DE3001969C2 - Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält - Google Patents
Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthältInfo
- Publication number
- DE3001969C2 DE3001969C2 DE3001969A DE3001969A DE3001969C2 DE 3001969 C2 DE3001969 C2 DE 3001969C2 DE 3001969 A DE3001969 A DE 3001969A DE 3001969 A DE3001969 A DE 3001969A DE 3001969 C2 DE3001969 C2 DE 3001969C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- switch
- circuit
- circuit node
- capacitor
- operational amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
- H03H19/006—Switched capacitor networks simulating one-port networks
Description
C+CL, C1
wobei T die Abtastperiode ist und C bzw. L den Kapazitäts- bzw. Induktivitätswert des zu realisierenden Parallelresonanzkreises bedeuten (Fig. 1, 2,
4).
4. Elektrische Filterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der vom ersten Schaltungsknoten (19)
ausgehende Kondensator (15) einerseits über einen Schalter (531) mit einer zweiten Eingangsklemme
(21) und andererseits über einen Schalter (5234) mit Massepotential (18) verbunden ist, und daß diese
beiden Schalter (531, 5234) entsprechend während der ersten Taktphase 1 bzw. während der weiteren
Taktphasen 2,3 und 4 nacheinander geschlossen sind
3Ct-C
knoten (19) über einen Schalter (521) mit einer
ersten Eingangsklemme (17) verbunden ist, und daß die Schalter 511 und 521 während einer Tcktphase
1 schließen und in anschließenden, zeitlich nicht überlappenden Taktphasen 2 bzw. 3 bzw. 4
entsprechend die Schalter 512 bzw. 513 bzw. 514
geschlossen sind (F i g. 1,2,3).
2. Elektrische Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert
(C2) des zwischen Ausgang (13) und invertierendem Eingang (11) des Operationsverstärkers (10) liegenden Kondensators (14) den vierten Teil (CaIA) des
Kapazitätswerts (Q) des zwischen dem ersten Schaltungsknoten (19) und Massepotential (18)
liegenden Kondensators (15) und demgegenüber der zwischen dem zweiten Schaltungsknoten (20) und
Massepotential (18) liegende Kondensator (16) den dritten Teil {CJZ) von dessen Kapazitätswert (G)
hat (F ig. 1,2,3).
3. Elektrische Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung eines
Parallelschwingkreises mit der ersatzschaltbildmäßigen Induktivität L bzw. Kapazität C die folgende
Beziehung gilt:
(F ig. 2,3,4,5).
5. Elektrische Filterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schahungsknoten (19) während der dritten Taktphase (3)
anstelle mit dem Ausgang (13) des Operationsverstärkers (10) mit Massepotential (18) über den
Schalter (513) verbunden ist, und daß der vom Schaltungsknoten (19) ausgehende Kondensator (15)
einerseits über einen während der dritten Taktphase (3) schließenden weiteren Schalter (523) mit dem
Ausgang (13) des Operationsverstärkers (10) und andererseits über einen während der Taktphasen 2
und 4 schließenden Schalter (524) mit Massepotential (18) verbunden ist
Die Erfindung betrifft eine elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten
Induktivität, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker
enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem
Eingang ein Kondensator liegt und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen Bezugspotential, insbesondere Massepotential liegt, bei der weiterhin
vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt,
von dem aus ein Kondensator an Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter zu einem zweiten
Schaltungsknoten führt.
Schalterfilter der vorgenannten Art sind für sich bereits durch den Aufsatz »Switched-Capacitor Filter
Design Using the Bilinear z-Transform« in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Circuits and Systems«, Vol. CAS-25, Nr. 12, Dez. 1978, Seiten 1039 bis
1044, und auch durch die Arbeit »Switched-Capacitor Circuits Bilinearly Equivalent to Floating Inductor or
F.D.N.R.« in der Zeitschrift »Electronics Letters«, 1.
Febr. 1979, Vol. 15, Nr. 3, Seiten 87 und 88, bekanntgeworden. Es handelt sich dabei um solche
Filter, die nicht zeitkontinuierliche Analogsignale im eigentlichen Sinne verarbeiten, sondern zeitdiskrete
Signale, die in Form von Abtastproben vorliegen, wobei die Abtastproben im Rhythmus einer Taktfrequenz F
erzeugt werden und über die Beziehung T=Iz1F wird
dementsprechend 7*die Taktperiode genannt. Schaltungen zur Erzeugung solcher Abtastproben sind für sich
bekannt, so daß sie an dieser Stelle nicht im einzelnen erläutert werden müssen. Es ist jedoch auch im
folgenden davon auszugehen, daß den dargestellten Schaltungen solche Abtastschaltungen jeweils vor- bzw.
nachgeschaltet sein können, so daß es also einerseits gelingt, aus einem Analogsignal entnommene Abtastproben der Filterschaltung eingangsseitig zuzuführen
und die ausgangsseitig zur Verfügung stehenden Signale wieder in zeitkontinuierliche Analogsignale umzuwandeln. Der wesentliche technische Vorteil solcher Filter
ist darin zu sehen, daß Spulen durch aktive Schaltelemente und Kondensatoren nachgebildet werden, so daß
sie sich zur monolithischen Integration von größeren
Filterschaltungen eignen. Als Verstärker werden dabei
überwiegend die bekannten Operationsverstärker eingesetzt und es wird dabei angestrebt, einerseits eine
möglichst geringe Anzahl von Schaltelementen anwenden zu müssen und andererseits auch die Stabilität
solcher Schaltungen zu gewährleisten. Bei den vorerwähnten bekannten Schaltungen wird ebenfalls der
invertierende Eingang mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers über einen Kondensator verbunden,
also gewissermaßen gegengekoppelt Jedoch zeigt sich, daß die zum Einsatz kommenden Operationsverstärker
zeitweilig nicht gegengekoppelt sind bzw. eine hohe Gleichtaktunterdrückung benötigen, da der nicht
invertierende Eingang des Operationsverstärkers während gewisser SchaUphasen kurzzeitig nicht gegengekoppelt
ist bzw. nicht stets auf Massepotential gehalten wird. Weiterhin erfolgt die Realisierung der Kondensatoren
in der Art der MOS-Technologie (Metalloxydsilizium-Technologie) und es zeigt sich, daß bei diesen
Realisierungsverfahren die unvermeidlichen, mit jedem schwebenden MOS-Kondensator verbundenen Erdkapazitäten
zu erheblichen Störungen der Filterfunktion führen können.
Aus »Electronics Letters«, Vol. 14, No. 24, Seiten 788
bis 789, ist eine Schaltung bekannt, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren
und Verstärker enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und
invertierendem Eingang ein Kondensator liegt und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen
Bezugspotential, insbesondere Massepotential liegt, bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt, von dem aus ein Kondensator an
Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter zu einem zweiten Schaltungsknoten führt.
Diese bekannte Schaltung ist aber verhältnismäßig einfach und nicht zur Ausbildung von schwebenden
Spulen geeigne·.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungen zur Nachbildung von aktiv realisierbaren Spulen
und Parallelresonanzkreisen anzugeben, die sowohl als schwebende als auch als einseitig geerdete Spulen in
sogenannten Switched-Capacitor-Filtern eingesetzt werden können und bei denen die durch Schaltvorgänge
auftretenden Störungen nach Möglichkeit vermieden sind.
Ausgehend von den einleitend genannten Filterschaltungen wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch
gelöst, daß von dem zweiten Schaltungsknoten ein Kondensator an Massepotential geführt ist, daß vom
zweiten Schaltungsknoten ein Schalter zum Ausgang des Operationsverstärkers führt, von dem aus ein
Schalter zum ersten Schaltungsknoten führt, daß dieser Schaltungsknoten über einen Schalter mit einer ersten
Eingangsklemme verbunden ist, und daß die Schalter während einer Taktphase schließen und in anschließenden,
zeitlich nicht überlappenden Taktphasen entsprechend die Schalter geschlossen sind.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt in der
Zeichnung
Fig. 1 die Realisierung einer einseitig geerdeten Induktivität,
F i g. 2 das Taktschema, in dem die einzelnen Schalter in den Taktphasen 1 bis 4 betätigt werden; die
Taktperiode ist mit T bezeichnet; das Taktschema hat auch für die Schaltungen nach den Fig.5 und 6
Gültigkeit,
Fig.3 das elektrische Ersatzschaltbild für die Schaltung nach F i g. 1; mit L als Induktivitätswert der
Spule und sals komplexe Frequenz,
Fig.4 das elektrische Ersatzschaltbild für einen
schwebenden Parallelresonanzkreis mit der Kapazität C und der Induktivität L1
F i g. 5 eine Schaltung zur Realisierung einer schwebenden
Induktivität bzw. eines Parallelresonanzkreises, dessen Resonanzfrequenz kleiner als F/6 ist,
F i g. 6 eine Schaltung zur Realisierung eines schwebenden Parallelresonanzkreises, dessen Resonanzfrequenz
größer als F/6 ist
F i g. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem ein elektrischer Zweipol realisiert ist, dessen erste Eingangsklemme
mit der Bezugsziffer 17 und dessen zweite Eingangsklemme mit der Bezugsziffer 21 bezeichnet ist
Zwischen den beiden Anschlüssen 17 und 21 liegt die Eingangsspannung U(z) und in die Schaltung fließt die
Ladung Q(z). Die Anschlußklemme 21 liegt zugleich auf Massepotential 18. Als aktives Element ist der mit 10
bezeichnete Operationsverstärker vorgesehen mit dem invertierenden Eingang 11, dem nicht invertierenden
Eingang 12 und dem Ausgang 13. Zur besseren Übersicht sind ein- und ausgangsseitig zwei Schaltungsknoten 19 und 20 eingezeichnet, von denen der
Schaltungsknoten 19 über den Kondensator 15 und der Schaltungsknoten 20 über den Kondensator 16 auf
Massepotential 18 geführt sind. Der Ausgang 13 des Operationsverstärkers 10 ist über einen Kondensator 14
mit dem invertierenden Eingang 11 verbunden, der nicht
invertierende Eingang 12 liegt auf Massepotential 18. Die Kapazitätswerte der Kondensatoren 14 bzw. 15
bzw. 16 sind mit C2 bzw. Co bzw. Q ebenfalls
eingetragen.
Im Gesamtnetzwerk sind ferner eine Reihe von Schaltern erforderlich, so daß also die Eingangsklemme
17 und der Schaltungsknoten 19 über den Schalter S 21 verbunden sind; dem Schaltungsknoten 19 folgen die
Schalter S12,513 und S14, der Schalter SIl verbindet
den Ausgang 13 des Operationsverstärkers mit dem Kondensator 16
Für die Betriebsweise der einzelnen Schalter ist das in Fig.2 in Abhängigkeit von der Zeit t dargestellte
Taktschema maßgebend, in dem die einzelnen Taktphasen mit 1,2,3 und 4 bezeichnet sind. Dieses Taktschema
gilt auch für die folgenden Figuren und es ist die Bezeichnung so gewählt, daß an den einzelnen Schaltern
die zweite Ziffer jeweils übereinstimmt mit der Taktphase, in der der jeweilige Schalter geschlossen ist
und die erste Ziffer eine Zählvariable darstellt. Wie F i g. 2 weiter erkennen läßt, ist davon auszugehen, daß
sich die Schließungsdauern der Schalter nicht überlappen. Mit U, ist der Zustand nach dem Schalten (»after«)
und mit Ub der Zustand vor dem Schalten (»before«)
bezeichnet. In Anwendung der vorstehenden Ausführungen schließen also im Ausführungsbeispiel von
Fig. 1 die Schalter 511 und 521 während der Taktphase 1, der Schalter S12 während der Taktphase
2, der Schalter 513 während der Taktphase 3 und schließlich der Schalter 514 während der Taktphase 4.
Wie bereits erwähnt, gilt dies analog auch für die
Ausführüngsbeispiele der Fig.5 und 6, in denen zur besseren Übersicht im wesentlichen nur noch die
Schließungsphasen an den Schaltern angegeben sind und abweichende Schalterbezeichungen lediglich dort
eingeführt sind, wo entsprechende Schallungsänderungen vorgenommen wurden.
Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung hat u. a. den Vorteil, daß bei einer möglichst geringen Anzahl von Bauelementen
sich eine einseitig geerdete Induktivität simulieren läßt, die auch als Ausgangsschaltung für die
Nachbildung einer schwebenden Induktivität bzw. von Parallelresonanzkreisen dienen kann, ohne daß die Zahl
der erforderlichen einzelnen Taktphasen erhöht werden muß.
Hinsichtlich der Bemessung erweist es sich als vorteilhaft, wenn für die Kapazitätswerte der Kondensatoren
14 bzw. 16 die Beziehung giIttC2=Ci/4 bzw.
Ci = Co/3, wenn Ca die Kapazität des Kondensators 15
ist.
Betrachtet man das elektrische Ersatzschaltbild gemäß F i g. 3, dann ist zwischen der ersten Eingangsklemme 17 und der auf Massepotential 18 liegenden
zweiten Eingangsklemme 21 die Impedanz Z—s ■ L
wirksam. Über die in Fig.3 weiterhin angegebene Beziehung L = T2ZACa ist unmittelbar die Kapazität Ca
des Kondensators 15 aus dem zu simulierenden Induktivitätswert L über die systemeigene Abtastperi-
5 ode Γζμ ermitteln.
Im Ersatzschaltbild von Fig.4 wird die in Fig.3
gezeichnete Induktivität zu einem schwebenden Parallelresonanzkreis durch Zuschalten des ersatzschaltbildmäßigen
Kondensators Cergänzt. In der Induktivität L
ίο fließt die Ladung Ql(z), im Kondensator die Ladung
Qc(z), die Gesamtladung ist mit Q(z) bezeichnet und es
tritt der Spannungsabfall U(z) auf. Dieser Parallelresonanzkreis läßt sich unmittelbar mit der Schaltung von
F i g. 1 realisieren, das heißt also, es wird an der Eingangsklemme 17 die Ladung Q(z) aufgenommen und
es fällt zwischen den Klemmen 17 und 21 die Spannung U(z) ab, wenn die Kondensatoren 14, 15 und 16 nach
folgenden Vorschriften bemessen sind:
C0 = C+ Ct, C1 =
3C1-C
Die Schaltung nach Fig.5 eignet sich je nach Bemessung als schwebende Induktivität, die ersatzschaltbildmäßig
auf F i g. 3 zurückgeführt werden kann
— jedoch ohne das dort eingezeichnete Massesymbol
— oder als Parallelresonanzkreis gemäß F i g. 4, dessen
Resonanzfrequenz kleiner als F/6 ist. Hinsichtlich der
Wirkungsweise und des schaltungstechnischen Aufbaues gelten die vorstehend gegebenen Ausführungen
analog. Abweichend von der Schaltung nach F i g. 1 ist in der Schaltung nach F i g. 5 lediglich folgendes. Die
zweite Eingangsklemme 21 liegt nun nicht mehr unmittelbar auf Bezugspotential 18, sondern es ist
zunächst der Schalter S31 vorgesehen, der während der Taktphase 1 schließt Ein weiterer Schalter 5234 ist dem
auf Massepotential 18 liegenden nicht invertierenden Eingang 12 vorgeschaltet und es schließt dieser Schalter
während der Taktphasen 2 und 3 und 4. Wie bereits erwähnt, läßt sich das Verhalten eines Parallelresonanzkreises
dann erreichen, wenn nach den unmittelbar vorstehenden Beziehungen bemessen wird.
Mit Hilfe der in F i g. 6 gezeichneten Schaltung läßt sich ein Umpolen des Kondensators 15 erreichen und
bei Bemessung nach den vorstehenden Formeln kann ein schwebender Parallelresonanzkreis gemäß Fig.4
für Resonanzfrequenzen, die größer als F/o sind,
realisiert werden. Ein Vergleich der F i g. 1 und 6 läßt unmittelbar erkennen, daß in der Schaltung von F i g. 6
4CL'
IL
4L
der Ausgang 13 des Operationsverstärkers 10 nicht mehr über den Schalter 513 mit dem Schaltungsknoten
19 verbunden ist, sondern über den mit S 23 bezeichneten Schalter auf einen dem Schalter S31
nachfolgenden Schaltungspunkt führt. Ein Vergleich mit Fig.5 läßt erkennen, daß in Fig.6 weiterhin der dem
invertierenden Eingang 12 des Operationsverstärkers 10 vorgeschaltete Schalter nur mehr während der
Taktphasen 2 und 4 schließt und demzufolge mit S 24 bezeichnet ist Für den Umpolvorgang des Kondensators
15 ist weiterhin der Schalter 513 erforderlich, der den Schaltungsknoten 19 während der Taktphase 3 mit
Massepotential 18 verbindet.
Wie einleitend bereits erwähnt, haben die vorstehend beschriebenen Schaltungen den Vorteil, daß bei einer
möglichst geringen Anzahl von Schaltelementen auch die Zahl der Schalter und damit die Zahl der
erforderlichen Taktspannungen möglichst gering gehalten werden kann, so daß sie für einen integrierten
Aufbau geeignet sind. Da der Kondensator 14 in allen Schaltungen unmittelbar zwischen dem Ausgang 13 und
dem invertierenden Eingang 11 des Operationsverstärkers
10 liegt, ist dieser auch während der Schaltvorgänge der einzelnen Schalter stets gegengekoppelt
Darüber hinaus lassen sich auch Parallelresonanzkreise simulieren, ohne daß hierfür ein nennenswerter
schaltungstechnischer Aufwand erforderlich ist.
Hierzu L Blatt /Zeichnungen
Claims (1)
1. Elektrische Fdterschaltung unter Verwendung
von wenigstens einer simulierten Induktivität, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter,
Kondensatoren und Verstärker enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen
dessen Ausgang und invertierendem Eingang ein Kondensator (14) liegt und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen Bezugspotential,
insbesondere Massepotential liegt bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten
führt, von dem aus ein Kondensator (15) an Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter
(S 14) zu einem zweiten Schaltunpsknoten (20) führt,
dadurch gekennzeichnet, daß von diesem zweiten Schaltungsknoten (20) ein Kondensator (16)
an Massepotential (18) geführt ist, daß vom zweiten Schaltungsknoten (20) ein Schalter (511) zum
Ausgang {13) des Operationsverstärkers (10) führt, von dem aus ein Schalter (513) zum ersten
Schaltungsknoten (19) führt, daß dieser Schaltungs-
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3001969A DE3001969C2 (de) | 1980-01-21 | 1980-01-21 | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
US06/223,032 US4354169A (en) | 1980-01-21 | 1981-01-07 | Switched-capacitor filter circuit having at least one simulated inductance having controlled switches, capacitors, and an amplifier |
EP81100313A EP0033455B1 (de) | 1980-01-21 | 1981-01-16 | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
AT81100313T ATE5928T1 (de) | 1980-01-21 | 1981-01-16 | Elektrische filterschaltung unter verwendung von wenigstens einer simulierten induktivitaet, die gesteuerte schalter, kondensatoren und verstaerker enthaelt. |
JP522781A JPS56109021A (en) | 1980-01-21 | 1981-01-19 | Electric filter circuit using switch to be controlled* condenser and amplifier with at least one simulated inductance |
AU66330/81A AU521093B2 (en) | 1980-01-21 | 1981-01-20 | Electronic filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3001969A DE3001969C2 (de) | 1980-01-21 | 1980-01-21 | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3001969A1 DE3001969A1 (de) | 1981-07-23 |
DE3001969C2 true DE3001969C2 (de) | 1982-10-28 |
Family
ID=6092528
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE3001969A Expired DE3001969C2 (de) | 1980-01-21 | 1980-01-21 | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4354169A (de) |
EP (1) | EP0033455B1 (de) |
JP (1) | JPS56109021A (de) |
AT (1) | ATE5928T1 (de) |
AU (1) | AU521093B2 (de) |
DE (1) | DE3001969C2 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3631827A1 (de) * | 1986-09-19 | 1988-03-31 | Blaupunkt Werke Gmbh | Aktives filter |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2514216B1 (fr) * | 1981-10-02 | 1986-07-18 | Efcis | Circuit integre a caracteristique inductive et filtre utilisant ce circuit |
DE3310339A1 (de) | 1983-03-22 | 1984-09-27 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Als schalter-kondensator-(sc)-filter ausgebildete modulatorschaltung |
US4754226A (en) * | 1983-11-02 | 1988-06-28 | Stanford University | Switched capacitor function generator |
JPH0775302B2 (ja) * | 1985-04-08 | 1995-08-09 | ソニー株式会社 | n次フイルタの構成方法 |
CA1233890A (en) * | 1985-05-27 | 1988-03-08 | Peter Gillingham | Decimating filter |
AU602031B2 (en) * | 1986-12-29 | 1990-09-27 | Sony Corporation | Filter circuit |
US4932058A (en) * | 1989-08-14 | 1990-06-05 | Delco Electronics Corporation | Pilot cancellation circuit |
CN1027564C (zh) * | 1992-05-16 | 1995-02-01 | 丘雪明 | 电容耦合的隔离式放大器 |
US5485115A (en) * | 1993-12-02 | 1996-01-16 | Fluke Corporation | Impedance synthesizer |
US7365597B2 (en) * | 2005-08-19 | 2008-04-29 | Micron Technology, Inc. | Switched capacitor amplifier with higher gain and improved closed-loop gain accuracy |
US7904048B2 (en) * | 2007-06-29 | 2011-03-08 | Texas Instruments Incorporated | Multi-tap direct sub-sampling mixing system for wireless receivers |
JP2009077345A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-04-09 | Olympus Corp | 固体撮像装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5323540A (en) * | 1976-08-18 | 1978-03-04 | Univ Tokai | Floating inductance |
CA1088161A (en) * | 1978-04-03 | 1980-10-21 | Northern Telecom Limited | Sampled analog filters |
US4179665A (en) * | 1978-09-08 | 1979-12-18 | American Microsystems, Inc. | Switched capacitor elliptic filter |
EP0024011B1 (de) * | 1979-08-09 | 1983-08-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält |
-
1980
- 1980-01-21 DE DE3001969A patent/DE3001969C2/de not_active Expired
-
1981
- 1981-01-07 US US06/223,032 patent/US4354169A/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-01-16 EP EP81100313A patent/EP0033455B1/de not_active Expired
- 1981-01-16 AT AT81100313T patent/ATE5928T1/de not_active IP Right Cessation
- 1981-01-19 JP JP522781A patent/JPS56109021A/ja active Granted
- 1981-01-20 AU AU66330/81A patent/AU521093B2/en not_active Ceased
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3631827A1 (de) * | 1986-09-19 | 1988-03-31 | Blaupunkt Werke Gmbh | Aktives filter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
AU521093B2 (en) | 1982-03-18 |
AU6633081A (en) | 1981-08-06 |
EP0033455A3 (en) | 1982-01-13 |
JPS56109021A (en) | 1981-08-29 |
JPS6410131B2 (de) | 1989-02-21 |
ATE5928T1 (de) | 1984-02-15 |
DE3001969A1 (de) | 1981-07-23 |
US4354169A (en) | 1982-10-12 |
EP0033455B1 (de) | 1984-01-18 |
EP0033455A2 (de) | 1981-08-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0032737B1 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
EP0024011B1 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
DE3001969C2 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
EP0042116B1 (de) | Elektrische Filterschaltung zur Verarbeitung analoger Abtastsignale | |
EP0039076B1 (de) | Integratorschaltung mit Abtaststufe | |
DE2555835B2 (de) | Filterschaltung für elektrische Wellen, bestehend aus elektronischen Leitungen | |
EP0020379B1 (de) | Spannungsumkehrschalter | |
DE3602585A1 (de) | Filter | |
DE2933667C3 (de) | Verlustbehafteter Abtastintegrator mit elektronischen Schaltern. insbesondere zur Realisierung getakteter aktiver Filterschaltungen | |
DE2932419C2 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
DE2933643C2 (de) | Abtastintegrator mit elektronischen Schaltern, insbesondere zur Realisierung getakteter aktiver Filterschaltungen | |
DE3044724C2 (de) | Verlustbehafteter Abtastintegrator, insbesondere zur Realisierung getakteter Filterschaltungen | |
EP0119627B1 (de) | Als Schalter-Kondensator-(SC)-Filter ausgebildete Modulatorschaltung | |
DE3132458C2 (de) | N-Pfad-Filter | |
DE3149481C2 (de) | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung für elektrische Schwingungen | |
DE3325319C2 (de) | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters | |
DE3325325C2 (de) | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung | |
DE3002056C2 (de) | Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält | |
DE3149480C2 (de) | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung | |
DE3132479A1 (de) | N-pfad-filter unter verwendung von schaltern und kondensatoren | |
DE3132492A1 (de) | Zweipfad-filter unter verwendung von kondensatoren, verstaerkern und schaltern | |
DE3007846A1 (de) | Aus schaltern, kondensatoren und wenigstens einem operationsverstaerker bestehende elektrische filterschaltung, bei der eine differenzengleichung m-ter ordnung realisiert wird | |
DE2613106A1 (de) | Spulenlose filterschaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |