DE3149480C2

DE3149480C2 - Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung

Info

Publication number: DE3149480C2
Application number: DE19813149480
Authority: DE
Inventors: Georg Dipl.-Ing. 8150 Holzkirchen Smolka
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1981-12-14
Filing date: 1981-12-14
Publication date: 1985-02-21
Also published as: DE3149480A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung für elektrische Schwingungen unter Verwendung von invertierenden und nichtinvertierenden Schalter-Kondensator-Integratoren, bei der die Schalter von zwei nicht überlappenden Taktphasen gesteuert werden. Aufgabe der Erfindung ist es, sogenannte Brune-Glieder in Schalter-Kondensator-Technik zu realisieren. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß in der Weise gelöst, daß der erste Eingang (3) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit dem Ausgang (4) des invertierenden Integrators (2) und der erste Eingang (5) des invertierenden Integrators (2) mit dem Ausgang (6) des nichtinvertierenden Integrators (1) verbunden ist, daß der zweite Eingang (7) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit der ersten Eingangsklemme (8) des Filters und der Ausgang (4) des invertierenden Integrators (2) mit der ersten Ausgangsklemme (9) des Filters verbunden ist, daß der zweite Eingang (10) des invertierenden Integrators (2) mit der zweiten Eingangsklemme (11) des Filters und der Ausgang (6) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit der zweiten Ausgangsklemme (12) des Filters verbunden ist, und daß ein Eingangssignal (-U ↓1) invertiert vom ersten Eingang (8, 8Δ) zum ersten Ausgang (9, 8Δ) und ein Eingangssignal (U ↓2Δ) invertiert vom zweiten Eingang (11, 8Δ) zum zweiten Ausgang (12, 8Δ) übertragen wird. Anwendungsmöglichkeiten sind insbesondere frequenzselektiven Schaltungen gegeben.

Description

Die Erfindung betrifft eine aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Filterschaltungen dieser Art sind bereits aus der Zeitschrift IEEE Transactions on Circuits and Systems, Vol. CAS-27, No. 6, Juni 1980, S. 545-552, bekannt geworden. Bei diesen Schaltungen ist jedoch das angestrebte Ziel insofern anders, als dort nicht eine bilineare Transformation benutzt wird, sondern Näherungen, was nachteilig bei hohen Frequenzen ist.

Filterschaltungen der vorstehenden Art unter Verwendung von Schalter-Kondensator-Integratoren sind bereits auch aus der Literaturstelle IEEE Journal of Solid State Circuits, Vo. SC-13, Nr. 6, Dez. 1978, Seiten 806 bis 814 bekannt geworden. Es werden hier die Schalter ebenfalls mit zwei voneinander unabhängigen Taktphasen betrieben. Die angegebenen Schaltungen beschränken sich aber auf Tiefpaßschaltungen, was eine erhebliche Einengung im Entwurf von Filterschaltungen darstellt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungsstrukturen anzugeben, bei denen alle Filtergattungen, wie Tiefpaß, Hochpaß, Bandpaß und Bandsperrenschaltungen realisierbar sind. Dabei kann von den sogenannten Abzweigschaltungen als Referenzfilter ausgegangen werden, so daß also auch die nachrealisierten Schalterkondensatorfilter die theoretischen Genauigkeiten und guten Empfindlichkeitseigenschaften der Abzweigschaltungen haben; es hängt dies damit zusammen, daß die Nachrealisierung eines sogenannten Brune-Gliedes angegeben wird, das auch als Grundglied für Kettenschaltungen geeignet ist.

Ausgehend von den einleitend genannten Filterschaltungert wird diese Aufgabe gemäß den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches 1 gelöst.

In den Unteransprüchen sind noch vorteilhafte Möglichkeiten für Filterschaltungen angegeben, die zur Erzeugung von Dämpfungspolen bei der Frequenz Null geeignet sind.
Anhand von Autfuhrungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert.
Es zeigt in der Zeichnung

Fig. 1 ein bekanntes sogenanntes kanonisches Brune-Glied in konzentrierter Schaltungstechnik,

Fig. 2 eine erfindungsgemäße Ausführung,

Fig. 3 das Taktschema für die Schaltung nach Fig. 2 und

Fig. 4 5 Schaltungen zur Erzeugung von Dämpfungspolen bei der Frequenz Null.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten Brune-Glied handelt es sich um ein sogenanntes kanonisches Brune-Glied, also eine Schaltungsanordnung, die dem Grundkonzept nach die gcrinsslc Zahl von .Schaltelementen bcnOlijJi In dem Buch »Network Analysis and Synthesis« von Louis Weinberg (McUraw-l lill Hook Company, Inc., 1%2) werden insbesondere auf den Seiten 431 bis 442 solche Brune-Glieder unter Verwendung von konzentrierten Schaltelementen sehr eingehend beschrieben. Auch ist dort ihre mathematische Behandlung und ihr Einbau in größeren Netzwerkschaltungen im einzelnen dargestellt. Schließlich ist auch gezeigt, daß man solche Brune-Glieder unmittelbar in Kette schalten kann, so daß Filterübertragungsfunktionen höheren Grades realisierbar sind. Diese Eigenschaften treffen auch auf die Schaltungen nach den im folgenden noch beschriebenen Fig. 2 bis 5 ohne weiteres zu, Überlegungen also, bei denen in der vorliegenden Erfindung ausgegangen werden.

Das in Fig. 1 dargestellte Brune-Glied kann durch die Gleichungen

U₁ = 4- Iu₁ + (/, - I₂) -^-
u \_ pL

JL [/

-W₁-U₂) (2)

pL(u-\) J

beschrieben werden, wobei £/, und U₂ die Eingangs- bzw. Ausgangsspannung sind, /, und I₂ der Eingangs- bzw. Ausgangsstrom, ü ist das Übersetzungsverhältnis des Übertragers, dem die Spule L parallelgeschaltet ist und C ist die Kapazität des im Querzweig liegenden Kondensators. Schließlich ist mit ρ = σ+j ω die sogenannte kornplexe Frequenz bezeichnet, mit σ als Realteil und ω als Imaginärteil.

Es läßt sich nun dem in Fig. 1 dargestellten Brune-Glied ein idealer Übertrager mit dem Übersetzungsverhältnis -w: 1 vorschalten, was die Dämpfungsfunktion der Schaltung nicht ändert, sondern lediglich eine Phasenumdrehung um 180° bedeutet.

Eine derartige Schaltung ist nun in Fig. 2 ais Schalterkondensatorrealisierung dargestellt.

Aus den F i g. 2 und 3 ist nun folgendes zu erkennen. Wie bereits erwähnt, stellt die F i g. 3 die beiden Taktphasen Φ, und Φ₂ dar, mit der die Schalter S in F i g. 2 gesteuert werden. In F i g. 3 ist mit T die gesamte Taktperiode bezeichnet, auch ist zu erkennen, daß sich die beiden Taktphasen Φ_λ und Φ₂ nicht überlappen. In F i g. 2 sind die Schalter mit S und einer nachfolgenden Zahl bezeichnet, weiterhin ist dort unmittelbar die Taktphase Φ_} bzw. Φ₂ angegeben, in der diese Schalter geschlossen sind. Die Schalter selbst sind nur symbolisch dargestellt und können ebenso wie in der eingangs angegebenen Literaturstelle IEEE nach Art von MOS-(Metalloxydsilizium) Technologien hergestellt sein. Wie aus F i g. 2 zu erkennen ist, besteht die gesamte Schaltung aus dem gestrichelt umrahmten, nichtinvertierenden Integrator 1 mit zwei Eingängen und dem gestrichelt umrahmten invertierenden Integrator 2, der ebenfalls zwei Eingänge besitzt. In F i g. 2 ist ferner das Masse-bzw. Bezugspotential durchgehend mit der Bezugsziffer 8' versehen. Der nichtinvertierende Integrator 1 besteht im Ausfuhrungsbeispiel von F i g. 2 aus einem Operationsverstärker 21, dessen Ausgang mit der Bezugsziffer 6 bezeichnet ist und dessen nichtinvertierender Eingang (+) mit Bezugspotential 8' verbunden ist. Zwischen dem Ausgang 6 und dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers 21 liegt der sogenannte Integrationskondensator 15, der den Kapazitätswert a\ C₀ hat. Das zum nichtinvertierenden Integrator 1 gehörige Schalterneizwerk besteht aus den Schaltern 51, S2, S3 sowie den Schaltern 54, 55 und 56. Wie ebenfalls unmittelbar aus der Zeichnung zu erkennen ist, werden die Schalter 51,52 und 53 während der Taktphase Φ] geschlossen, während die Schalter 54,55 und 56 während der Taktphase ¹P₇ geschlossen sind. Für den nichtinvertierenden Integrator 1 wird also ein erster Eingang geschaffen, der mit der Bezugsziffer 3 bezeichnet ist, und ein zweiter Eingang, der mit der Bezugsziffer 7 bezeichnet ist. Die Verbindungspunkte der Schalter 51 und 54 sowie der Schalter 52 und 55 sind über einen Kondensator 13 verbunden, der den Kapazitätswert C₀Zw hat, wobei w, wie im Zusammenhang mit F ig. 1 bereits erwähnt, das Übersetzungsverhältnis des der Schaltung von Fi g. 1 vorgeschalteten idealen Übertragers ist. Der Verbindungspunkt der Schalter Γ2 und 55 ist über den Kondensator 14 mit der Kapazität C₀ mit dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern 53 und 56 verbunden. Der erste Eingang 3 ist also über die Serienschaltung aus den Schaltern 53 und 56 mit Bezugspotential 8' verbunden, der zweite Eingang 7 ist über die Schalter 51 und 54 mit Bezugspotential 8' verbunden, während der invertierende Eingang (-) des Operationsverstärkers über die Serienschaltung aus den Schallern 55 und 52 mit Bezugspotential 8' verbunden ist.

Der invertierende Integrator 2 besteht aus dem Operationsverstärker 20, dessen Ausgang mit 4 bezeichnet ist und dessen nichtinvertierender Eingang (+) mit Bezugspotential 8' verbunden ist. Zwischen dem Ausgang 4 und dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers 20 liegt der Integrationskondensator 18, der den Kapazitätswert ^₂C₀ hat. Das zugehörige Schalternetzwerk besteht aus den Schaltern 57, 58 und 59, die während der Taktphase Φ, geschlossen sind und den Schaltern 510,511 und 512, die während der Taktphase Φ₂ geschlossen sind. Der Verbindungspunkt zwischen den Schaltern 58 und 511 ist also über den Kondensator 16 mit dem Kapazitätswert w · C₀ mit dem Verbindungspunkit zwischen den Schaltern 5 7 und 510 verbunden, während er andererseits über den Kondensator 17 mit dem Kapazitätswert C₀ mit dem Verbindungspunkt zwischen den Schaltern 59 und 512 verbunden ist. Vom invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers 20 ergibt sich somit eine Leitungsführung über die Schalter58 und 511 nach Bezugspotential 8', weiterhin vom Bezugspotential 8' eine Leitungsfuhrung über die Schalter 510 und 57 zum sogenannten ersten Eingang 5 des invertierenden Integrators 2, der umittelbar mit dem Ausgang 6 des Operationsverstärkers 21 verbunden ist. Die vom

Bezußspotential 8' über die Schalters 12 und 59 hergestellte Leitungsverbindung führt zu dem mit der Bezugsziffer 10 bezeichneten zweiten Eingang des invertierenden integrators 2, und es ist unmittelbar an diesem zweiten Eingang 10 die mit der Bezugsziffer 11 bezeichnete zweite Eingangsklemme des Filters angeschaltet.

Der zweite Eingang 7 des nichtinvertierenden Integrators 1 ist unmittelbar mit der ersten Eingangsklemme 8 des Filters verbunden, an der die Eingangsspannung - £/, gegenüber Bezugspotential 8' liegt. Der Ausgang 4 des Operationsverstärkers 20 ist mit einer ersten Ausgangsklemme 9 des Filters verbunden, und es tritt zwischen der Ausgangsklemme 9 und Bezugspotential 8' die Ausgangsspannung U₂ auf. Die zweite Ausgangsklemme 12 des Filters ist mit dem Ausgang 6 des Operationsverstärkers 21 verbunden, und es erscheint dort eine Ausgangsspannung

1

U₁" -I_xR₀Z 2.

Zu erkennen ist ferner aus Fi g. 2, daß der invertierende Eingang (-) des Operationsverstärkers 20 über einen Kondensator 22 mit dem KapazitätswertAQ mit der ersten Eingangsklemme 8 des Filters verbunden ist, während der invertierende Eingang (-) des zum nichtinvertierenden Integrator gehörenden Operationsverstärkers 21 über einen Kondensator 19 mit dem KapazitätswertyS, C₀ mit der zweiten Eingangsklemme 11 des Filters verbunden ist. Allgemein läßt sich also sagen, daß ein an der ersten Eingangsklemme 8/8' anliegendes Eingangssignal - U₁ invertiert zum ersten Ausgang 9/8'als Ausgangsspannung U₂ übertragen wird, während ein am zweiten Eingang 11/8' anliegendes Eingangssignal

1

U₂' /2Ä0Z " ²

invertiert als Ausgangssignal

U₁=-IiR₀Z'X

erscheint.
Allgemein hat also die Schaltung von Fig. 2 die folgenden Übertragungsfunktionen:

/ .JA (

/ .JA

( -I₁R₀Z 2) =

₂ (2')

uw \ J \

In den Gleichungen (10 und (2') bedeuten Γ die Abtastperiode gemäß F i g. 3, A₀ ist ein Bezugswiderstand, die Größen U_x, U₂, Z₁ und Z₂ sind auch der Fi g. 1 zu entnehmen; weiterhin bedeutet L den Induktivitätswert der dem indealen Übertrager mit dem Übersetzungsverhältnis ü : 1 parallelgeschalteten Spule und C den Kapazitätswert des im Querzweig nachgeschalteten Kondensators; ferner bedeutet ζ = e^pT die transformierte Frequenzvariable. Im Ausführungsbeispiel von Fig. 2 wird also die invertierte Übertragung der Eingangsspannung -IZ₁ zwischen den Klemmen 8 und 8' als Ausgangsspannung i/₂ auf die Klemmen 9 und 8' bzw. die invertierte Übertra-45 gung der Eingangsspannung inzwischen den Klemmen 11 undS'aufdieKlemmen^unde'alsAusgangsspan-S nung

folgendermaßen erreicht:

Dem'nichtinvertierenden Integrator 1 ist das Schalternetzwerk aus den Schaltern S1 bis 56 zugeordnet. Während der ersten Taktphase Φ, sind die Schalter 51,52 und 53 geschlossen, wodurch die beiden dazwischenliegenden Kondensatoren 13 und 14 mit den Kapazitätswerten C₀Zw bzw. C₀ aufgeladen werden. Während der zweiten Taktphase Φ₂ sind die drei weiteren Schalter54,55 und 56 geschlossen, und es werden die Kondensatoren 13 und 14 auf den Integrationskondensator 15 entladen, der den Kapazitätswert a\ C₀ hat. Dem invertierenden Integrator 2 ist das Schalternetzwerk mit den Schaltern 57 bis 512 zugeordnet. Hier werden während der ersten Taktphase Φ_χ die drei Schalter 57,58 und 59 geschlossen, wodurch die beiden Kondensatoren 16 und 17 mit dem Kapazitätswert w ■ C₀ bzw. dem Kapazitätswert C₀ mit dem invertierenden Eingang (-) des zugehörigen Operationsverstärkers 20 verbunden werden. Dabei wird die Ladung dieser beiden Kondensatoren 16 und 17

auf den zugehörigen Integrationskondensator 18 übertragen. Während der zweiten Taktphase Φ₂ sind die drei Schalter 510,511 und 512 geschlossen, und die beiden Kondensatoren 16,17 des invertierenden Integrators 2 werden somit entladen. Schließlich muß noch die erste Eingangsklemme 8 des Filters überden Kondensator22 mit dem Kapazitätswert^Q mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 20 verbunden sein, der zum invertierenden Integrator 2 gehört, und es muß die zweite Eingangsklemme 11 des Filters über den Kondensator 19 mit dem KapazitätswertjS,C₀ mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21 verbunden sein, der zum nichtinvertierenden Integrator 1 gehört.

Die angegebene Schaltung benutzt gegen parasitäre Erdkapazitäten völlig unempfindliche Integratoren. Eine besonders vorteilhafte Bemessung ergibt sich, wenn die Größen a_u a₂,ß\ undß₂ folgende Werte annehmen:

	ü-l	L	3149	480	L
	ü	RoT ⁿ		αϊ ίί-1	R₀T
*U\ -*	ü	CRo	ß\	üw ü²	CR₀
	M-I	T	A =	^a2 1	T
		üw w(ü— 1)

(3)

Dabei bedeutet T die Abtastperiode. Die Taktphasen an den einzelnen Schaltern sind in gewissem Maße vertauschbar.

In den Ausführungsbeispielen derFig. 4 und 5 sind noch Schaltungsvarianten gezeigt, mit denen es gelingt, Dämpfungspole bei der Frequenz 0 zu erzeugen. Es sind deshalb wirkungsgleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffem wie in Fig. 2 versehen, so daß insoweit die hierfür bereits gegebene Beschreibung unmittelbar auch auf die Fig. 4 und S angewendet werden kann.

In F i g. 4 wird ein solcher Dämpfungspol bei der Frequenz Null durch einen Kondensator mit der Kapazität C im Längszweig eines Vierpols erzeugt, wie dies in Fig. 4 unmittelbar mitgezeichnet ist. Von der Schaltung der

Flg. Z [IdUU UCI jLlltlllullg vuii I'lg. τ gciaii5i man uumi luigwuui. UuWiCguiig^u . Ij

Es werden die Kapazitätswerte der Kondensatoren 13 und 14 des nichtinvertierenden Integrators 1 und der Kapazitätswert des Kondensators 16 des invertierenden Integrators 2 auf den Wert Null gebracht. Weiterhin nimmt der Kapazitätswert des Integrationskondensators 15 den gleichen Kapazitätswert an wie der der zweiten Eingangsklemme 11 unmittelbar nachfolgende Kondensator 19, und schließlich muß noch der Kapazitätswert des Integrationskondensators 18 gleich sein dem Kapazitätswert des der ersten Eingangsklemme 8 unmittelbar nachfolgenden Kondensators 2 2. Durch diese Maßnahmen vereinfacht sich also die Schaltung von F i g. 4 in der Weise, daß am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 2 0 der Schalter 5 8 und der Schalter S11 nach Masse führen, während nur noch der Schalter 512 und 5 9, von Bezugspotential kommend, zur zweiten Eingangsklemme 11 führen. Zwischen den Verbindungspunkten der Schalter 58 und S11 und den Verbindungspunkten der Schalter 512 und 5 9 liegt der Kondensator 17 mit dem Kapazitätswert C₀. Der Integrationskonden- sator 18 hat den Wert a_x C₀, genauso wie der von der Eingangsklemme 8 kommende Kondensator 22 den Wert ct\ C₀ hat, und es führen diese beiden Kondensatoren unmittelbar und ohne weitere Schalter auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 20. Der zweiten Ausgangsklemme 12 ist nunmehr ein Minus-Eins-Verstärker vorgeschaltet, so daß dort eine Inversion des Signals erreicht wird. In der Zeichnung ist unmittelbar auch der Wert für a, angegeben, dahingehend nämlich, daß die Beziehung C₁ = C'RolT%\\\., wobei C der Kapazitätswert des nachzubildenden Kondensators, R₀ wiederum ein Bezugswiderstand und T die Abtastperiode sind.

Im Ausfahrungsbeispiel der Fig. 5 wird eine Möglichkeit angegeben, die dort mitgezeichnete Spule L im Querzweig eines Vierpols nachzubilden und damit ebenfalls einen Dämpfungspol bei der Frequenz Null zu erzeugen. Gegenüber der Schaltung nach F i g. 2 sind folgende Änderungen vorgenommen: Die Kapazitätswerte der Kondensatoren 16 und 17 des invertierenden Integrators 2 und der Kapazitätswert des Kondensators 14 des invertierenden Integrators 1 haben den Wert Null. Weiterhin ist der Kapazitätswert des Integrationskondensators 15 gleich dem Kapazitätswert des der zweiten Eingangsklemme 11 unmittelbar nachfolgenden Kondensators 19 und schließlich ist der Kapazitätswert des Integrationskondensators 18 gleich dem Kapazitätwert des der ersten Eingangsklemme 8 unmittelbar nachfolgenden Kondensators 23. In der Schaltung von Fig. 5 sind also im Querzweig nachfolgend auf die Eingangsklemme 8 zunächst die Schalter S1 und 54, angeordnet, die in 40 _ der Taktphase Φ, und Φ₂ geschlossen werden. Von Bezugspotential kommend führen die Schalter 52 und 55 zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 21. Zwischen den Verbindungspunkten der Schalter 51 und 54 bzw. 52 und 55 liegt ein Kondensator mit dem Kapazitätswert C₀. Im Längszweig ist der Ausgangsklemme 9 ein Minus-Eins-Verstärker 24' vorgeschaltet. Von der zweiten Eingangsklemme 11 wird über den Kondensator 19 mit dem Kapazitätswert ar₂ Q der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 21 erreicht, von dem aus der Integrationskondensator 15 mit dem Kapazitätswert ai C₀ zum Ausgang 6 des Operationsverstärkers 21 führt. Die zweite Ausführungsklemme 12 des Filters ist unmittelbar mit dem Ausgang 6 des Opera- | tionsverstärkers verbunden. Ebenfalls angegeben ist a₂ = /.7R₀T, worin R₀ wiederum einen Bezugswiderstand, T * die Abtastperiode und L' den Induktivitätswert der nachzubildenden Induktivität darstellen.

Die angegebenen Schaltungen haben also die Eigenschaft, daß sie unter Benutzung eines Zweiphasentaktes sogenannte Brune-Giieder nach Fig. i nachbilden. Entsprechend den in dem Buch von Weinberg gegebenen Erläuterungen über die Behandlung von Brune-Gliedern können auch die hier dargestellten Schaltungen >|

unmittelbar in Kette geschaltet werden, wobei die Taktphasen auch erhalten bleiben. Die in den Fig. 4 und 5 \

dargestellten Schaltungen lassen die Erzeugnung von Dämpfungspolen bei der Frequenz Null zu und können somit der Schaltung von F i g. 2 unmittelbar vor- oder auch nachgeschaltel: sein weil sie ebenfalls einer integrierten Schalter-Kondensator-Realisierung mit einem Zweiphasentakt zugänglich sind.

An jedem der beiden Eingänge nach an jedem der beiden Ausgänge in den Schaltungen auch den Figuren 2,4 und 5 erscheint dabei jeweils eine simulierte Spannung bzw. ein simulierter Strom.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung für elektrische Schwingungen unter Verwendung von invertierenden und nichtinvertierenden Schalter-Kondensator-Integratoren, bei der die Schalter von zwei nicht überlappenden Taktphasen gesteuert werden, bei der der erste Eingang (3) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit dem Ausgang (4) des invertierenden Integrators (2) und der erste Eingang (5) des invertierenden Integrators (2) mit dem Ausgang (6) des nichtinvertierenden Integrators (1) verbunden ist und bei welcher der zweite Eingang (7) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit der ersten Eingangsklemme (8) des Filters und der Ausgang (4) des invertierenden Integrators (2) mit der ersten Ausgangs-

klemme (9¹) des Filters verbunden ist, dadurchgekennzeichnet, daß der zweite Eingang (10) des invertierenden Integrators (2) mit der zweiten Eingangsklemme (11) des Filters und der Ausgang (6) des nichtinvertierenden Integrators (1) mit der zweiten Ausgangsklemme (12) des Filters verbunden ist und daß ein Eingangssignal (.-U₁) invertiert vom ersten Eingang (8, 80 zum ersten Ausgang (9, 80 und ein Eingangssignal (U₂') invertiert vom zweiten Eingang (11, 80 zum zweiten Ausgang (12, 80 übertragen wird.

2. Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalter (S 1 bis S 6) des nichtinvertierenden Integrators (1) derart geschaltet sind, daß während der ersten Taktphase (Φ,) drei dieser Schalter (51, Sl, S3) geschlossen sind und zwei dazwischen liegende Kondensatoren (13,14) aufgeladen werden und während der zweiten Taktphase (Φ₂), in der drei weitere dieser Schalter (54,55,56) geschlossen sind, auf den Integrationskondensator (15) des nichtinvertierenden Integrators (1) entladen werden, daß die Schalter (57 bis 512) des invertierenden Integrators (2) derart geschaltet sind, daß während der ersten Taktphase (Φ,) drei dieser Schalter (57,58,59) geschlossen sind und dadurch zwei dazwischen liegende Kondensatoren (16,17) mit dem invertierenden Eingang des zugehörigen Operationsverstärkers (20) verbunden sind und dabei die Ladung dieser beiden Kondensatoren (16,17) auf den zugehörigen Integrationskondensator (18) des invertierenden Integrators (2) übertragen wird, daß während der zweiten Taktphase (Φ₂) drei Schalter (510, SIl, 512) geschlossen sind und die beiden Kondensatoren (16,17) des invertierenden Integrators (2) entladen werden und daß die erste Eingangsklemme (8) über einen Kondensator (22) mit dem invertierenden Eingang des zum invertierenden Integrator (2) gehördenden Operationsverstärkers (20) verbunden ist und die zweite Eingangsklemme (11) über einen Kondensator (19) mit dem invertierenden Eingang des zum nichtinvertierenden Integrator (1) gehörenden Operationsverstärkers (21) verbunden ist.

3. Filterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätswerte der Kondensatoren (13,14) des nichtinvertierenden Integrators (1) und der Kapazitätswert des Kondensators (16) des invertierenden Integrators (2) den Wert Null haben, daß der Kapazitätswert des Integrationskondensators (15) gleich ist dem Kapazitätswert des der zweiten Ein^angsklemme (11) unmittelbar nachfolgenden Kondensators (19) und daß der Kapazitätswert des Integrationskondensators (18) gleich ist dem Kapazitätswert des der ersten Eingangsklemme (8) unmittelbar nachfolgenden Kondensators (22).

4. FilterschaltUiig nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätswerte der Kondensatoren (16,17) des invertierenden Integrators (2) und der Kapazitätswert des Kondensators (14) des nichtinvertierenden Integrators (1) den Wert Null haben, daß der Kapazitätswert des Integrationskondensators (15) gleich ist dem Kapazitätswert des dei zweiten Eingangsklemme (11) unmittelbar nachfolgenden Kondensators (19) und daß der Kapazitätswert des Integrationskondensators (18) gleich ist dem Kapazitätswert des der ersten Eingangsklemme (8) unmittelbar nachfolgenden Kondensators (22).