeblockt und kann nicht den Verriegelungskreis 46 erreichen.
Nach dem Ende des Φ, -Impulses wird ein Φ3-Ιπιρυΐ5
an die Gate-Elektroden, der FET 66 und 68 im Verriegelungskreis 46 angelegt, wodurch diese FET in ihrem
linearen Bereich als Widerstände betrieben werden. Über den FET 66 und den Schaltungsknoten 58 wird
die Versorgungsspannung Ι-'Λ auf eine Elektrode des Kondensators 56 und über den FET 68 und den Schaltungsknoten
60 auf die eine Elektrode des Kondensators 54 gekoppelt. Die jeweils anderen Elektroden der
Kondensatoren 54 und 56 liegen miteinander an einem Anschluß für eine mit Φλ bezeichnete Spannung. Zu
diesem Zeitpunkt ist die Φ,,-Spannung auf ihrem potentialmiißig
untersten Wert, z. B. auf Massepotential. Die Kondensatoren 54 und 56 werden somit aufgeladen, so
daß die Schaltungsknoten 58 und 60 den Potentialwert V1 annehmen.
Wie bereits erwähnt wurde, sind die Schaltungsknoten 58 bzw. 60 über Kreuz mit den Gate-Elektroden der
FET 52 bzw. 50 verbunden. Wenn die Kondensatoren 54 und 56 voll aufgeladen und die Schaltungsknoten 58
und 60 auf dem Potentialwert von V2 sind, werden die
FET 50 und 52 in ihrem Sättigungsbereich sein und von den Schaltungsknoten 58 und 60 über ihre Drain-Source-Strecken
Strom zu den Schaltungsknoten 44 und 62 zur Aufladung der Kapazitäten 78 und 64 leiten. Mit
deren Aufladung werden die Source-Spannungen der FET 50 und 52 angehoben. Wenn die Source-Spannung
Vs des FET 50 oder 52 einen Wert erreicht, der gleich
der Differenz zwischen der jeweiligen Gate-Spannung I1, und der Schwellenspannung V1 ist, schaltet der
jeweilige FET aus. Wenn beide FET 50 und 52 auf diese Weise ausgeschaltet sind, befinden sich die Schaltungsknoten
44 und 62 jeweils auf einem Potential entsprechend V2 verringert um den Wert der Schwellenspannung
des zugehörigen FET. Die Schaltungsknoten 58 und 60 liegen auf V1. In diesem Zusammenhang ist
festzuhalten, daß die FET 50 und 52 nicht dieselbe Schwellenspannung aufweisen müssen, damit der Verriegelungskreis
46 einwandfrei arbeiten kann. Ein ausgeglichener Zustand, in dem beide FET 50 und 52 ausgeschaltet
sind, wird auch erreicht, wenn diese FET bei verschiedenen Source-Spannungswerten ausschalten.
Erforderlichenfalls kann auch ein sehr abrupter Übergang in den Sperrzustand für die FET 50 und 52 während
der Vorladungsphase erreicht werden. Eine Möglichkeit dazu besteht darin, den Φ3-Ιπιρυΐ5 zu beenden
und dadurch die FET 66 und 68 zu einem Zeitpunkt auszuschalten, wenn die Ladungsübertragungselemente
50 und 52 noch leitfähig, aber relativ nahe am Ausschaltpunkt sind. Dadurch werden negative Übergangsimpulse
an den Schaltungsknoten 58 und 60 erzeugt, wodurch ein sofortiges Ausschälten dci FET 50 und 52
erreicht wird. Unterstützen läßt sich diese Wirkungsweise noch durch eine Vergrößerung der Gate-Source-Kapazität
der FET 66 und 68.
Aus Fig. 2 ist weiter ersichtlich, daß der Φ2-Ιπιρυΐ5
endet, während der 03-Impuls noch andauert. Mit
anderen Worten, der 02-Impuls endet noch während
der Vorladephase des Verriegelungskreises 46. Der beim Abschalten des Φ2-Impulses entstehende Übergangsimpuls
wird dabei über die parasitäre Kapazität 76 auf das Gate des FET 36 im Pufferverstärker gekoppelt, der
einen entsprechenden Ausgangsimpuls über den Koppelkondensator 42 auf den Eingang 44 des Verriegelungskreises
46 überträgt. Zu diesem Zeitpunkt ist jedoch der Verriegelungskreis 46 noch in seiner Vorbereitungsphase,
während der die Source-Schaltungsknoten 44 und 62 der FET 50 bzw. 52 auf ihre Ausschaltpegel
aufgeladen werden. Der genannte Übergangsimpuls hat ferner eine relativ geringe Größe, da es sich bei
dem Pufferverstärker 38 nicht um einen Verstärker mit
hohem Verstärkungsfaktor handeil. Unier diesc-n
Umständen wird demnach der erwähnte Übergangsimpuls vom Pufferverstärker 38 an den Eingang 44 in der
Vorladespannung absorbiert, die zu dem Zeitpunkt /um Ausschalten des FET 50 aufgebaut wird. >
Es ist somit ersichtlich, daß die beim Abschalten der
Φ,- und 0rSteuerspannungen entstehenden Übergangsbzw. Störsignale keine nachteiligen Einflüsse auf das
resultierende Schaltkreisverhalten haben. Ein mit dem Abschalten des Φ,-Steuerimpulses entstehender Störim- wi
puls wird nur eine geringe Amplitude haben und lediglich den Vorladeeffekt erhöhen. Am Ende der Vorbereitungsphase,
d.h. mit dem Ende der ΦΓ, Φ,- und Φ,-Steuerlmpulse,
befindet sich der Verriegelungskreis 46 in einem bezüglich seiner Ausgangsschaltungsknoten 58 r>
und 60 potentialmälJig ausgeglichenen Zustand, in dem
alle zu ihm gehörenden FET ausgeschaltet sind.
Mit Beginn der Vergleichsphase wird, wie oben beschrieben, eine Differenzspannung AV. deren Polarität
durch die Größe des Eingangssignals I \ bezogen auf 2»
die Referenzspannung VB bestimmt ist, am Ausgang
des Differenznetzwerks 10 erzeugt. Dieses Differenzsignal wird hochverstärkt und durch den Pufferverstärker
38 an den Eingang 44 des Verriegelungskreises 46 weitergeleitet. Entsprechend der Polarität des verstärkten Vi
Differenzsignals AV wird demzufolge das Potential am Schaltungsknoten 44 angehoben oder abgesenkt. Dieser
Vorgang wird noch gesteigert, wenn ein Φ,-Rampenspannungsimpuls
an die gemeinsame Elektrode der Kondensatoren 54 und 56 angelegt wird, wodurch die i<
> Ladungsübertragungsaktion des Verriegelungskreises 46 unterstützt wiid.
Beispielsweise soll angenommen werden, daß AV eine
negative Polarität aufweist. Sobald die Spannung Φ4
ansteigt, werden die Gate-Spannungen der FET 50 und ->5
52 rampenförmig angehoben. Da aber die Spannung am Source-Schaltungsknoten des FET 50 ebenfalls durch
das Anlegen des verstärkten und invertierten zU'-Differenzsignals
angehoben ist, wird FET 50 ungeachtet seiner angestiegenen Gate-Spannung am Leitendwerden
gehindert. Vom Kondensator 56 kann praktisch keine dort gespeicherte Ladung über den FET 50 übertragen
werden, und das Potential am Schaltungsknoten 58 (der mit der Drain-Elektrode des FET 50 und über Kreuz
mit dem Gate des FET 52 verbunden ist) beginnt anzusteigen. Steigt die Gate-Spannung des FET 52 relativ
zur Source-Spannung weit genug an, um den FET 52 einzuschalten, findet eine positive Ladungsübertragung
vom Kondensator 54 über den FET 52 auf den Kondensator 64 statt, dessen Kapazitätswert so ausreichend ist,
daß darüber eine wesentliche Ladungsreduzierung der auf dem Kondensator 54 gespeicherten Ladung stattfindet.
Dadurch wird die Spannung am Schaltungsknoten 60 abgesenkt, die gleich der Drain-Spannung des FET
52 ist. Schließlich wird der FET 52 aus der Sättigung in den linearen Bereich gelangen, wonach kein weiterer
wesentlicher Ladungstransfer mehr auftritt. Die Spannungsabsenkung
am Schaltungsknoten 60 verursacht eine gleiche Spannungsabsenkung am Gate des FET 50,
so daß der Sperrzustand des FET 50 sicher gewährleistet bleibt. Wenn AV somit negativ ist, wird schließlich
der Verriegelungskreis 46 einen Zustand einnehmen, bei dem die Spannung am Schaltungsknoten 60 niedriger
als am Schaltungsknoten 58 ist, und zwar um mindestens den Wert der Schwellenspannung des FET 50.
Ist die Differenzspannung AV von positiver Polarität, ergibt sich die entgegengesetzte Wirkungsweise. Die
Source-Spannung des FET 50 am Schaltungsknoten 44
55
60
65 wird abgesenkt, wenn das verstärkte und invertierte Dilfercnzsignal angelegt wird, und der FET 50 beginnt
leitend /u werden, sobald die Differenz zwischen seiner Gatc-Source-Spannung den Wen der Schwellenspannung
überschreitet. Die Φ,,-Rampenspannung erhöht die
Differenz in den Leitfähigkeiten in den FET 511 und 52.
Sobald der FET 50 leitet, wird eine positive Ladung vom Kondensator 56 über den FET 50 auf die Kondensatoren
42 und 78 übertragen. Das setzt sich solange fort, bis der FET 50 aus der Sättigung in seinen linc;i
ren Arbeitsbereich gelangt, woraus sich eine wesentliche Reduzierung der Spannung am Schaltungsknoten 58
ergibt. Die Spannung am Schaltungsknoien 60 (d. h. an
der Drain-Elektrode des FET 52) steigt weiter ;:n, während die Spannung am Gate des FET 52 (gleichbedeutend
mit dem Schaltungsknoten 58) absinkt, so dal.f
dadurch der FET 52 im ausgeschalteten Zustand gehalten wird. 1st somit die Differenzspannung AV von positiver
Polarität, wird der Verriegelungskreis 46 letztlich einen Zustand einnehmen, bei dem die Spannung am
Schaltungsknoien 58 niedriger als am Schaltungsknoten 60 ist, und zwar um mindestens den Wert der Schwellenspannung
des FET 52.
Am Ende der Vergleichsphase kann somit zwischen den Schaltungsknoten 58 und 60 ein einfach abfühlbares
Signal am Ausgang des Verriegelungskreises 46 abgenommen werden. Dieses Ausgangssignal ist nicht
von Übergangs- oder Nullpunkt-Verschiebesignalen in der Schaltung selbst beeinflußt und repräsentiert sehr
genau die Polarität der anfänglichen Spannungsdifferenz AV, auch wenn diese Differenzspannung nur sehr kleine
Werte in der Größenordnung von 1 Millivolt oder weniger aufweist. Durch Untersuchungen an einem Schallungsaufbau
wurde festgestellt, daß zur Erkennung von Differenzspannungen von weniger als einem Millivolt
eine Vergleichszeit von wenigen MikroSekunden ausreicht. Für die Dimensionierung der Schaltungselemente
bei einer praktisch aufgebauten Schaltung können die folgenden Werte angegeben werden:
40 Kapazitätswerte:
Kondensatoren 12, 14 und 34
Kondensatoren 42 und 64
Kondensatoren 54 und 56
Kondensatoren 42 und 64
Kondensatoren 54 und 56
W/L-Verhältnisse der FET:
50 22, 26, 50 und 52
Z8 und 30
32, 48, 70 und 72
60 und 68
5OpF
5pF
0,5 pF
W/L
15/1
i/6,6
1/1
25/1
5/1
4/1
Für die genannte Schaltung ergab sich eine vollständige Zykluszeit von 2,9 Mikrosekunden. Die Nominalwerte
betrugen für die Verstärkung 130 und für die Leistungsaufnahme der Vergleicherschaltung etwa
3 Milliwatt. Die Ansprechschwelle betrug etwa 1A Millivolt.
Weitere Verbesserungen durch einen Geschwindigkeits-Empfindlichkeitskompromiß
etc. sind dabei noch möglich.
Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist davon ausgegangen worden, daß die Feldeffekttransistoren
vom TV-Kanal Anreicherungstyp sind. Es ist natürlich in
gleicher Weise im Rahmen der Gründung möglich, einzelne
oder mehrere der l;eldeHekltransistoren auch vom
Yerarmungstyp zu wählen.
In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel sind lerner
mehrere Vusuirkerstuleu /wischen dem Differenznet/werk
1(1 und dem Vorverstärker vorgesehen, wobei die Steuerimpulse zeitlieh so abgestimmt sind, daß Φ,
mil Φ, überlappt, wahrend Φ, mit Φ, überlappt. Das
geschah zu dem Zweck. Ausgleichssignale, die beim Abschalten der Φ,- und Φι-Impulse entstehen, in der
erläuterten Weise /u absorbieren. Hs ist aber auch möglich, die beschriebene Yergleichcrschallung derart zu
modifizieren, daß man eine der Yerslärkcrstufen (z. B.
10
den l'uffervcrslärker 3S) wegläßt und eine entsprechende
Anpassung der Taktsteuerung vorsieht, indem /. B. Φ, und Φ, überlappend auftreten. Dfese Abänderungen
beeinträchtigen nicht den mit den beschriebenen N^n.ii.ahmen er/ielbaren HrIoIg, wonach durch das
sequentielle Schallen die dadurch erzeugten Ausgleichssignale jeweils zu einem Zeitpunkt auftreten, bei dem
die nächst folgende Verstärkest ufe durch die Vorspannungsverbindung
ausgeschaltet ist. z. B. wenn der FIiT 32 ausgeschaltet ist. so daß diese Ausgleichssignale in
der nächstfolgenden Stufe absorbiert werden und nicht durch den weiteren Schaltungsverlaul' hindurchgclangen
können.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (5)
1. Spannungsvergleicherschaltung mit einem eingangsseitigen,
die Differenz zweier Eingangssignale bildenden Netzwerk, dem ein Verstärker für das Differenzsignal
nachgeschaltet ist, gekennzeichnet durch erste Schaltmittel (32) zur zeitweisen Herstellung
einer internen Verbindung in wenigstens einer Verstärkerstufe zwecks Einsteilung eines
dadurch bestimmten Arbeitspunktes des ersten Verstärkers (24), welcher zumindest vorübergehend nach
Aufheber, der Verbindung aufrechterhalten bleibt, durch wenigstens eine dem ersten Verstärker (24)
nachgeschaltete Ausgangsstufe (38 und/oder 46), die durch zweite Schaltmittel (48 bzw. 66, 68) in einen
ersten Schaltzustand versetzbar ist, in dem ein am Ausgang des ersten Verstärkers (24) auftretendes
Signal unausgewertet bleibt oder in einen zweiten Schaltzustand versetzbar ist, wodurch ein am Ausgang
des ersten Verstärkers (24) auftretendes Signa! entweder verstärkt oder nicht weitergeleitet wird,
sowie durch Steuereinrichtungen (0,, φ2, 0·,) zur zeitlichen
Steuerung der Schaltzustände der ersten und zweiten Schaltmittel (32; 48 bzw. 66, 68) in der
Weise, daß die zweiten Schaltmittel (48 bzw. 66, 68) beim Übergang der ersten Schaltmittel (32) von
ihrem ersten auf den zweiten Schaltzustand ihren ersten Schaltzustand aufweisen, wobei die jeweilige
Ausgangsstufe (38, 46) zur Blockierung der beim Aufheben der internen Verbindung im ersten Verstärker
(24) auftretenden Stör- bzw. Ausgleichssignale zunächst während dieser Phase in ihren ersten
Schaltzustand versetzt und anschließend in ihren zweiten Schaltzustand zur Bewertung des Differenzsignals
umgeschaltet wird.
2. Spannungsvergleicherschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dal? der erste Verstärker
einen Feldeffekttransistor enthält, dessen Gate-Elektrode das Differenzsignal zugeführt wird und an dessen
Drain-Elektrode das zugehörige Ausgangssignal entnehmbar Ist, und daß die ersten Schaltmittel zum
zeitweisen Herstellen einer internen Verbindung In der jeweiligen Verstärkerstufe aus einem mit seiner
Schaltstrecke zwischen die Gate-Elektrode und die Drain-Elektrode des Verstärkertransistors eingefügten
weiteren Feldeffekttransistor (32, 48) zum Herstellen einer den ersten bzw. zweiten Schaltzustand
darstellenden schaltbaren Gate-Drain-Verbindung des zugehörigen Verstärkertransistors (22, 36) bestehen.
3. Spannungsvergleicherschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Ausgangsstufe
ein mit Feldeffekttransistoren aufgebauter Verriegelungskreis (46) vorgesehen ist, der In einen
anfänglichen neutralen, Inaktiven ersten Schaltzustand einstellbar ist, in dem er auf von der vorhergehenden
Verstärkerstufe bereitgestellte Signale nicht anspricht, und der erst in einem einstellbaren zweiten,
aktiven Schaltzustand je nach der Polarität des von der vorhergehenden Verstärkerstufe gelieferten
(Differenz-)Signals einen entsprechenden nutzbaren Ausgangsschaltzustand annimmt.
4. Spannungsvergleicherschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet.
daß das die Differenz der Eingangssignale bildende Netzwerk (10) ein Paar von in Reihe geschalteten
oassiven MOS-Kondensatoren enthält, deren
jeweils einen Elektroden je eines der beiden Eingangssignale zugeführt wird und an deren gemeinsamen
Verbindungspunkt das In seiner Polarität die relativen Eingangsamplituden wiedergebende Differenzsignai
abnehmbar ist.
5. Spannungsvergleicherschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß im Anschluß an das die Differenz der Eingangssignale bildende Netzwerk (10) ein erster hochverstärkender
Verstärker (24) mit schaltbarer Gate-Drain-Verbindung in einer Verstärkerstufe mit
einem nachgeschalteten Verstärker in Form eines Verriegelungskreises (46) vorgesehen ist, der
zunächst auf einen neutralen Zwischenzustand zur Blockierung der beim Schalten der vorhergehenden
Verstärkerstufe auftretenden Übergangssignale einstellbar ist, wobei vorzugsweise zwischen den ersten
Verstärker (24) und den Verriegelungskreis (46) ein Pufferverstärker {38), ebenfalls mit schaltbarer Gate-Drain-Verbindung
seines Verstärkertransistors, vorgesehen ist.
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