DE3049745C2

DE3049745C2 - Elektronisches elliptisches Filter

Info

Publication number: DE3049745C2
Application number: DE19803049745
Authority: DE
Inventors: Gregorian Santa Clara Calif. Roubik
Original assignee: American Microsystems Holding Corp
Current assignee: American Microsystems Holding Corp
Priority date: 1979-12-17
Filing date: 1980-11-24
Publication date: 1987-01-22
Also published as: DE3049745T1; CA1157922A; NL8020484A; SE454733B; FR2472306A1; US4306197A; FR2472306B1; GB2077071A; GB2077071B; JPH0119653B2; WO1981001779A1; SE8104868L; JPS56501786A

Description

Diese Erfindung geht aus von einen elektronischen elliptischen Filter wie es im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegeben ist.
In der nicht vorveröffentlichten DE-OS 29 26 899 ist eine dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zugrunde gelegte elliptische Filterschaltung vorgeschlagen, bei der geschaltete Kapazitäten verwendet sind, und zwar zusammen mit drei in Reihe geschalteten Operationsverstärkern. Bei dieser Schaltung sind eine Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers und dem Eingang des ersten Operationsverstärkers (der auch der Eingang der Schaltung ist) und eine Mitkopplungs- Verbindung der Eingangsspannungsquelle und des Ausgangs des ersten Operationsverstärkers vorhanden. Diese Mitkopplungs- Signale werden mit dem Ausgangssignal vom zweiten Operationsverstärker kombiniert. Eine Anzahl geschalteter Kapazitäten in dem Schaltkreis zur Steuerung der Eingänge zu den verschiedenen Operationsverstärkern sind alle mit einem Zwei-Phasen-Taktgeber verbunden, der auf einer vorgegebenen Frequenz arbeitet. In der Übertragungsfunktion einer solchen Filterschaltung ist es wichtig, daß die Nullstelle in der "z"-Ebene (Funktionsbereich) auf dem Einheitskreis liegt, so daß dort unendliche Dämpfung bei dieser Null-Frequenz oder Nullstelle vorliegt.
Bei der Schaltung der DE-OS 29 26 899 wurde die Nullstelle der Übertragungsfunktion dadurch auf den Einheitskreis gezwungen, daß man genaue Kapazitätsverhältnisse auswertet. Das heißt, daß dann, wenn die Kapazitätswerte von der durch Rechnung ermittelten Spezifikation abwichen und die Abweichung der Verhältnisse sogar nur gering war, die Nullstelle nicht exakt auf dem Einheitskreis, sondern entweder innerhalb oder außerhalb desselben lag. Dies verursachte einen Frequenzgang, der keine unendliche Dämpfung bei der Nullstelle hat und nicht den gewünschten steilen Frequenzabfall des Frequenzganges aufweist.
Ein anderes Problem, das bei bekannten Filtern mit geschalteter Kapazität vorliegt, und zwar speziell dann, wenn diese in einer größeren monolithischen integrierten Schaltung realisiert sind, bestand darin, daß diese Filter dazu neigten, von parasitären Kapazitäten abhängig zu sein. Sogenannte Streukapazitäten werden durch Kapazitäten der Übergänge von Schaltern bzw. Schalterfunktionen und von Kapazitäten zwischen Leitung und Substrat, die durch die typische Topologie der Einrichtung bzw. der integrierten Schaltung entstehen, verursacht. Da der Frequenzgang eine relativ große Abhängigkeit von Fehlern des Kapazitätsverhältnisses hat, ist es notwendig, die erforderlichen Schaltkreiskapazitäten relativ groß zu machen, um den Einfluß solcher Streukapazitäten zu verringern bzw. zu beseitigen. Da diese Streukapazitäten oder parasitären Kapazitäten hauptsächlich Kapazitäten von Übergängen (Junction- Kapazitäten) sind, sind diese spannungsabhängig und nicht linear, und sie tragen den zusätzlichen Nachteil bei, harmonische Verzerrungen im Filter zu verursachen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein solches mit geschalteter Kapazität variables Filter anzugeben, das an der vorgegebenen Nullstelle tatsächlich die geforderte unendliche Dämpfung hat, und zwar unbeachtlich des Kapazitätsverhältnisses, und/oder bei dem auf Streukapazitäten beruhende störende Effekte beseitigt und die regulären Schaltkreiskapazitäten minimal groß zu bemessen sind und als integrierter Schaltkreis wesentliche Chip-Oberfläche einzusparen ist sowie (durch Vergrößerung der Linearität) das Filterverhalten zu verbessern ist. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die Unteransprüche 2-6 sind auf vorteilhafte Ausgestaltungen des Filters nach Anspruch 1 gerichtet.
Die vorliegende Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispiels erläutert, das in den Zeichnungen wiedergegeben wird.
Fig. 1 zeigt eine Schaltung für einen Integrator mit Schaltern zur Eliminierung von Streukapazitäten;
Fig. 2 zeigt eine Schaltung für einen Integrator mit einer Schalteranordnung zur Eliminierung von Streukapazität;
Fig. 3 zeigt eine Schaltung für einen Integrator mit einer abweichenden Schalteranordnung zur Eliminierung von Streukapazität;
Fig. 4 zeigt eine Schaltung für ein Filter, in dem das Prinzip der vorliegenden Erfindung verkörpert ist, und
Fig. 4A zeigt ein Zeitdiagramm für die Taktsignale Φ und &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54;, mit denen die Schaltung nach Fig. 4 betrieben wird.
Fig. 1 zeigt einen grundlegenden Integrator derjenigen Art, wie er im Stand der Technik für nachgebildete Abzweigfilter verwendet wird. Die Eingangsspannung V _in wird zugeführt über einen ersten MOS-Schalter, dessen Gate mit einer wechselnden Taktphase Φ verbunden ist, und über einen zweiten Schalter, dessen Gate mit der entgegengesetzten Taktphase &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden ist, und zwar an den negativen Eingang eines integrierten Operationsverstärkers. Von einem Schaltungspunkt zwischen diesen zwei Schaltelementen zweigt eine Leitung ab, in der sich eine Kapazität α C befindet und die an Masse geht. Die gestrichtelte Leitung weist auf eine Streukapazität C _{p 1} hin, die zwischen Masse und der oberen Platte der Kapazität α C liegt.
Die Übertragungsfunktion dieses Integrators (für C _{p 1}=0) ist &udf53;vu10&udf54;&udf53;vz2&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Dieser Integrationsteil ist unempfindlich gegen die meisten Streukapazitätseffekte, da die Impedanzen von den meisten Schaltungspunkten nach Masse sehr klein sind. Da die Streukapazität C _{p 1} von der oberen Platte von α C gegen Masse jedoch parallel zu α C liegt, verändert diese den Wert von α in α+C _{p 1}/C in der obigen Gleichung (1). Dies führt zu einer unteren Grenze für α C und damit zu einer unteren Grenze der gesamten Chipfläche, die von dieser Stufe eingenommen wird. Außerdem umfaßt C _{p 1} eine nichtlineare Kapazität eines PN-Überganges und sie trägt damit zu harmonischen Verzerrungen im Filter bei.
Um die Ungenauigkeit und Nichtlinearität, verursacht durch die Streukapazität C _{p 1}, zu vermeiden, sind zwei alternative Integratorstufen entwickelt worden, in denen verschiedene MOS-Schalteranordnungen verwendet sind. Diese sind unempfindlich gegen Effekte der Kapazität C _{p 1}. Die erste Schaltung ist in Fig. 2 gezeigt. Hier ist die Eingangsspannung V _in über einen ersten MOS-Schalter Q 1 mit einem ersten Anschluß, Schaltungspunkt oder einer ersten Verbindung der einen Platte einer Kapazität a C verbunden, deren andere Platte mit einem zweiten Anschluß verbunden ist. Eine Leitung von diesem letzteren Anschluß geht über einen Schalter Q 3 an Masse. Der Schalter Q 3 wird durch dieselbe Taktphase gesteuert, von der auch der erste Schalter gesteuert wird. Eine andere Leitung von diesem zweiten Anschluß ist über einen anderen Schalter Q 4 mit dem negativen Eingang eines integrierenden Operationsverstärkers verbunden. Dieser letztere Schalter und ein anderer Schalter Q 2, der mit dem ersten Anschluß verbunden ist, werden durch alternierende oder wechselnde Taktphasensignale gesteuert. Ausgenommen bei Nichtvorhandensein des negativen Vorzeichens hat diese Stufe dieselbe Übertragungsfunktion wie diejenige, die in Fig. 1 gezeigt ist. Jedoch hat hier keine der Streukapazitäten einen Einfluß auf die Arbeitsweise. Tatsächlich lädt und entlädt sich C _{p 1} gegen Masse aus der Eingangsspannungsquelle. Die Streukapazität C _{p 2} erhält zeitweise etwas Ladung von α C (wenn Q 3 sperrt), verliert sie dann aber an die Kapazität C, nachdem Q 4 öffnet. Somit trägt sie, ausgenommen für diese kurze Übergangszeit, nichts zu der Betriebsweise der Stufe bei.
Ein davon verschiedener Schaltungskreis zur Beseitigung von Streukapazität ist in Fig. 3 gezeigt, angewendet für einen invertierenden Integrator, der eine geschaltete Reihenkapazität (anstelle eines Shunt oder Parallelschaltung) hat. Hier wird die Eingangsspannung V _in über einen ersten MOS-Schalter Q 1 zugeführt, der mit der einen Seite einer Kapazität α C verbunden ist, deren andere Seite über einen anderen Schalter Q 3 mit dem negativen Eingang des integrierenden Operationsverstärkers verbunden ist. Diese ersten zwei Schalter sind mit derselben Taktphase &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden. Mit der entgegengesetzten Seite der Kapazität a C ist ein Paar an Masse liegender Schalter Q 2 und Q 4 verbunden, die durch die alternierte oder entgegengesetzte Taktphase Φ gesteuert werden. Die Streukapazitäten C _{p 1}, C _{p 2} und C _in sind mit gestrichelten Linien angedeutet. Die Arbeitsweise der Schaltung ist die folgende: Wenn die Taktphase Φ=1 oder "EIN" besteht, entladen Q 2 und Q 4 die Kapazität α C und auch die Streukapazität C _{p 1} und C _{p 2}. Wenn die Taktphase Φ auf Null geht, werden die Kapazitäten a C und C _{p 1} über die Schalter Q 1 und Q 3 auf V _in geladen, während die Kapazitäten C _{p 2} und C _in auf virtueller Masse gehalten werden. Somit nimmt wiederum nur die Streukapazität C _{p 1} Ladung aus der Eingangsspannungsquelle auf. Jedoch die Gesamtladung, die von der Kapazität C des Integrators integriert worden ist, wird gespeichert von der Kapazität α C und die Streukapazitäten haben an der Arbeitsweise der Schaltung keinen Anteil.
Eine jede geschaltete Kapazität in der Schaltung wird durch einen MOS-Schalter gesteuert, der durch alternierende oder wechselnde Taktsignale gesteuert wird. Sie sind auch bzw. außerdem über zusätzliche Schalterelemente mit Masse verbunden, um Streukapazitäten zu verhindern. In einer Ausführungsform dieses MOS-Schalters ist die Kapazität zwischen Schaltelementen vorgesehen, die durch denselben Takt gesteuert werden und entgegengesetzte Platten der Kapazitäten sind über zusätzliche Schaltelemente (gesteuert durch die alternative oder gewechselte Taktphase) mit Masse verbunden. Wenn somit eine Platte der Kapazität auf eine Taktphase aufgeladen wird, wird die Streukapazität ebenfalls aufgeladen, aber wenn die nächste oder gewechselte Taktphase auftritt geht die Streukapazität auf Masse anstatt daß sie ein Anteil der Ladung wird, die integriert wird. In einer zweiten Art des MOS-Schalters befindets ich die Kapazität zwischen Schaltelementen, die mit entgegengesetzten Taktphasen verbunden sind. Hier erhalten die Streukapazitäten zeitweise einige Ladung von der Kapazität, sie verlieren sie jedoch an die Verstärkerkapazität, sobald das innere Schaltelement eingeschaltet wird. Somit beeinflußt der kurze Übergang wiederum nicht die Arbeitsweise der Schaltung. Mit solchen Doppelschalterabschnitten in der Schaltung wird das Verhalten des Filters vollständig unabhängig von allen solchen Streukapazitäten.
Es wird nun auf Fig. 4 Bezug genommen. Ein elliptisches Filter 10 hat einen ersten Operationsverstärker 12 zum Empfang eines Eingangssignals (V _in ), einen zweiten oder dazwischenliegenden Operationsverstärker 14 und einen dritten Operationsverstärker 16, der das Filter-Ausgangssignal (V&sub3;) abgibt. In dieser Schaltung sind Streukapazitäten von Übergängen, Anschlüssen, Schaltungspunkten und Leitungen, die bei einer solchen realisierten Schaltung normalerweise auftreten, in gestrichelten Linien angedeutet, nämlich an den verschiedenen Stellen der Schaltung.
Das zu filternde Eingangssignal (V _in ), z. B. ein analoges Sprachsignal, geht an einen Schalter 18, der die Ausführungsform einer MOS-Einrichtung hat, dessen Gate mit einer periodischen Taktspannung &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden ist. Wie dies im Zeitdiagramm der Fig. 4A angegeben ist, werden alternierende oder wechselnde Taktsignale Φ und &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; auf einer vorgegebenen Frequenz (von z. B. 128 kHz) von einer geeigneten äußeren Quelle oder einem "On-Chip"- Oszillator oder einem auf dem Chip befindlichen Oszillator geliefert.
In einer Schaltung nach Fig. 2 ist der MOS-Schalter 18 in Reihe mit einem gleichen MOS-Schalter 20 verbunden, dessen Gate mit der wechselnden Taktspannung Φ verbunden ist.
Ein gleiches Paar MOS-Schalter 22 und 24, deren Gates jeweils mit den Takten &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; und Φ verbunden sind, sind zusammen in Reihe und mit einer Leitung 26 verbunden, die an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 12 geht. Die positiven Anschlüsse aller drei Operationsverstärker sind mit Masse verbunden. Es ist eine Leitung 28 vorhanden, die mit ihrem einen Ende zwischen den Schaltern 18 und 20 angeschlossen ist und die an ihrem anderen Ende zwischen den Schaltern 22 und 24 liegt. Die Leitung 28 ist miteinander gegenüberliegenden Seiten einer Kapazität 30 verbunden (bzw. liegt die Kapazität 30 in dieser Leitung 28), die auch mit α&sub3;C&sub1; bezeichnet wird. Während eines Taktimpulses Φ geht somit das Eingangssignal V _in an die Kapazität 30 und wird in ihr gespeichert. Während des nächsten Taktimpulses Φ geht die gespeicherte Ladung V _in an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 12.
Der Operationsverstärker 12 hat eine Ausgangsleitung 32, an der ein Ausgangssignal V&sub1; auftritt. Von der Eingangsleitung 26 und der Ausgangsleitung 32 zweigen ein Paar Leitungen 34 und 36 ab. In einer sich zwischen den Leitungen 34 und 36 erstreckenden ersten Leitung 38 ist eine Rückkopplungskapazität 40 (C&sub1;) eingefügt. In einer zweiten sich zwischen den Leitungen 34 und 36 erstreckenden Leitung 42 ist eine andere Kapazität 44 (α&sub1;C&sub1;) eingefügt. An die auf der einen Seite der Kapazität 44 liegende Leitung 42 ist ein MOS-Schalter 46 angeschlossen, dessen anderer Source/Drain- Anschluß mit der Abzweigeleitung 34 verbunden ist und dessen Gate mit dem Takt Φ verbunden ist. Der Schalter 46 ist Teil einer Schalteranordnung wie in Fig. 3 gezeigt. Somit ist auf der anderen Seite der Kapazität 44 ein anderer Schalter 48 vorhanden, dessen Source- und Drain-Anschlüsse mit den Leitungen 42 und 36 verbunden ist und dessen Gate auch mit dem Takt Φ verbunden ist. Mit der Leitung 42 auf gegenüberliegenden Seiten der Kapazität 44 ist ein anderes Paar abzweigender Leitungen 50 und 52 verbunden, deren jede mit einem Source/Drain-Anschluß eines Paares MOS-Schalter 54 und 56 jeweils verbunden ist. Die anderen Source/Drain- Anschlüsse dieser letzteren Schalter sind mit Masse verbunden und ihre Gates sind beide mit der Taktquelle &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden. Diese Schalter steuern die Beseitigung der Streukapazität in diesem Teil der Schaltung, wie dies unten erläutert wird.
Das vom Operationsverstärker 12 gelieferte Ausgangssignal V&sub1; auf der Leitung 30 (32) geht an einen MOS-Schalter 58, dessen Gate mit dem Takt &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden ist. Dieser letztere Schalter ist Anteil eines anderen Schalter-Netzwerkes der in Fig. 2 gezeigten Art. Dieser ist mit einer Leitung 60 mit einem anderen MOS-Schalter 62 verbunden, dessen Gate mit dem Takt Φ verbunden ist. Zwischen den Leitungen 60 und 64 ist eine Verbindungsleitung 66 vorgesehen, die mit den einander entgegengesetzten Seiten einer Kapazität 68 (α&sub2;C&sub2;) verbunden ist. Diese Leitung 64 ist mit zwei MOS-Schaltern 70 und 72 verbunden, deren Gates mit den Takten &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; und Φ jeweils verbunden sind.
Der Schalter 72 ist über die Leitung 74 mit dem negativen Eingang des zweiten Operationsverstärkers 14 verbunden. Der Ausgang V&sub2; des Operationsverstärkers 14 geht auf eine Leitung 76, die mit einem Schaltungspunkt 78 verbunden ist. Von diesem Schaltungspunkt geht eine Rückkopplungsleitung 80 ab, die mit der einen Seite einer Kapazität 82 (C&sub2;) verbunden ist. Deren zweite Seite ist mit der Eingangsleitung 74 verbunden. Eine andere Rückkopplungsleitung 84 geht von dem Schaltungspunkt 78 zu dem einen Anschluß eines MOS-Schalters 86, dessen andere Seite mit der einen Seite einer geschalteten Kapazität 88 (a&sub1;&min;C&sub1;) über eine Leitung 90 verbunden ist. Die andere Seite dieser Kapazität ist mit einem Anschluß eines Schalters 92 verbunden, dessen anderer Anschluß über eine Leitung 94 mit der Eingangsleitung 26 des ersten Operationsverstärkers 12 verbunden ist. Die Gates der Schalter 86 und 92 sind beide mit der Taktquelle Φ verbunden, und sie sind Teil einer Schalter- Einrichtung der in Fig. 3 gezeigten Art. Von der Leitung 90 her erstrecken sich auf den einander gegenüberliegenden Seiten der Kapazität 88 ein Paar Abzweigleitungen 96 und 98, die mit einem Paar MOS-Schalter 100 und 102 jeweils verbunden sind. Die Gates dieser letzteren Schalter sind mit der Taktquelle &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden. Ihre Source/Drain- Anschlüsse sind mit Masse verbunden, was zur Eliminierung von Streukapazitäten dient.
Eine ähnliche Schaltereinrichtung ist für den Ausgang (V&sub2;) des zweiten Operationsverstärkers 14 vorgesehen. Entsprechend ist ein MOS-Schalter 104 mit dem Schaltungspunkt 78 und mit einer Verbindungsleitung 106 verbunden, deren anderes Ende über eine Leitung 110 mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 16 verbunden ist. Die Gates der Schalter 104 und 108 sind beide mit dem Takt Φ verbunden. Die Leitung 106 ist mit den einander entgegengesetzten Seiten einer Kapazität 112 (α&sub5;C&sub3;) verbunden. Von der Leitung 106 her, und zwar auf beiden Seiten dieser Kapazität, geht ein Paar Abzweigeleitungen 114 und 116 an ein anderes Paar MOS-Schalter 118 und 120. Die Gates dieser letzteren Schalter sind mit dem Takt &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden und ihre anderen Anschlüsse liegen auf Masse.
Von dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers 12 und über die Abzweigeleitung 36 geht eine Mitkopplungsleitung 122 an die eine Seite einer Kapazität 124 ( α&sub4;C&sub3;), deren andere Seite über eine Leitung 126 mit der Eingangsleitung 110 des dritten Operationsverstärkers 16 verbunden ist.
In einer Anordnung ähnlich dem ersten Operationsverstärker hat der dritte Operationsverstärker eine Ausgangsleitung 128 und eine Rückkopplungsleitung 130, die von dieser abzweigt. Zwischen der Leitung 130 und der Leitung 126 verläuft eine Rückkopplungsleitung 132, die an die Anschlüsse einer Kapazität 134 (C&sub3;) geht. Ebenfalls zwischen die Leitungen 126 und 130 ist ein Paar MOS-Schalter 136 und 138 eingefügt, die selbst mittels einer Leitung 140 miteinander verbunden sind. Die Leitung 140 ist mit den entgegengesetzten Seiten einer Kapazität 142 (α&sub6;C&sub3;) verbunden. Diese Schalter sind Teil einer Schalteranordnung wie in Fig. 3 gezeigt, und die Gates der Schalter 136 und 138 sind mit der Taktquelle Φ verbunden. Von der Leitung 140 zweigen auf den gegenüberliegenden Seiten der Kapazität 142 ein Paar Leitungen 144 und 146 ab. Diese sind jeweils mit dem einen Anschluß eines Paares MOS-Schalter 148 und 150 verbunden. Die Gates dieser letzteren Schalter sind mit dem Takt &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; verbunden, und ihre anderen Anschlüsse liegen auf Masse.
Wie in Fig. 1 gezeigt, liegen an verschiedene Stellen der Schaltung 10 unterschiedliche Streukapazitäten infolge inhärenter Verbindungs- oder Übergangs-(junction-)Kapazitätseffekte und Leitungskapazitäten vor, die aufgrund üblicher Topologie integrierter Schaltungen auftreten. Eine jede dieser Streukapazitäten ist mit gestrichelten Linien an ungefähr dem Ort angedeutet, wo sie etwa auftreten. In jedem Falle ist ihr Einfluß auf die Arbeitsweise der Schaltung und auf die Integration der Operationsverstärker beseitigt, und zwar infolge des zusätzlichen Paares Schalter für jede geschaltete Kapazität. In dem Eingangs-Schalterteil z. B. sollen somit Streukapazitäten normalerweise nahe den Anschlüssen der MOS-Schalter 20 und 24 auf entgegengesetzten Seiten der Kapazität 30 vorhanden sein. Wenn der Takt &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; anliegt und Schalter 18 geschlossen ist, wird die untere Streukapazität ebenso wie die Kapazität 30 aufgeladen. Wenn jedoch die Taktphase Φ auftritt, wird die untere Streukapazität nach Masse entladen, statt daß diese Kapazität die Kapazität 30 im nächsten Taktzyklus &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; beeinflußt. Derselbe Ablauf tritt für die obere Streukapazität auf, die über den Schalter 22 im Taktzyklus &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; nach Masse entladen wird, womit nur die Ladung der Kapazität 30 auf die Eingangsleitung des Operationsverstärkers 12 gelangen kann. Ein gleiches Anmasselegen aller Streukapazitäten tritt in der Schaltung mit jeder Änderung des Taktzyklus auf.
Es wird nunmehr die Betriebsweise der Schaltung 10 beschrieben. Es sei angenommen, daß der Zwei-Phasen-Taktgenerator mit nicht überlappenden Takten kontinuierlich Impulse Φ und &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; an die schaltenden MOSFET's mit vorgegebener Frequenz liefert. Es sei angenommen, daß V&sub1; (t), das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 12, beim Zeitpunkt t=(n-1) t ist V&sub1; (n-1) usw. Zu einer Zeit (n-1) t wenn die Taktphase Φ "EIN" ist, wird die Kapazität 124 (α&sub4;C&sub3;), die sich in der Mitkopplungsleitung 122 befindet, auf V&sub1; (n-1) gehalten und die Kapazitäten 68 (a&sub2;C&sub2;) und 30 (α&sub3;C&sub1;) werden auf jeweils V&sub1; (n-1) und V _in (n-1) aufgeladen, während die Kapazitäten 44 (α&sub1;C&sub1;), 88 (α&sub1;&min;C&sub1;), 112 (a&sub5;C&sub3;) und 142 (α&sub6;C&sub3;) auf Null entladen werden. Wenn jetzt der Takt Φ auf Null geht und &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; auf "EIN" geht, werden die Kapazitäten 86 und 112 auf V&sub2; (n) und die Kapazitäten 44 und 124 auf V&sub1; (n) aufgeladen, während die Ladung auf den Kapazitäten 30 und 68 auf jeweils die Kapazitäten C&sub1; und C&sub2; übergeht. Die entsprechende Ladungsspeicherung entspricht den Gleichungen:
C&sub1;V&sub1; (n) = C&sub1;V&sub1; (n-1) - α&sub1;V&sub1; (n) - a&sub1;&min;V&sub2; (n) + α&sub3;&min;V _in (n-1)
C&sub2;V&sub2; (n) = C&sub2;V&sub2; (n-1) + α&sub2;C&sub2;V&sub1; (n-1)
C&sub3;V&sub3; (n) = c&sub3;v&sub3; (n-1) - α&sub6;C&sub3;V&sub3; (n-1) - α&sub5;C&sub3;V&sub2; (n) - α&sub4;C&sub3; [V&sub1; (n) - V&sub1; (n-1)]
oder man erhält, nämlich nach Vornahme einer z-Transformation auf beiden Seiten der obigen Gleichungen. &udf53;sb37,6&udf54;&udf53;el1,6&udf54;&udf53;vu10&udf54;°KV°kÉ °K(z)°k Ä(1+&udf57;°Ka&udf56;É) ^ °Kz°k°H^1°hÀ = ^&udf57;°Ka&udf56;É&dlowbar;°KV°kÊ °K(z)°k + &udf57;°Ka&udf56;Ë°Kz°k°H^1°h°KV°T°Kin°t °K(z)°k@,(2)&udf53;zl10&udf54;°KV°kÊ °K(z)°k Ä1^°Kz°k°H^1°hÀ = &udf57;°Ka&udf56;Ê°Kz°k°H^1°h°KV°kÉ °K(z)°k@,(3)&udf53;zl10&udf54;°KV°kË °K(z)°k Ä(1+&udf57;°Ka&udf56;Î) ^ °Kz°k°H^1°hÀ = ^&udf57;°Ka&udf56;Í°KV°kÊ °K(z)°k ^ &udf57;°Ka&udf56;È°KV°kÉ °K(z)°k (1^°Kz°k°H^1°h)@,(4)&udf53;zl10&udf54;
Aus den Gleichungen (2) bis (4) ergibt sich die Übertragungsfunktion der Schaltung: &udf53;vu10&udf54;&udf53;vz5&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Die obige Gleichung (5) ist der mathematische Ausdruck der Charakteristik eines elliptischen Filters dritter Ordnung mit zwei konjugiert komplexen Polen, einen reellen Pol und zwei konjugiert komplexen Nullstellen. Dies ist realisiert durch eine Schaltungsanordnung wie sie in der Zeichnung beschrieben und dargestellt ist. Ein signifikanter und eindeutiger Faktor in der obigen Übertragungsfunktion, der ein wesentliches Merkmal der Schaltung 10 bildet, ist der Umstand, daß die Größen bzw. Beträge der Nullstellen nicht durch die Kapazitätswerte a _i beeinflußt oder beeinträchtigt werden (worin "i"=1, 2, . . . ist). Die Nullstellen bleiben auf dem Einheitskreis für alle α _i-Werte. In der Übertragungsfunktion (Gleichung 5) ist der Betrag der Nullstelle der konstante Ausdruck des quadratischen Faktors im Zähler und dieser ist immer "Eins" unabhängig von den Kapazitätswerten.
Der tatsächlichen Entwurf eines solchen Filters mit obiger Übertragungsfunktion gemäß der Erfindung erfordert die Auswahl geeigneter bzw. angepaßter Werte für die α _i, so daß |H (z) | für z=e^jω der Frequenzcharakteristik des gewünschten Filters angenähert ist. Diese α _i-Werte der verschiedenen Kapazitäten können unter Anwendung von Methoden bestimmt werden, die dem einschlägigen Fachmann geläufig sind.
Angenommen, es sind die geeigneten Werte für die Kapazitätselemente ermittelt worden, so ergibt die Schaltung 10 ein Filter mit Nullstellen auf dem Einheitskreis und somit ein solches mit unendlicher Dämpfung bei der Null- Frequenz. Durch Elimination aller Streukapazitäten, nämlich durch Verwendung der beschriebenen Schalterelemente, erreicht man darüber hinaus, daß der Frequenzgang eng passend zu den Design-Charakteristiken ist. Die Empfindlichkeit der Pole Q ist außerdem relativ gering bezüglich Ungenauigkeiten der Kapazitätsverhältnisse, womit weiterhin die Genauigkeit und Vielseitigkeit bzw. Wandlungsfähigkeit vergrößert ist.

Claims

1. Elektronisches elliptisches Filter, in dem eine an seinem Eingang (V _in ) anliegende analoge Spannung in Abtast-Datensignale umgewandelt wird und in dem von einem Ausgangs-Operationsverstärker (16) ein Ausgangssignal geliefert wird, das nur noch die Frequenzen eines ausgewählten Frequenzbandes hat,
mit einer Eingangseinrichtung zum Anschluß an die Quelle (V _in ) der zu filternden Spannung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden Eingangs-Kondensator enthält,
mit einem ersten Operationsverstärker (12), der einen mit einem Bezugspotential (Masse) verbundenen, nicht invertierenden Eingang und einen mit dem Ausgang der Eingangseinrichtung verbundenen invertierenden Eingang (26) hat und der einen Ausgang (32) aufweist,
mit einer ersten Rückkopplungseinrichtung, die einen ersten Kondensator (40) enthält, der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers liegt,
mit einer zweiten Rückkopplungseinrichtung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden, zweiten Kondensator (44) enthält und die zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers angeschlossen ist,
mit einem zweiten Operationsverstärker (14), der einen nicht invertierenden, mit dem Bezugspotential verbundenen Eingang, einen invertierenden Eingang (74) und einen Ausgang (76) aufweist,
mit einer dritten Rückkopplungseinrichtung, die einen dritten Kondensator (82) enthält, der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (14) liegt,
mit einer ersten Verbindungsschaltung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden, vierten Kondensator (68) enthält, der zwischen dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (12) und dem invertierenden Eingang des zweiten Operationsverstärkers (14) angeschlossen ist,
mit einer vierten Rückkopplungseinrichtung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden, fünften Kondensator (88) enthält, der zwischen dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers (12) und dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (14) liegt,
mit einer fünften Rückkopplungseinrichtung, die aus einem sechsten Kondensator (134) enthält, der zwischen dem invertierenden Eingang (110) und dem Ausgang (128) des Ausgangs-Operationsverstärkers (16) liegt,
mit einer sechsten Rückkopplungseinrichtung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden, siebenten Kondensator (142) enthält, und die zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Ausgangs-Operationsverstärkers (16) angeschlossen ist,
mit einer zweiten Verbindungsschaltung, die einen mittels einer Schalteranordnung zu schaltenden, achten Kondensator (112) enthält, der zwischen dem invertierenden Eingang des Ausgangs-Operationsverstärkers (16) und dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (14) angeschlossen ist, gekennzeichnet dadurch,
daß eine von der Schaltung mit dem fünften, mit dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers (12) verbundenen Kondensator (88) verschiedene Eingangsschaltung mit einem zu schaltenden neunten Kondensator (30) vorgesehen ist,
daß ein zehnter Kondensator (124) vorgesehen ist, der zwischen dem Ausgang (32) des ersten Operationsverstärkers (12) und dem invertierenden Eingang des Ausgangs- Operationsverstärkers (16) liegt,
daß der zweite (44) und der siebente (142) Kondensator zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des ersten (12) bzw. des Ausgangs-Operationsverstärkers (16) liegen,
daß der vierte (68) und der achte (112) Kondensator zwischen dem Ausgang des ersten (12) bzw. zweiten (14) Operationsverstärkers und dem invertierenden Eingang des jeweils folgenden Operationsverstärkers (14 bzw. 16) liegen,
daß in der dem zweiten (44), dem vierten (68), dem fünften (88), dem siebten (142), dem achten (112) und dem neunten (30) zu schaltenden Kondensator jeweils zugeordneten Schalteranordnung, wobei die jeweilige Schalteranordnung den jeweiligen zu schaltenden Kondensator (44, 68, 88, 142, 112, 20) einschließt,
daß jeweils ein erster Schalter (56; 62; 100; 150; 118; 30) vorgesehen ist, der mit einer Phase ( Φ bzw. &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54;°K)°k eines Zwei-Phasen-Taktsignals gesteuert wird und dessen einer Anschluß mit dem Bezugspotential und dessen anderer Anschluß mit dem Bezugspotential und dessen anderer Anschluß mit der jeweils ersten Kondensatorelektrode verbunden ist,
daß jeweils ein zweiter Schalter (48; 58; 86; 138; 104; 18) vorgesehen ist, der durch diejenige Phase °K(&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54; bzw. Φ ) des Zwei-Phasen-Taktsignals gesteuert wird, die zur obengenannten den jeweiligen ersten Schalter steuernden Phase ( Φ bzw. &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54;°K)°k gegenphasig ist und der einen ersten Anschluß hat, der mit der ersten Kondensatorelektrode verbunden ist und der einen zweiten Anschluß hat, der mit dem jeweiligen obengenannten Ausgang (32; 32; 76; 128; 76) der Operationsverstärker (12, 14, 16) bzw. mit dem Eingang (V _in ) des Filters verbunden ist und
jeweils ein dritter Schalter (46; 72; 92; 136; 108; 24) vorgesehen ist, der durch die eine Phase ( Φ ) des Zwei-Phasen- Taktsignals gesteuert wird und der einen ersten, mit der jeweils zweiten Kondensatorelektrode verbundenen Anschluß hat und der einen zweiten Anschluß hat, der mit einem jeweiligen obengenannten Eingang (34; 74; 94; 126; 110; 26) der Operationsverstärker (12, 14, 16) verbunden ist
und jeweils ein vierter Schalter (54; 70; 102; 148; 120; 22) vorgesehen ist, der mit derjenigen Phase °K(&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;°K&udf53;lu&udf54;)°k des Zwei- Phasen-Taktsignals gesteuert wird, die zur den jeweils dritten Schalter steuernden Phase gegenphasig ist und der einen ersten, mit der jeweils zweiten Kondensatorelektrode verbundenen Anschluß hat und der einen zweiten Anschluß hat, der mit dem Bezugspotential verbunden ist.

2. Filter nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Übertragungsfunktion für die Filterschaltung der Gleichung entspricht: &udf53;vu10&udf54;&udf53;vz5&udf54; &udf53;vu10&udf54;worin ist:
α&sub1; = @W:°KC°k¤(zweiter¤Kondensator¤°F44°f):°KC°k¤(erster¤Kondensator¤°F40°f)&udf54;
α&sub1;&min; = @W:°KC°k¤(fÝnfter¤Kondensator¤°F88°f):°KC°k¤(erster¤Kondensator¤°F40°f)&udf54;
α&sub2; = @W:°KC°k¤(vierter¤Kondensator¤°F68°f):°KC°k¤(dritter¤Kondensator¤°F88°f)&udf54;
α&sub3; = @W:°KC°k¤(neunter¤Kondensator¤°F30°f):°KC°k¤(erster¤Kondensator¤°F40°f)&udf54;
α&sub4; = @W:°KC°k¤(zehnter¤Kondensator¤°F124°f):°KC°k¤(sechster¤Kondensator¤°F134°f)&udf54;
α&sub5; = @W:°KC°k¤(achter¤Kondensator¤°F112°f):°KC°k¤(sechster¤Kondensator¤°F134°f)&udf54;
α&sub6; = @W:°KC°k¤(siebenter¤Kondensator¤°F142°f):°KC°k¤(sechster¤Kondensator¤°F134°f)&udf54;

3. Filter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet dadurch, daß eine jede der Schalteranordnungen der zu schaltenden Kondensatoren vier MOSFET-Einrichtungen (18, 20, 22, 24; 46, 48, 54, 56; 58, 62, 70, 72; 86, 92, 100, 102; 104, 108, 118, 120; 138, 140, 148, 150) hat, wobei die Streukapazitäten des Systems an Masse gelegt sind und so die von den Operationsverstärkern (12, 14, 16) auszuführende Integration nicht beeinflussen.

4. Filter nach Anspruch 3, gekennzeichnet dadurch, daß es einen Eingangs-MOSFET (18) aufweist, der mit seinem einen Anschluß mit dem einen Anschluß des Eingangskondensators (30) und mit seinem Gate mit der ersten Taktphase °K(&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;°K&udf53;lu&udf54;)°k verbunden ist, daß das Filter einen zweiten MOSFET (22) aufweist, der mit demselben Anschluß des Eingangskondensators (30) und mit Masse verbunden ist und dessen Gate mit der zweiten Taktphase ( Φ ) verbunden ist, und daß der andere Anschluß des Eingangskondensators (30) mit zwei weiteren MOSFET's verbunden ist, von denen der eine (22) mit Masse und an seinem Gate mit der ersten Taktphase °K(&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;°K&udf53;lu&udf54;)°k verbunden ist und der andere mit dem im Filter folgenden Operationsverstärker (12) und an seinem Gate mit der zweiten Taktphase ( Φ ) verbunden ist.

5. Filter nach Anspruch 3 oder 4, gekennzeichnet dadurch, daß zwei (118, 120; 54; 56; 100, 102; 148, 150) von vier MOSFET's einer Schalteranordnung mit Masse verbunden sind und durch Signale mit derselben Taktphase °K(&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;°K&udf53;lu&udf54;)°k an ihren jeweiligen Gates gesteuert werden.

6. Filter nach Anspruch 3, 4 oder 5, gekennzeichnet dadurch, daß zwei (62, 70; 20, 22) von vier MOSFET's in einer Schalteranordnung mit Masse verbunden sind, und durch Signale mit entgegengesetzter Taktphase ( Φ, &udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;&udf57;°KF&udf56;&udf53;lu&udf54;°K)°k an ihren jeweiligen Gates gesteuert werden.