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N-Pfad-Filter unter Verwendung von Schaltern und
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Kondensatoren Die Erfindung betrifft ein N-Pfad-Filter unter Verwendung
von Schaltern und Kondensatoren, bei dem die Schalter von drei bis N zeitlich nicht
überlappenden Taktphasen gesteuert sind, und bei dem eingangsseitig eine Signalspannung
angelegt wird.
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N-Pfad-Filter der vorgenannten Art sind dem Grundkonzept nach durch
den Aufsatz von David L.Eried "Analog Sample-Data-Filters" bekannt geworden, der
in der Zeitschrift IEEE Journal of SolidState Circuits, Vol. SC-7, Augttst 72, S.302-304,
veröffentlicht ist. Im einzelnen wird dieser Stand der Technik anhand der Figuren
1 und 2 insofern näher erläutert, als dort auch der Erfindung zugrunde liegende
Überlegungen mitgeschildert sind. Bekanntlich sind N-Pfad-Filter solche Filterschaltungen,
die auch einer Integrierbarkeit zugänglich sind, so daß es also dadurch gelingt,
insbesondere auf Spulen zu verzichten.
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Solche N-Pfad-Filter sind weiterhin auch in anderen Literaturstellen
beschrieben, wie beispielsweise in dem Buch von Heinlein und Holmes "Active Filters
for Integrated Circuits", das 1974 im Oldenbourg-Verlag erschienen ist. In dieser
Literaturstelle ist bereits darauf hingewiesen, daß es zur Realisierung von sogenannten
N-Pfad-Filtern unter anderem auch nötig sein kann, die einzelnen Pfade schaltungstechnisch
untereinander gleich auszubilden, damit die Funktionstüchtigkeit solcher Filter
gewährleistet bleibt. Allerdings finden sich in dem zuletzt genannten Buch keinerlei
speziellen Hinweise auf die sogenannten Schalter-Kondensator-Filter (SCF),
weil
Schalter-Kondensator-Realisierungen erst durch die moderneren Technologien ermöglicht
werden. Solche Schalter-Kondensator-Anordnungen, für die im angelsächsischen Sprachgebrauch
auch der Ausdruck "Switched-Capacitor"-(SC)-Anordnungen üblich ist, beruhen darauf,
daß es beispielsweise mit Hilfe von MOS-FET-Technologien gelingt, schnelle Schalter
zu schaffen, bei denen an einer eigens dafür vorgesehenen Elektrode die Schaltspannung
im Rhythmus einer regelmäßigen Taktphase (z.B. kürzer als T bzw. kürzer als T/N)
angelegt werden kann, während gleichzeitig weitere Elektroden der Signalverarbeitung
zur Verfügung stehen.
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Wenn man die im erstgenannten Aufsatz - was anhand der Figuren 1 und
2 noch erläutert wird - angegebenen Strukturen eingehend überprüft, zeigt sich,
daß sie zur Realisierung schmaler Bandpässe an sich gut geeignet sind.
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Will man jedoch Filter höheren Grades unmittelbar daraus ableiten
und realisieren, dann müssen Pufferverstärker verwendet werden, Verstärker also,
die beispielsweise den Verstärkungsfaktor 1 haben und die lediglich der Entkopplung
aufeinander folgender Stufen dienen.
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Der Erfindung liegt'die Aufgabe zugrunde, als N-Pfad-Filter wirkende
Filterschaltungen anzugeben, die vorgegebene Übertragungsfunktionen haben, ohne
daß solche Trennverstärker erforderlich sind. Dies wird insbesondere durch die Wahl
des Takt schemas in Bezug auf die Schaltung gewährleistet, so daß also Filterschaltungen
ab dem Grad 2 für den einzelnen Pfad ohne Verwendung von Verstärkern realisierbar
sind.
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Gemäß3 der Erfindung wird diese Aufgabe für die einleitend genannten
Filterschaltungen in der Weise gelöst, daß die Signalspannung in der ersten Taktphase
einem
Kondensator des ersten Pfades aufgeprägt wird, daß sich dieser
Kondensator in der darauffolgenden Takt phase mit dem ersten Speicherkondensator
ausgleicht und gleichzeitig dem Kondensator des zweiten Einzelpfades die Signalspannung
aufgeprägt wird, und daß der Kondensator weiterhin in der dritten Taktphase sich
mit dem zweiten Speicherkondensator des ersten Einzelpfades ausgleicht und der Kondensator
des zweiten Einzelpfades sich mit dessen erstem Speicherkondensator ausgleicht und
gleichzeitig der Kondensator des dritten Einzelpfades die Signalspannung aufgeprägt
erhält, daß sich dieser Vorgang bis zur N-ten Taktphase wiederholt, und daß während
jeder Taktphase der jeweils letzte Speicher-Kondensator von jeweils nur einem einzelnen
Pfad in einer zyklischen Abfolge mit dem Ausgangsklemmenpaar verbunden wird.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen sind insbesondere zur Realisierung schmaler
Bandfilterschaltungen in den Unteransprüchen angegeben, An Hand von Ausfiihrungsbeispielen
wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung Fig. 1 eine RC-Ausführungsform mit der
zugehörigen Übertragungsfunktion sowie die zugehörige Schalter-Kondensator-Ausführungsform
mit dem Taktplan für die Taktphasen 1 und 2; Fig. 2 einen mehrstufigen Aufbau unter
Verwendung von Pufferverstärkern, der sich aus Fig. 1 ergibt; Fig. 3 eine erfindungsgemäße
Ausführungsform fitr die vier Pfade I bis IV und den zugehörigen Taktplan mit den
Taktphasen 1 bis 4.
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In Fig.1 ist gewissermaßen gemäß der eingangs genannten Literaturstelle
"TEER Journal of Solid State Circuits ein RC-Zweitor dargestellt, bei dem im Eingangslängszweig
der Widerstand R und im darauffolgenden Querzweig ein Kondensator C geschaltet sind.
Die Eingangssignalspannung ist mit U1, die Ausgangssignalspannung ist mit U2 bezeichnet
und die zugehörige Übertragungsfunktion U2/U1 = 1/(1+sCR) ist ebenfalls angegeben,
wobei s die komplexe Frequenz dargestellt. Durch den.Doppelpfeil ist kenntlich gemacht,
daß ein zugehöriges Schalterkondensatorkonzept jeweils in querzveigen einen ersten
Kondensator C/& und einen zweiten Kondensator C hat.
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Diese Kondensatoren sind durch Schalter in den Längszweigen verbunden,
so daß also im Bingangs- und im Ausgangslängszweig Schalter mit gleichen Taktphasen
1 zum Beispiel geschlossen (bzw. offen) sind, wenn der die Kondensatoren C/ und
C verbindende Kondensator während der Taktphase 2 offen (bzw. geschlossen) ist.
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Dieses Konzept ist unmittelbar auch dem zugehörigen Taktplan mit den
Taktphasen 1 und 2 zu entnehmen, wo auch dargestellt ist, daß diese Taktphasen innerhalb
einer Taktperiode T gegeneinander verschoben sind, sich jedoch nicht überlappen.
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Fig.2 zeigt die unmittelbare RC-Ausfuhrung für den Fall, daß mehrere
Stufen in Kette geschaltet werden. Die Eingangsspannung ist wiederum mit U1 und
die Ausgangsspannung mit U2 bezeichnet, die dazwischen liegenden Pufferverstärker
haben den Verstärkungsfaktor 1, so daß sich nach dem ersten Verstärker die Spannung
U' und nach dem zweiten Verstärker die Spannung U" ausbildet.
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Fig.3 zeigt nun ein erfindungsgemäßes N-Pfad-Filter, das als dreistufiges
Filter mit N=4 Pfaden aufzufassen ist. In Fig.3 sind nun die einzelnen Pfade mit
I bis IV
bezeichnet, wobei eingangsseitig die Spannung U1(n.T/N)
anliegt und ausgangsseitig die Spannung U2(n.T/N) abgenommen wird. Für die einzelnen
Pfade sind die Schalter symbolisch in der Art von MOS-FET-Transistoren so dargestellt,
daß die ebenfalls miteingezeichneten Taktphasen 1,2,3,4 die Schalter in diesen Taktphasen
schließen.
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Der Taktplan für die Schaltphasen 1 bis 4 ist in Abhängigkeit von
der Zeit t ebenfalls dargestellt und es endet somit eine Gesamttaktperiode nach
der Zeit T. Dieser Vorgang wiederholt sich selbstverständlich periodisch.
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Im Filter selbst sind die Kondensatoren 5,6,7 und 8 zu finden, die
dem Kondensator e/ von Fig. 1 entsprechen. Weiterhin sind zu finden die Speicherkondensatoren
C1, C2 und C3, so daß also auch in dieser Hinsicht die Pfade untereinander gleichartig
ausgebildet sind.
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Im ersten Pfad I wird der Speicherkondensator C1 während der Taktphase
2, der Speicherkondensator C2 während der Taktphase 3 und der Speicherkondensator
C3 während der Taktphase 4 an den Kondensator 5 geschaltet. Entsprechend ändert
sich dies in den Pfaden II bis IV, so daß also dort die Taktphasen 3,4,1 für den
Pfad II, bzw. 4,1,2 für den Pfad III, bzw. 1,2,3 für den Pfad IV die Speicherkondensatoren
Cl bis C3 an die Kondensatoren 6 bzw. 7 bzw. 8 anschalten. Im Filtereingang finden
sich für die einzelnen Pfade die Schalter mit den Taktphasen 1,2,3,4, in denen entsprechend
die Kondensatoren 5 bzw. 6 bzw. 7 bzw. 8 an den Filtereingang angeschaltet sind.
In der Reihenfolge 3,4,1,2 wird der jeweils letzte Speicherkondensator C3 der Pfade
i bis IV an den Filterausgang geschaltet. Das beschriebene System läßt sich also
in entsprechender Wei se auch auf Filter mit mehr als N=4 Pfaden erweitern.
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Wie im Pfad I ebenfalls kenntlich gemacht ist, bildet sich entsprechend
Fig.2 am Speicherkondensator Cl die Spannung U' und am Speicherkondensator C2 die
Spannung U"
aus. Es erscheint dementsprechend auch eine Ausganges
spannung U2 jeweils an den Speicherkondensatoren C3.
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Wie Fig.3 zu entnehmen ist, sind also gemäß der angegebenen Taktwahl
in Bezug auf die Ge samt schaltung Verstärker nicht mehr erforderlich. ffi Zur physikalischen
Wirkungsweise sei ergänzend für ein solches Filter mit Tiefpaßpfaden noch auf folgendes
hingewiesen.
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Ausgehend von den ersten Vorschlägen zur Realisierung von Schalter-Kondensator-N-Pfad-Filtern
wird hier mit dem in Fig.1 angegebenen Elementar-Tiefpaß ersten Grades zur übersichtlicheren
Darstellung begonnen.
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Eine Analyse der in Fig.1 ebenfalls mit dargestellten Schalter-Kondensator-Anordnung
ergibt
Setzt man eine Näherung für #T«1 (Schmalbandnäherung mit W als Kreisfrequenz) ein,
so erhält man 2 z-1 1 s = T z + 1 T (2) und damit für den RC-Tiefpaß in Fig.1 U1
= 1 0 1 (3) 1 1+s.CR 1+TR(z-1) Damit ergibt sich für die Dimensionierung die Bedingung
CR = (α + 1 ) T. (4) s ist die komplexe Frequenz und z = e pT .
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Zur Erhöhung der Sperrdämpfung sollen mehrere solcher
Elementar-Tiefpässe
rückwirkungsfrei in Kette geschaltet werden. Nimmt man der Einfachheit halber, ohne
Beschränkung der Allgemeinheit an, daß es sich um drei identische Stufen handelt,
so erhält man für das Referenzfilter die Schaltung von Fig.2 mit der Übertragung
s funktion U2 1 (1+s.OR)3 (5) Bemerkenswert ist nun, daß zur Realisierung der Einzel
pfade und beim Gesamt-Schalter-Kondensator-Filter gemäß Fig.3 keine Trennverstärker
benötigt werden, da die Rückwirkungsfreiheit durch geschickte i'hl der Taktphasen
erreicht werden kann. Ein besonders einfaches Taktschema ergibt sich für ein aus
(N-1)-Stufen bestehendes N-Pfad-Filter. Fig.3 zeigt bereits ein solches dreistufiges
4-Pfad-Filter. Anhand des oberen Binzelpfades soll die Rückwirkungsfreiheit erläutert
werden.
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Die Kondensatoren 5,6,7,8 (C/«) werden zunächst während Taktphase
1 (bzw. 2,3,4) auf die Quellspannung U1 geladen und gleichen sich anschließend während
Taktphase 2 (bzw. 3,4,1) mit dem ersten Kondensator C1 aus. Die dabei entstehende
Spannung U' entspricht der Ausgangsspannung der ersten Stufe des RC-Tiefpasses in
Fig.1.
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Gleichzeitig ist dies die Eingangsspannung der zweiten Stufe, die
in der dritten Taktphase beim Ausgleichsvorgang mit dem zweiten Speicherkondensator
C2 zur Spannung U" führt. Wieder trägt ein Kondensator o/ am Ende dieses Vorgangs
einen Abtastwert der Ausgangsspannung, die zugleich Eingangsspannung der letzten
Stufe ist. Da jeweils die Ausgangsspannung U' bzw. U" an zur weiteren Verwendung
zur Verfügung stehen, brauchen sie nicht gesondert über Trennverstärker an geschalteten
Kapazitäten erzeugt werden.
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Die Gesamtübertragungsfunktion lautet
T wobei hier z = e pN gilt.
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Sie stimmt bei Anwendung der Näherung (2) mit (5) bis auf zwei zusätzliche
Verzögerungen im Zähler, die in der Wahl der Taktphasen am Filterausgang begründet
ist, überein.
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3 Patentanßprüche 3 Figuren
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