DE2926899A1

DE2926899A1 - Elektronisches elliptisches abtastfilter mit geschalteten kondensatoren

Info

Publication number: DE2926899A1
Application number: DE2926899A
Authority: DE
Inventors: Roubik Gregorian
Original assignee: American Microsystems Holding Corp
Current assignee: American Microsystems Holding Corp
Priority date: 1978-09-08
Filing date: 1979-07-03
Publication date: 1980-03-20
Also published as: GB2030408A; CA1129509A; NL7904162A; FR2435857A1; JPS5538797A; US4179665A; GB2030408B; IT7968416A0

Description

I:

Patentanwälte ·..'',." ',.''* '<■

Dipl.-Ing. H. MITSCHERL1CH
Dipl.-Ing. K. eUNSCHMANH 2926893

Dr. rer. nat. W. K D R B E R Dipl.-lng. J. SCHMIDT - EVERS -5- Steinsdorfstr.10,8000 MÖNCHEN 22 ^ _{1 7}

Elektronisches elliptisches Abtastfilter mit geschalteten Kondensatoren

Die Erfindung bezieht sich auf elektronische Filter für Datenübertragungs-oder Kommunikationssysterne und elektronische Steuereinrichtungen,insbesondere auf ein elliptisches Abtastfilter,das als integrierter Halbleiterschaltkreis ausgeführt werden kann.

10

Mit der Entwicklung elektronischer Datenübertragungssysteme, die in LSI (Large Scale Integration )-Techniken ausgeführt sind,kam die Forderung nach verlustarmen und kompatiblenFrequenzselektions-Schaltungen für solche Systeme auf.Herkömmliche aktiveFilter,die in Dünnfilm- oder Hybridtechnikausgeführt sind,könnten,obwohl sie gegenüber passiven Filtern,die mit diskreten Bauelementen aufgebaut sind,vorteilhaft sind,die bei Datenübertragungssydbetpen in LSI-Technik bestehenden Bedingungen nicht erfüllen.Es wurden versuchsweise Ladungsübertragungseinrichtungen (Charge-transfer devices=CTD) zur Realisierung analoger Abtastfilter vorgeschlagen.Dabei wurde jedoch gefunden, daß eine große Anzahl von Stufen aufzuwenden wäre,um den engenUbergang vom Paßband zum Sperrband mit relativ grossem Wirkungsgrad bei Verwendung der Silizium-Technik zu realisieren.Außerdem hätten solche Filter in CTD-Technik eine ihnen eigene hohe Einfügungsdämpfung,d.h. ca. 2OdB.

Ein anderer,mehr erfolgreicher Versuch,dieses Problem zu lösen,war die erst kürzlich vorgenommene Entwicklung der sog. "Filter mit geschalteten Kondensatoren",die die MOS-Technologie benutzen.(Siehe: MOS Sampled Data Recursiv

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Filters Using Switched Capacitor Integrators,IEEE Journal of Solid State Circuits,VoI.SC-I2,No. 6,Dezember 1977).

In dem oben erwähnten Artikel wird ein Abtastdatenfilter vorgeschlagen,das ein Paar von Operationsverstärkern,die in Reihe angeordnet sind,benutzt,wobei jeder der beiden Operationsverstärker r.it einen ihn parallelgeschalteten Kondensator verbunden ist.Schalter innerhalb der Schaltung nehnen-gesteuert durch Taktimpulse-abwechselnd die eine oder die andere ihrer zwei verschiedenen Schaltstellungen ein.Die bekannte Schaltung arbeitet derart, daß ein Paar von komplexen Polen in der Transferfunktion realisiert werden kann.Es resultiert ein Filter mit relativ geringer Empfindlichkeit.Dagegen ist es nicht gelungen,ein Filter zur Verfügung zu stellen,das einen genügend scharfen Übergang bei der gewünschten Frequenz bietet.

Die vorliegende Erfindung löst das genannte Problem und stellt ein verbessertes Abtastfilter zur Verfügung,das verschiedene Vorteile aufweist,u.a. einen erhöhten Wirkungsgrad mit einer Verlustcharakteristik,die nahe an die des idealen elliptischen Filters heranreicht.

Gemäß der Erfindung wird ein Tiefpaßfilter vorgeschlagen,das als MOS-Halbleiterschaitkreis ausgeführt ist und als Teil eines elektronischen Datensystems,das aus einem oder mehreren LSI-Schaltkreisen aufgebaut ist,besteht. Schaltungstechnisch ausgedrückt besteht das erfindungsgemäße Filter aus drei Operationsverstärkern,die vorteilhaft als Integratoren in Reihe geschaltet sind, und mit geschalteten Kondensatoren verbunden sind,die

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durch fortlaufend zugeführte,abwechselnde,MOS-Schaltelemente beeinflussende Taktsignale gesteuert werden.Die Filterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist so aufgebaut,daß eine Transferfunktion geliefert wird,die nicht nur komplexe Wurzelausdrücke seines Zählers-gemeinhin natürliche Frequenzen oder Transferfunktionspole genannt-realisiert,sondern auch komplexe Wurzeln des Zählers,die gemeinhin "Verlustpole" oder'Ubertragungs-Nullstellen" genannt werden.Die Zähler-Nullstellen der Schaltungs-Transferfunktion sind durch eine außergewöhnliche Durchgangsrate der Schaltung,die das analoge Eingangssignal ν. und die Ausgänge des ersten und auch des zweiten Operationsverstärkers zumdritten Operationsverstärker zur Verfügung stellt_fgegeben.Dieser dritte Operationsverstärker hat außerdem seine eigene Rückkopplungsschleife, wirkt als Summierer und Integrator und generiert einen besonderen,einfachen Pol in der Transferfunktion.Mit der beschriebenen Schaltung und unter Benutzung von Kapazitätswerten, die durch ein rechnergestütztes Optimierungsverfahren bestimmt sind,nähert sich das hergestellte Filter dem gewünschten Frequenzverhalten und zeigt ein optimales Verhalten innerhalb des vorgewählten Frequenzbandes. Das Filter hat außerdem eine Programmierungsmöglichkeit, durch die eine Paßbandgrenze durch Variation der Taktfrequenz ausgewählt werden kann,ohne daß dazu die Auslegung des Frequenzverhaltens geändert werden muß.

Zusammenfassend kann als Aufgabenstellung für die vorliegende Erfindung das Zurverfügungstellen eines verbesserten analogen Abtast-Rekrsivfilters für ein elektronisches Datensystem genannt werden,wobei das erfindungsgemäße Filter eine geringe Empfindlichkeit gegenüber den Filter-

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koeffizienten haben soll.

Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin,ein Abtastfilter des genannten Typs zur Verfügung zu stellen, das endliche Ubertragungs-Nullstelleniin der Filter-Transferfunktion hat und einen scharfen übergang vom Paßband zum Sperrband mit einem gemäßigten Q hat.

Eine andere Aufgabe der Erfindung ist darin zu sehen,daß ein Abtastfilter mit besonderer Anpaßbarkeit zur Verwendung als Tiefpaß-Filter in einem elektronischen Datensystem geschaffen werden soll.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin,ein Abtast-Datenfilter zu schaffen,das besonders für die Verwirklichung als Teil einer in MOS-Technik integrierten Schaltung mit einem Minimum an Flächenbedarf auf dem Chip geeignet ist.

Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin,ein Abtast-Datenfilter zu schaffen,das programmierbar ist,so daß die Paßbandfrequenz durch Variation der Taktfrequenz ausgewählt werden kann.

Andere Aufgabenstellungen,Vorteile und Eigenschaften der Erfindung gehen aus der folgenden,ins einzelne gehenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Figuren hervor.

Die vorliegende Erfindung wird im folgenden an Hand mehrerer, ein Ausführungsbeispiel für die Erfindung betreffender Figuren erläutert.

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Fig. 1 zeigt das Schaltbild einer erfindungsgemäßen ■ Filteranordnung.

'] Fig. 2 zeigt ein Verlust/Frequenz-Diagramm mit den gewünschten Grerizbereichen eines typischen Tiefpaß- ':', 5 Filters.

<h Fig. 3 zeigt d£s tatsächliche Diagramm der über der Fre-

I quenz aufgetragenen Verluste eines Tiefpaß-Filters,

ί das die Eigenschaften eines Filters gemäß der Er-

I . findung hat.

s Wie bereits erläutert,zeigt Fig. 1 das Schaltbild einer

'■i erfindungsgemäßen Filteranordnung für ein Abtast-Datenfilter 10 mit den der Erfindung zugrundeliegenden Schal- « tungsprinzipien,das so ausgelegt ist,daß es an ein ty-

; 15 pischeselektronisches Datensystem angeschlossen werden ti und von diesem Daten empfangen kann.Nachdem die Eingangs-

J spannung V. an der Signaleingangsleitung 12 eine sich

ändernde Signalspannung ist,die einen Bereich von Frequen- o\ zen repräsentiert,und die Funktion des Filters darin be-

p. 20 steht,das analoge Eingangssignal in getakteten Steigerungs-■: raten abzutasten und alle Frequenzen in einem vorgewähl-

I ten Bereich zu einer Ausgangsleitung 14 als Ausgangsspan-

ß, nung V durchgreifen zu lassen,sind alle anderen Frequen-

I; zen der Eingangsspannung,die nicht in dem vorgewählten

j§ 25 Paßband des Filters liegen,zu dämpfen oder zu blockieren.

Iß. Die analoge Eingangs spannung V. wird über eine erste

U Verzweigungsleitung 16 an ein erstes Schaltmittel 18 und

; über eine zweite Verzweigungsleitung 20 an ein zweites

30 Schaltmittel 22 geführt.

In der gesamten in Fig. 1 gezeigten Schaltung sind die

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► β ι · » · ·
• * ι t it I

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verschiedenen Schaltmittel in Form von MOSFET-Paaren gezeigt;die durch einen nichtüberlappenden Zweiphasen-Takttreiber, der nicht gezeigt ist,gesteuert werden.Bei jedem Schaltmittel ist das Gate des einen MOSFET mit dem einen Takt i und das Gate des jeweils anderen MOSFET mit dem anderen Takt Ϊ verbanden.Ein Mittelanschluß zwischen den MOSFET eines jeden Paares ist mit einem geerdeten kondensator verbunden.Das bedeutet,daß der Mittelanschluß* 24 des sechsten Schaltmittels 18 über eine erste Leitung 26 mit dem geerdeten Kondensator 28 verbunden ist.Der mit dem Takt I gesteuerte MOSFET ist mit dem Eingang V. und der mit dem Takt ϊ gesteuerte MOSFET über eine Kopplungsleitung 30 mit einem Schaltungsknoten 32 verbunden.Bei dem Schaltmittel 22 ist der mit dem Takt ϊ gesteuerte MOSFET mit dem Eingang V. und de5 mit dem Takt ΐ gesteuerte MOSFET über eine erste Eingangsleitung 34 mit dem negativen Eingang eines ersten integrierenden Operationsverstärkers 36,dessen positiver Eingang geerdet ist,verbunden.Ein Mittclanschluß 38 des Schaltmittels 22 ist mit einer Seite eines Kondensators 40,dessen andere Seite an den Mittelanschluß eines anderen MOSFET-Schaltmittels angeschlossen ist,verbunden.

Der mit dem Takt ϊ gesteuerte MOSFET dieses Schaltmittels 44 liegt auf Erde,während der mit dem Takt I gesteuerte MOSFET über eine zweite Leitung 46 an die zweite Ausgangsleitung eines zweiten integrierenden Operationsverstärkers gelegt ist.Parallel zu dem ersten Operationsverstärker ist eine vierte Leitung 54,in die ein Kondensator 56 eingefügt ist,geschaltet.Außerdem ist dem ersten Operationsverstärker 36 eine dritte Leitung 58 parallelgeschaltet,

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in die ein viertes Schaltroitt^l 60,das aus einem MOSFET-Paar besteht,das an den Takt I bzw. Ϊ angeschlossen ist, und dessen Mittelanschluß62 mit einer Seite eines weiteren Kondensators 64,dessen andere Seite auf Erde liegt, verbunden ist,eingefügt ist.

Die Leitungen 54 und 58 sind mit der ersten Eingangsleitung 34 und außerdem mit einer ersten Ausgangsleitung 68,die von dem ersten Operationsverstärker wegführt,verbunden.Diese Ausgangsleitung ist an einen durch den Takt $ gesteuerten MOSFET eines fünften Schaltmittels 70,dessen anderer,von dem Takt ϊ gesteuerter MOSFET über eine zweite Eingangsleitung 72 mit dem negativen Eingang des zweiten Operationsverstärkers 50 verbunden ist,angeschlossen.Ein Mittelanschluß zwischen den beiden MOSFET des Schaltmittels 70 ist mit einer Seite eines geerdeten Kondensators 76 verbunden.

Von der ersten Ausgangsleitung 68 des ersten Operations-Verstärkers 36 führt eine dritte Verzweigungsleitung,die mit dem durch den Takt I gesteuerten MOSFET eines sechsten Schaltmittels 82 verbunden ist,weg.Der durch den Takt ϊ gesteuerte andere MOSFET des zuletzt genannten Schaltmittels ist über eine fünfte Leitung an Erde gelegt.Ein Mittelanschluß 86 des Schaltmittels 82 ist mit einer Seite eines Kondensators 88,dessen andere Seite mit dem Mittelanschluß 90 eines siebten Schaltmittels 92 verbunden ist,zusammengeschaltet.Der durch den Takt ϊ gesteuerte MOSFET des zuletzt genannten Schaltmittels ist mit Erde verbunden,während der durch den Takt ϊ gesteuerte MOSFET über eine sechste Leitung 94 an die Kopplungsleitung 94 angeschlossen ist.

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it I · ·

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Von der zweiten Eingangsleitung 72 und der zweiten Ausgangsleitung 48 zweigt eine siebte Leitung 96,die einen Kondensator 98 enhält,der damit dem zweiten Operationsverstärker 50 parallelgeschaltet ist,ab,womit der Operationsverstärker zu einem integrierenden Verstärker wird.Die zweite Ausgangsleitung 48 ist mit einem durch den Takt $ gesteuerten MOSFET eines achten Schaltmittels 100 verbunden,dessen durch den Takt Ϊ gesteuerter MOSFET über eine vierte Ausgangsleitung 102 mit dem Schaltungsknoten 32 in der Kopplüngsleitung 30 verbunden ist.Ein Mittelanschluß des Schaltmittels 100 ist über eine achte Leitung 104 mit einer Seite eines Kondensators 106,dessen andere Seite geerdet ist,verbunden.

5*

i 1

Eine dritte Eingangsleitung 108 führt von dem Schaltungsknoten 32 und der vierten Ausgangsleitung 102 des zweiten Operationsverstärkers 50 zu dem negativen Eingang des dritten Operationsverstärkers 110,dessen positiver Eingang auf Erde liegt und dessen Ausgang in die dritte Ausgangsleitung 14 mündet,wobei die dritte Eingangsleitung 108 die Funktion der Kopplungsleitung 30 übernimmt. Parallel zu dem Operationsverstärker 110 ist eine neunte Leitung 112,die auch zwischen die dritte Eingangsleitung 108 und die dritte Ausgangsleitung 14 geschaltet ist,angeordnet,die einen Kondensator 114 enthält.Außerdem ist eine zehnte Leitung 116 dem dritten Operationsverstärker 110 parallelgeschaltet,in die ein neuntes Schaltmittel 118 eingefügt ist.Das zuletzt genannte Schaltmittel hat einen Mittelanschluß 120 zwischen einem Paar von durch den Takt Έ bzw. Ϊ gesteuerten MOSFET,der an eine Seite eines Kondensators,dessen andere Seite auf Erde liegt, angeschlossen ist.

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Die drei Operationsverstärker 36,50 und 110 sind mit MOS-Elementen in einer geeigneten Schaltungskonfiguration ausgeführt,die an die V__g- und V__-Quellen angeschlossen sind.Eine ins einzelne gehende Schaltung für die Operationsverstärker ist nicht gezeigt,da solche Bauelemente genügend gut bekannt sind und mit geeigneten Kenndaten durch den Fachmann ausgesucht werden können.

Während des Betriebes der Filterschaltung 10 werden die schaltenden MOSFET fortlaufend mit den nichtüberlappenden Zweiphasen-Takten ϊ und Ϊ mit einer Abtastfrequenz f=~, versorgt. Zu einem Zeitpunkt (n-1) T,wenn der Takt I eingeschaltet ist,wird der Kondensator 28 durch V< (n-1) geladen.Der Kondensator 40 wird ebenfalls durch V. geladen,jedoch um den Betrag der Ladung aus dem zweiten Operationsverstärker 50,die über die zweite Ausgangsleitung 48 zugeführt: wird,verringert.Die Kondensatoren 64,76 und 88 werden durch den Ausgang des ersten Operationsverstärkers 36,der Kondensator 106 durch den Ausgang des zweiten Operationsverstärkers geladen.Der Kondensator 122 des dritten Operationsverstärkers wird ebenfalls während der Taktphase ϊ geladen.Am Ende der Taktphase 5,wenn alle Schaltmittel in der Taktphase ϊ umgeschaltet werden,wird die Ladung des Kondensators 28 über die Kopplungsleitung 30 an den Schaltungsknoten 32 und von da über die dritte Eingangsleitung 108 an den negativen Eingang des dritten Operationsverstärkers 11C geliefert.Nachdem die Schaltmittel 82 und 92 sich nun in der durch den Takt ϊ bestimmten Schaltstellung befinden,wird die Kopplungsleitung 30 ebenfalls mit Ladung über die sechste Leitung 94 aus dem Kondensator 88 versorgt.DEr Operationsverstärker 110 wird aus der Entladung des Kondensators

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106 über den Schaltungknoten 32 und die vierte Ausgangsleitung 102 versorgt,womit dieser als Summierer für alle vorgenannten Spannungen,die seinem negativen Eingang zugeführt wurden,fungiert.Der Kondensator 40 entlädt sich über die erste Einganysleitung 34 in den negativen Eingang des ersten Operationsverstärkers 36.In ähnlicher Weise entlädt sich der Kondensator 76 über die zweite Eingangsleitung 72 in den negativen Eingang des zweiten Operationsverstärkers 50.Während der Taktphase I wird

tO die Eingangsspannung,die dem ersten Operationsverstärker 36 aus dem Kondensator 40 über die erste Eingangsleitung 34 zugeführt wird, mittels des ihm parallelgeschalteten Kondensators 56 integriert.Auf ähnliche Weise wird die Ladung des Kondensators 106 den Kondensator 114,der dem dritten Operationsverstärker 110 parallelgeschaltet ist, zugeführt.

Der erste als Integrator arbeitende Operationsverstärker hat einen vierten Kondensator 64,der einerseits auf Erde liegt und andererseits mit den SChaltmittel 60,das in die den Operationsverstärker parallelgeschaltete dritte Leitung 58 eingefügt ist,verbunden ist.Auf ähnliche Weise hat der als Integrator wirkende dritte Operationsverstärker einen Kondensator 122,der einerseits auf Erde liegt und andererseits an die parallelgeschaltete neunte Leitung 112 angeschlossen ist.Außerdem liefert der Kondensator 64 während der Taktphase Ϊ ein Rückkopplungssignal an den Eingang des Operationsverstärkers 36.Der Kondensator 122 liefert ein Rückkopplungssignal an den Eingang des Operationsverstörkers 110.

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Aus dem vorhergehenden ist zu entnehmen,daß die Eingangsspannung V. ,die während der vorangegangenen Taktphase I in dem Kondensator 88 gespeichert wurde und die Ausgangsspannung Vq₂ des zweiten Operationsverstärkers 50,die in dem Kondensator 106 gespeichert wurde,während der Taktphase ϊ beide an den negativen Eingang des dritten Operationsverstärkers 110 gelegt und effektiv durch diesen summiert werden,indem seine Ausgangsspannung V_ gebildet wird.Gleichzeitig liefert der dritte Operationsverstärker während der Taktphase ϊ ein Rückkopplungssignal aus seinem zuvor geladenen Kondensator 122,wie auf ähnliche Art der erste Operationsverstärker 36 ein Rückkopplungssignal aus seinem Kondensator geliefert bekommt.

Durch den Vorteil des dritten Operationsverstärkers und dessen Summierung der Proben der Eingangsspannung V. und der Ausgänge des ersten und zweiten Operationsverstärkers erhält die Transferfunktion der Schaltung H_Q(z) Nullstellen in ihrem Zähler.Die Rückkopplungsrate des dritten Operationsverstärkers ergibt einen einfachen (dritten) Pol in dem Nenner der Transferfunktion.Das Vorhandensein von Nullstellen und Polen in der Transferfunktion ergibt eine Schaltung mit einer Charakteristik, die sich der eines elliptischen Filters nähert,einen hohen Wirkungsgrad und eine nahezu optimale Form eines Filters,das einen schnellen Obergang zwischen dem Paßband und dem Sperrband aufweist.

Die mathematischen Zusammenhänge der Filtercharakteristik sind dem Fachmann im allgemeinen bekannt.Für die vorliegende Erfindung können die zuvor genannten Eigenschaften der Filterschaltung 10 durch Bezugnahme auf ihre Transferfunktion mathematisch beschrieben werden.

030012/059Θ t;

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Unter Verwendung der z-Transformationstechnik gilt für ψ\

die Transferfunktion der Schaltung 10,die zwei komplex $

konjugierte Pole,einen einfachen Pol und zwei komplex || konjugierte Nullstellen hat:

'

H(z)=A Gl. (1),

(z²-2r cos9 z+r ²)(z-ß)

V tr V '

wobei

²Pl=V

-je
. ²Pi=V ^p

die komplex konjugierten Pole sind*
ß ein reeller Achsenpol ist.

-7

02
^ϋ/ί

die komplex konjugierten Ubertragungs-Nullstellen sind.

Die spezielle Transferfunktion für die Schaltung 10,ausgedrückt in Kapazitätsverhältnissen,die aus der Ladungserhaltungsgleichung erhalten worden sind,ist gegeben durch:

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SEJSGHEH

wobei

	die	.",'"I ·"·' · .· : :	2926899
	die	. .,· · · · · .ι ·· ·· ^# *	^αι^α2-*4^αι
	-17-	2 V O₃
V₀(Z)	(2 O₁ O₁O₄M₃)Z ₊ I O₁O	3 (ζ-1+α₅)
^Vin^(z)
z=e	z-Variable,
Jtt=2Ff	analoge Kreisfrequenz,
	T=Abtast-Periode,

10

w=Ar die Diskret zeitfrequenz und

α..,α₂,α-,α. und a,- Repräsentanten der Verhältnisfaktoren für die Werte der er

rechneten Kapazitäten der Schaltung, wie in Fig. 1 angegeben,sind.

Um ein bestimmtes Filter innerhalb der vorbestimmten Bandgrenzen unter Benutzung der in Figur 1 angegebenen Schaltung 10 gemäß der Erfindung,ist es notwendig,die Werte der verschiedenen Kapazitäten der Schaltung zu bestimmen.

Unter Benutzung der allgemeinen Transferfunktion kann dies dadurch erreicht werden,daß zunächst die Werte für die Elemente Tq,&q,t ,Q & und A derart ausgewählt werden,daß die Größe von H(z) für Z=B³" sich einer vorspezifizierten Verlustcharakteristik für das gewünschte Filter,wie in Fig. 2 gezeigt,nähert.In diesem Verlustdiagramm für ein Tiefpaß-Filter ist die Paßbandfrequenz (f )durch vertikale Linien,die mit einer horizontalen Minimalverlustlinie,die das "α "-

Niveau darstellt,verbunden sind,angegeben.Die gewünschte Sperrbandfrequenz (f )ist durch eine andere vertikale Linie,

1\ : ·; 030012/0596

ο '· ■

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mit einer Maximalverlust-oder a_min-Linie,die horizontal in dem Diagramm verläuft,verbunden.Nachdem Gl.(2) eine sehr spezielle Form hat,kann der aktuelle Entwurf eines Filters durch rechnergestützte Optimierungsverfahren vorgenommen werden.Nach dem Ermitteln der Werte für die Parameter r„,e_n,r ,β und ß können die Kapazitätsverhält-

U U ρ ρ

nisse für die spezifizierten Filterparameter durch Gleichsetzen der korrespondierenden Koeffizienten der z-Potenz in Gl.(1) und Gl.(2) ermittelt werden.Solche Verhältnisse, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 1 verwendet werden, lauten:

1) ct^CI-r cos9 )
15

2) α₂=1 + (Γ_ρ ²-1)/_αι

3) a₄/a₃

4) ot₃-a₁«₂/(r₀ ⁱ-r_p'₊a₄/a₃)

5) O₅=I-B

6) k=A/a,
³

α> Mit den geeigneten Werten,die für die kapazitiven Elemente _o bestimmt werden,ergibt die Schaltung 10,wie beschrieben, J^₁ eine Filteranordnung,die endliche Ubertragungs-Nullstellen ■*·*■ und einen scharfen Übergang vom Paßband zum Sperrband hat. cn 30 Die tatsächliche Verlustkurve für ein typisches Tiefpaß- O^ filter gemäß der Erfindung ist in Fig. 3 gezeigt.Beim Entwurf eines bestimmten Filters ist,wenn die Verlustcharakteristik spezifiziert ist,die Ordnung des Filters so bestimmt,daß das Verlustverhalten des Filters innerhalb der spezifizierten Grenzen liegt.Für ein Filter hö herer Ordnung oder ein solches mit komplexer Verlustcharakteristik ist die Zusammenschaltung mehrerer Filter erforderlich.In solch einem Falle müssen die Werte der Kapazitäten gemäß der oben angegebenen Prozedur neu be-

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stimmt werden.

Für den Fachmann sind viele Änderungen der Konstruktion und weitgehend verschiedene Ausführungsforinen und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung naheliegend,ohne daß sie den Erfindungsgedanken und den Schutzumfang für die Erfindung berühren können.Die Offenbarungen und die Beschreibung haben lediglich illustrativen Charakter und stellen keinesfalls eine Beschränkung in irgend einem Sinne dar.

5 Patentansprüche 3 Figuren

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Claims

Patentanwälte

Dipl.-Ing. H. MITSCHERLICH Dipl.-Ing. K. GUNSCHMANN

Dr. rer. nat. VV. K U R B E R Dlpl.-Ing. J. SCHMIDT - EVERS Steinsdorfstr.10,8000 M0NCHEN22

3. Juli 1979

American Microsystems Inc.
3800 Homestead Road

Santa Clara,California
USA

Patentansprüche

( l/Elektronisches elliptisches Abtastfilter mit geschalteten Kondensatoren,bei dem ein Eingangsschaltung zum Anschluß einer Eingangssignalguelle,deren Signale zu filtern sind,vorhanden ist,dadurch gekennzeich η e t ,daß ein erster integrierender Operationsverstärker (36) vorgesehen ist,der Mittel zur kapazitiven Rückkopplung und einen Eingang hat,der mit der Eingangsschaltung verbunden ist,daß ein zweiter integrierender Operationsverstärker (50) vorgesehen ist,der mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (36) verbunden ist,daß ein dritter integrierender Operationsverstärker (110) vorgesehen ist,der kapazitive Rückkopplungsmittel hat und mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (50) verbunden ist,daß eine Verbindung zur negativen Rückkopplung zwischen dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (50) und dem Einaang des ersten Operationsverstärkers (36) vorgesehen ist,daß eine Kopplungsleitung

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(30) zwischen der Eingangsschaltung,dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (36),dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (50) und dem Eingang des dritten Operationsverstärkers (110) vorgesehen ist,daß Schaltmittel in dem Vorwärtskanal,dem Rückwärtskanal,den kapazitiven Rückkopplungsmitteln für den ersten Operationsverstärker (36) und den dritten Operationsverstärker
(110),zwischen dem ersten Operationsverstärker (36) und dem zweiten Operationsverstärker (50) und zwischen dem ersten Operationsverstärker (36) und dem Vorwärtskanal vorgesehen sind,wobei die Schaltmittel jeweils mit einem Kondensator verbunden sind,der fortlaufend abwechselnd mit den Taktzyklen geladen und entladen wird.wobei eine analoge Spannung,die von der Signaleingangsspannungsquel-Ie geliefert wird,in Abtastsignale umgesetzt wird und ein Ausgangssignal entsteht,das vom dritten Operationsverstärker (110) abgegeben wird und nur solche Frequenzen enthält,die in einem vorgewählten Frequenzband liegen.

2.Elektronisches Filter nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet ,daß jedes der Schaltmittel ein Paar von MOSFET hat,die an einen Wechseltakttreiber,der fortlaufend nichtüberlappende Taktsignale (ϊ,ϊ) abgibt, angeschlossen sind,und daß die Kondensatoren für jedes der Schaltmittel zwischen Erde und einem Anschluß zwischen den jeweils ein Paar bildenden MOSFET liegen.

3.Elektronisches Filter nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet ,daß seine allgemeine Transferfunktion zwei komplex konjugierte Pole,einen einfachen Pol und zwei komplex konjugierte Nullstellen hat.

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4.Elektronisches Filter nach Anspruch 3,dadurch gekennzeichnet ,daß die Transferfunktion für die Schaltung in ihrem z-Bereich wie folgt definiert ist:

z>-2r cos9₀z_+r »
H (ζ) = A-

(z²-2r cos9 z+r ^a)(z-ß)
PPP

wobei

^Zp2^=rp^e

die komplex konjugierten Pole,
ß der Pol der reellen Achse
und

^z01 ^r0

__r
02 0

die komplex konjugierten Ubertragungs-Nullstellen sind.

5.Elektronisches Filter nach Anspruch 1,dadurch gekennzeichnet ,daß der geschaltete Kondensator in dem Vorwärtskanal zwischen dem ersten Operationsverstärker (36) und dem dritten Operationsverstärker (110) einen Wert Ka₃C₃ hat,daß der geschaltete Kondensator in dem Vorwärtskanal zwischen dem zweiten Operationsver-

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, . · ItI

t t tilt«

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stärker (50) und dem dritten Operationsverstärker (110) einen Wert G₄C₄ hat,daß der geschaltete Kondensator in dem negativen Rückkopplungskanal einen Wert O₁C₁ hat, daß der geschaltete Kondensator in einer Verbindung zwisehen dem ersten Operationsverstärker (36) und dem zweiten Operationsverstärker (50) einen Wert «2^C2 ^nat'^^a^ der geschaltete Kondensator zwischen dem zweiten Operationsverstärker (50) und dem dritten Operationsverstärker (110) einen Wert KC₃ hat,daß der geschaltete Kondensator in der Rückkopplungsschleife des ersten Operationsverstärkers (36) einen Wert O..C.. hat und daß der geschaltete Kondensator in der Rückkopplungsschleife des dritten Operationsverstärkers (110) einen Wert «XcC, hat, wobei folgende Definitionen gelten:

1) cc.j 2(1r cose )

2) α₂=1·Η(ι_ρ ²-1)/α₁
20

3) o₄/o₃

4) a₃=a₁a₂/(r₀ ²-r_p ^a ₊a₄a₃)

5) a₅=1-ß

6) K=A/a₃

7) C₁ ist der integrierende Kondensatoi für den ersten Operationsverstärker (36)

8) C₂ ist der integrierende Kondensator für den zwei ten Operationsverstärker (50)

9) C₃ ist der integrierende Kondensator für den drit ten Operationsverstärker (110).

:^:..-: 030012/0596