DE3325319C2 - Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters - Google Patents
Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines SpannungsumkehrschaltersInfo
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Abstract
Die beschriebene Schaltung erfordert nur einen Operationsverstärker und zur Steuerung der Schalter sind vier jeweils sich nicht überlappende Taktphasen erforderlich. Es läßt sich das Kapazitätsverhältnis auf etwa die Quadratwurzel der bekannten Schaltungen reduzieren. Bei der Integration wird hierdurch die erforderliche Chipfläche erheblich verkleinert.
Description
Die Erfindung betrifft eine aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaitung gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruches.
Fü. den Aufbau integrierter Filterschaltungen, bei denen Spulen nachgebildet werden, gibt es bekanntlich eine
Reihe unterschiedliche Vorschläge. Einer dieser Vorschläge besteht darin, sogenannte Schalter-Kondensator-Filter
zu realisieren, die bei den heute zur Verfugung stehenden technologischen Möglichkeiten den in der Praxis
zu stellenden Anforderungen in hohem Maß gerecht werden. Eine spezielle Gattung dieser Schaltung-Kondensator-Filter
sind Schalter-Kondensator-Filter, bei denen eine Spannungsumkehr erfolgt. Im einzelnen sind
solche Filter bereits in der Zeitschrift AEÜ, Band 33 (1979), Seiten 13 bis 19 und Seiten 107 bis 144 angegeben. In
diesen beiden Aufsätzen ist gezeigt, welche umfangreichen Möglichkeiten zur Nachbildung von klassischen
Filterschaltungen bestehen. In der Zeitschrift Proc. ECCTD-81, The Haague, Seiten 675 bis 680 werden bereits
Möglichkeiten besprochen, wie bei solchen SC-Filtern (Schalter-Kondensator-Filtern) die Bodenkapazitäten bei
integrierten Anordnungen vermindert werden können. Schließlich sind in der Zeitschrift AEÜ, Band 35 (1981),
Seiten 121 bis 130, Schalter-Kondensator-Elemente für VIS-SC-Filter(Voltage-Inverter-Switches-SC-Filter) mit
geringerem Einfluß parasitärer Kapazitäten angegeben. Auch bei diesen Schaltungen wird für die Schalter ein
Taktschema verwendet, bei dem vier einander nicht überlappende Taktphasen für die einzelnen Schalter
auftreten.
Als aktives Element ist ein Operationsverstärker verwendet, dessen nichtinvertierender Eingang auf Massepotential
liegt. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers ist über einen Kondensator und ein Schaltsystem mit
dem invertierenden Eingang verbunden. Im eigentlichen Eingang der Schaltung folgt ein Schalter, dem wiederum
ein Kondensator folgt, und die zweite Elektrode dieses Kondensators ist mit dem invertierenden Eingang des
Operationsverstärkers verbunden. Auch bei den bekannten Schaltungen treten noch parasitäre Kapazitäten
beim Integrationsprozeß auf; darüber hinaus gelingt es nicht ohne weiteres, verhältnismäßig große Kapazitätsverhältnisse in integrierter Form zu realisieren, wenn dies aufgrund des Filterentwurfes erforde· Hch ist.
Weiterhin sind folgende Schaltungen bekannt:
Die DE-AS 3149 481 beschreibt eine Schaltung zur Realisierung von Brune-Zellen, während die US-PS
43 15 227 eine verallgemeinerte Realisierung einer biquadratischen aktiven Filterzelle beinhaltet. Schließlich
wird in dem japanischen Patent-Abstract eine Möglichkeit zur Reduzierung des Einflusses des direkten (nicht
geschalteten) Pfades vom Eingang zum Ausgang eines Schalter-Kondensator-Filters angegeben. Auch bei
diesen Schaltungen besteht kein Zusammenhang zur Reduzierung des Kapazitätsverhältnisses bei VIS-SC
Filtern.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung anzugeben, bei der sich das Kapazitätsverhältnis etwa auf die
Quadratwurzel des ursprünglichen Kapazitätsverhältnisses verringern läßt, wodurch zugleich auch die Chipfläche
erheblich reduziert wird.
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe nach den kennzeichnenden Merkmalen des Patentanspruches
gelöst.
Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert.
Es zeigen in der Zeichnung
Es zeigen in der Zeichnung
F i g. 1 eine Schaltung zur Realisierung einer geerdeten Kapazität und eines geerdeten Einheitselements;
F i g. 2 das Taktschema, in dem jeweils die zugehörigen Schalter geschlossen sind in Abhängigkeit von der Zeit f;
F i g. 2 das Taktschema, in dem jeweils die zugehörigen Schalter geschlossen sind in Abhängigkeit von der Zeit f;
F i g. 3 eine erfindungsgemäße Schaltung, für die ebenfalls das Taktschema nach F i g. 2 gilt.
Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung enthält einen Operationsverstärker K, dessen nichtinvertierender Eingang mit S, dessen invertierender Eingang mit T und dessen Ausgang mit A bezeichnet ist. Dem invertierenden Eingang unmittelbar vorgeschaltet ist ein Kondensator C, der von der Eingangsklemme oc über einen Schalter (Taktphase 1) erreicht wird. Der nichtinvertierende Eingang 5 liegt auf Massepotential 0, wie dies im Schaltsymbol kenntlich gemacht ist. Dem Kondensator Cist vorgeschaltet eine Leitung, die über einen Schalter (Taktphase 3) auf den Ausgang A führt. Vom Ausgang A führt ferner ein Schalternetzwerk, das in der Taktphase 1,2 und 4 bzw. der Taktphase 2 und 4 betätigt wird, auf den invertierenden Eingang T. Dieses Schalternetzwerk besteht
Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung enthält einen Operationsverstärker K, dessen nichtinvertierender Eingang mit S, dessen invertierender Eingang mit T und dessen Ausgang mit A bezeichnet ist. Dem invertierenden Eingang unmittelbar vorgeschaltet ist ein Kondensator C, der von der Eingangsklemme oc über einen Schalter (Taktphase 1) erreicht wird. Der nichtinvertierende Eingang 5 liegt auf Massepotential 0, wie dies im Schaltsymbol kenntlich gemacht ist. Dem Kondensator Cist vorgeschaltet eine Leitung, die über einen Schalter (Taktphase 3) auf den Ausgang A führt. Vom Ausgang A führt ferner ein Schalternetzwerk, das in der Taktphase 1,2 und 4 bzw. der Taktphase 2 und 4 betätigt wird, auf den invertierenden Eingang T. Dieses Schalternetzwerk besteht
also aus zwei in Serie geschalteten Schaltern, denen der Rückkopplungskondensator Q zugeordnet ist. Der
Rückkopplungskondensator Ghängt also mit seiner einen Elektrode am invertierenden Eingang T, parallel dazu
liegt während der Taktphase 2 und 4 geschaltete Schalter und in der Serienschaltung für den während der
Taktphase 1,2 und 4 zu schaltenden Schalter liegt die zweite Elektrode des Kondensators G Weiterhin ist dem
Ausgang A des Operationsverstärkers K ein während der Taktphase 1 zu betätigender Schalter nachgeschaltet,
dem einerseits ein Kondensator G folgt, den man gewissermaßen auch als Haltekondensator bezeichnen könnte.
Der Kondensator G ist mit seiner zweiten Elektrode mit Massepotential 0 verbunden. Seine erste Elektrode
hängt am Eingang eines Pufferverstärkers P, der den Verstärkungsfaktor 1 hat, wie dies in Klamme- angegeben
ist.
Im Taktschema von F i g. 2 sind in Abhängigkeit von der Zeit t die Taktphasen 1,2, 3 und 4 asrgesteüt. Es ist
daraus zu erkennen, daß für den Betrieb der hier beschriebenen Schaltungen Taktspannungen erforderlich sind,
die die zugehörigen Schalter in sich nicht überlappenden Taktphasen schließen. In F i g. 1 ist nun unmittelbar an
den Schaltern die jeweilige Taktphase angegeben, in denen diese Schalter zu schließen sind.
Im Ausführungsbeispiel von F i g. 3, das ebenfalls nach dem Taktschema von F i g. 2 betrieben wird, sind
wirkungsgleiche Teile mit den gleichen Bezugsziffern wie in Fig. 1 versehen, so daß zur Erläuterung im
einzelnen nicht mehr darauf eingegangen werden muß. Um die Kapazitätsverhältnisse günstiger zu gestalten, ist
ein zusätzlicher Kondensator C2 geschaltet, und es ist hier der der Eingangsklemme nachfolgende Kondensator
mit G bezeichnet Der Rückkopplungskondensator ist in F i g. 3 mit C3 bezeichnet und wird auf den Verstärkerausgang
mit den gleichen Taktphasen g-steuert wie in Fig. 1. Auch die unmittelbare Schaltverbindung am
Ausgang des Pufferverstärkers 3 zur Serienschaltung des Schalternetzwerkes in den Taktphasen 1,2 und 4 bzw.
2 und 4 am Ausgang A des Operationsverstärkers K ist unmittelbar zu erkennen. Der Kondensator G wird
während der Schaltphase 1 einerseits an Masse gelegt, gleichzeitig liegt aber ebenfalls der Eingang des Pufferverstärkers
1 am Ausgang A des Operationsverstärkers K. Die dem Haltekondensator G zuzuordnende Spannung
ist mit ν/, bezeichnet
Dem Kondensator C\ ist eine Leitungsverbindung vorgeschaltet, die auf die eine Elektrode des Kondensators
C2 führt, von der aus wiederum während der Taktphase 3 der Ausgang A des Operationsverstärkers K erreicht
wird. Die zweite Elektrode des Kondensators G> liegt über einen während der Taktphasen 3 und 4 geschlossenen
Schalter auf Bezugspotential Null an. Diesem Schalter vorgeschaltet ist ein weiterer Schalter, der während der
Taktphase 1 geschlossen wird und der auf den Ausgang A des Operationsverstärkers K führt.
Zur weiteren Erläuterung sei noch folgendes ausgeführt.
Ein Spannungsumkehrschalter und ein Wiederaufladeschalter sind aktive Zweipole, die ihre Klemmenspannung
in zwei Schaltschritten umpolen. Der erste und der letzte Schritt sollen hier Aufzeichnungsschritt und
Inversionsschritt genannt werden. Für einen Spannungsumkehrschritt wird die Spannung im ersten Schritt über
seine Klemmen aufgezeichnet und an einem Hilfs- bzw. einem Haltekondensator innerhalb der SC-Schaltung
gespeichert Im zweiten Schritt wird die umgekehrte Spannung gewissermaßen rückwärts über einen Operationsverstärker
an den Eingangsklemmen eingeprägt. Für einen Wiederaufladeschalter sind die Klemmen
f. scheinbar während des Aufzeichnungsschrittes kurzgeschlossen, und die Ladung, die dann über die Klemmen
t> fließt, wird in einem Hilfskondensator gespeichert. Im zweiten Schritt, der nun als Wiederaufladeschritt bezeichnet
sei, wird dieser Kondensator in einer solchen Weise entladen, daß die gleiche Ladung noch einmal über die
Klemmen fließt, und zwar in der gleichen Richtung wie beim ersten Mal. Einzelheiten hierüber finden sich auch
in den eingangs genannten Literaturstellen. Da die Gesamtwirkung von Wiederaufladeschaltern die gleiche ist
wie von Spannungsumkehrschaltern, werden sie gewissermaßen auch als »VIS's« (Voltage-Inverter-Switches)
bezeichnet.
Es wird also die Spannungsumkehrbedingung dann erfüllt, wenn im ersten Schritt alle Ladungen registriert
werden, die durch diu Netzwerk-Kondensatoren fließen, das heißt also jene Kondensatoren, die unmittelbar den
Elementen der Referenzfilter entsprechen. In einem zweiten Schritt werden diese Ladungen durch die entsprechenden
Kondensatoren noch einmal in der gleichen Richtung geschoben wie beim ersten Mal. Auch hierüber ist
bereits in der eingangs genannten Literaturstelle (AEÜ, 1981, Seite 121 bis 130) berichtet worden. Es ist qQ
diejenige Ladung, die durch einen Kondensator Cwährend des Aufzeichnungsschrittes fließt, weiterhin sind vb
und i'a die Werte für die Spannung ν über den Kondensator C vor dem Aufzeichnungsschritt und genau nach
dessen Beendigung. Da die Ladungen, die in beiden Schritten über den Kondensator C fließen, einander gleich
sind, gilt Gleichung (1).
Va = vb + Iq0IC. (1)
Schaltungen, mit deren Hilfe die Gleichung (1) erfüllt wird, sind in der eingangs erwähnten Literaturstelle
AEÜ, 35 (1981) Seiten 121 bis 130 beschrieben. Wie eingangs bereits erwähnt, stören gerade die parasitären
Kapazitäten, die durch die Deckplatten der Kondensatoren in diesen Schaltungen verursacht werden, die
ordnungsgemäße Einhaltung von Gleichung (1). Die hier angegebenen Schaltungen haben demgegenüber den
Vorteil, daß Gleichung selbst bei vorhandenen parasitären Kapazitäten (bei idealen Verstärkern) stets erfüllt
wird. Die Schaltung ist im wesentlichen anhand der Fig. 1 vorstehend bereits beschrieben. Während des
Aufzeichnungsschrittes, das heißt also in der Taktphase 1, ist die obere Elektrode des Kondensators C mit
anderen Schaltungsbestandteilen verbunden, und die Ladung <jo, die während der Ladungsumverteilung fließt,
wird im Rückkopplungskondensator Cr gespeichert. Gleichzeitig wird der Haltekondensator Ch auf die Ausgangsspannung
des Operationsverstärkers K aufgeladen. Diese Spannung ist identisch mit der Ausgangsspannung
des Pufferverstärkers ^(Verstärkungsfaktor 1) und wird durch die Gleichung (2) beschrieben.
Vh = -flo/G (2)
Im zweiten Schritt, dem Rückstellschritt (alle Schalter mit der Taktphase 2 sind geschlossen), wird der
Kondensator Q entladen während die Spannung Vh an der Ausgangsklemme des Pufferverstärkers P konstant
bleibt. Während des Wiederaufladeschrittes (alle Schalter mit der Taktphase 3 sind geschlossen), wird der
Rückkopplungskondensator Q zwischen den Ausgang des Pufferverstärkers P und den invertierenden Eingang
T des Operationsverstärkers K geschaltet, während der Kondensator C in die Rückkopplungsschieife des
Operationsverstärkers K geschaltet wird. Die Ladung, die dann durch die Kondensatoren Q und C fließt, ist
durch Gleichung (3) gegeben.
<7o' = Qv1,. (3)
Benützt man Gleichung (2), erhält man die gewünschte Beziehung
<7o' = -Qo, (4)
die die äquivalente Spannungsumkehrbedingung für Wiederaufladeschalter ist. In der eingangs genannten
Literatursteüe AE1J, 33 (1979), Seite 107 bis 114 wird dies auch als Prinzip der umgekehrten Wiederaufladung
bezeichnet. Wenn der Wiederaufladeschritt abgeschlossen ist, muß der Rückkopplungskondensator Q wiederum
entladen werden, d. h. also, es müssen die mit der Taktphase 4 bezeichneten Schalter geschlossen werden.
Der Schaltung von F i g. 1 kann unmittelbar entnommen werden, daß sowohl die Deckkapazität wie auch die Grundkapazität, die ja parasitäre Kapazitäten des Rückkopplungskondensators Q sind, den Ladungsfluß der Ladungen qo und qrf nicht mehr beeinflussen. Darüber hinaus haben die Deckplattenkapazität des Haltkondensators Ch und die Eingangskapazität des Pufferverstärkers P keinen Einfluß auf den Ladungstransport, so daß die Anordnung nach F i g. 1 und 3 zur Realisierung von Wiederaufladeschaltern vollständig unempfindlich gegenüber Streukapazitäten ist. In der (eingangs genannten) Literaturstelle AEÜ 35, 1981, Seiten 121 bis 130, wurde bereits gezeigt, daß die Deckplattenkapazität des Kondensators C einer Schaltelementänderung entspricht und somit ihr Einfluß klein bleibt.
Der Schaltung von F i g. 1 kann unmittelbar entnommen werden, daß sowohl die Deckkapazität wie auch die Grundkapazität, die ja parasitäre Kapazitäten des Rückkopplungskondensators Q sind, den Ladungsfluß der Ladungen qo und qrf nicht mehr beeinflussen. Darüber hinaus haben die Deckplattenkapazität des Haltkondensators Ch und die Eingangskapazität des Pufferverstärkers P keinen Einfluß auf den Ladungstransport, so daß die Anordnung nach F i g. 1 und 3 zur Realisierung von Wiederaufladeschaltern vollständig unempfindlich gegenüber Streukapazitäten ist. In der (eingangs genannten) Literaturstelle AEÜ 35, 1981, Seiten 121 bis 130, wurde bereits gezeigt, daß die Deckplattenkapazität des Kondensators C einer Schaltelementänderung entspricht und somit ihr Einfluß klein bleibt.
Die Schaltung von F i g. 1 kann also zur Realisierung einer geerdeten Kapazität oder auch eines Enheitselementes
des Referenznetzwerkes verwendet werden.
Wie einleitend bereits erwähnt, besteht sehr häufig die Aufgabe, das Kapazitätsverhältnis bei solchen Schalterfiltern — z. B. nach F i g. 1 — zu reduzieren. Beispielsweise kann bei Spannungsumkehrschalter-Schalterkondensator-Filtern mit einem schmalen Durchlaßbereich oder auch bei anderen schmalbandigen Schalter-Kondensator-Filtern, die auf einer unmittelbaren Realisierung aus LC-Filtern basieren, das Verhältnis Cmax/Cmm unannehmbar groß werden, wobei natürlich Cmax und Cmm die maximal bzw. minimal zu realisierenden Kapazitätswerte sind. Bekanntlich sind die Kapazitätswerte in Spannungsumkehr-Schalter-Kondensator-Filtern über die Beziehung C = T/2R (mit Tals Abtastperiode und R als Bezugswiderstand) verknüpft mit den Elementen des Referenzfilters, und man erhält deshalb für das Kapazitätsverhältnis
Wie einleitend bereits erwähnt, besteht sehr häufig die Aufgabe, das Kapazitätsverhältnis bei solchen Schalterfiltern — z. B. nach F i g. 1 — zu reduzieren. Beispielsweise kann bei Spannungsumkehrschalter-Schalterkondensator-Filtern mit einem schmalen Durchlaßbereich oder auch bei anderen schmalbandigen Schalter-Kondensator-Filtern, die auf einer unmittelbaren Realisierung aus LC-Filtern basieren, das Verhältnis Cmax/Cmm unannehmbar groß werden, wobei natürlich Cmax und Cmm die maximal bzw. minimal zu realisierenden Kapazitätswerte sind. Bekanntlich sind die Kapazitätswerte in Spannungsumkehr-Schalter-Kondensator-Filtern über die Beziehung C = T/2R (mit Tals Abtastperiode und R als Bezugswiderstand) verknüpft mit den Elementen des Referenzfilters, und man erhält deshalb für das Kapazitätsverhältnis
<X-C — CmaxlCmm = RmaxlRmm = XR- (5)
Anhand der F i g. 3 sei noch eine Möglichkeit besprochen, mit der es gelingt, dieses Kapazitätsverhältnis zu
reduzieren.
Betrachtet sei deshalb wiederum die Anordnung nach F i g. 1 zur Realisierung einer geerdeten Kapazität. Nur
Betrachtet sei deshalb wiederum die Anordnung nach F i g. 1 zur Realisierung einer geerdeten Kapazität. Nur
während der Aufzeichnungsphase (Schalter in der Taktphase 1 sind geschlossen) ist diese Schaltung mit anderen
SC-Bausteinen verbunden, in den übrigen Taktphasen sind sie gegeneinander getrennt In der Aufzeichnungsphase
ist die Eingangskapazität, die von der Eingangsklemme χ in das Netzwerk hineingesehen wird, gleich C, da
eine Ladung q0 die in dieser Phase in das Netzwerk hineinfließt, die Spannung won dem Wert Vb auf einen Wert
vq ändert, der durch Gleichung (6) gegeben ist.
Vo = Vb + qo/C. (6)
Gemäß F i g. 3 wird nun ein weiterer Kondensator zu dieser Schaltung hinzugefügt, und die Schaltphasen der
einzelnen Schalter wurden ebenfalls vorstehend bereits unmittelbar angegeben und sind ebenfalls in F i g, 3
eingezeichnet Während der Aufzeichnungsphase ist somit dieser Kondensator C2 zwischen die Eingangsklemme
cc und den Ausgang A des Operationsverstärkers K angeschlossen. Wiederum wird die Ladung qo über die
Eingangsklemme χ während der Taktphase 1 transportiert Es sei jetzt angenommen, daß die Eingangsspannung
über den Kondensatoren C\ und C2 untereinander gleich sind, und daß die Anfangsladung auf dem Rückkopplungskondensator
CNuIl ist Nunmehr wird die Spannung v0 über dem Kondensator Q am Ende der Aufzeichnungsphase
und auch die Ladung qi0, die während dieser Taktphase fließt, berechnet
Mit Vj1 sei wiederum die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers K am Ende der Aufzeichnungsphase bezeichnet, diese Spannung ist nach wie vor identisch mit der Ausgangsspannung am Pufferverstärker P. Es gelten dann folgende Beziehungen:
Mit Vj1 sei wiederum die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers K am Ende der Aufzeichnungsphase bezeichnet, diese Spannung ist nach wie vor identisch mit der Ausgangsspannung am Pufferverstärker P. Es gelten dann folgende Beziehungen:
V0= vb + qio/Q, vh = —910/C3, q0 = φο + C2Av2, (7—9)
wobei Av2 die Spannungsänderung über dem Kondensator C2 ist, die wiederum gegeben ist durch
Av2 = V0-vh—Vb.
Eleminiert man Av2 und v* unter den letzten vier Gleichungen, so erhält man Gleichung (10) und (11).
£7io = <7o/(l + C2/Ci + C2ZC3) (10)
V0= vb+ qolCx + C2 + C, C2IC3). (11)
Ein Vergleich von Gleichung (11) mit Gleichung (6) führt auf Gleichung (12).
C= C1 + C2 + C1 C2ZC3. (12)
In Gleichung (12) bedeutet C nach wie vor die effektive Eingangskapazität der Schaltung in der Aufzeichnungsphase.
Um also einen gewissen Kapazitätswert Czu erreichen, kann man gemäß F i g. 3 die Kapazitätswerte
der Kondensatoren Ci, C2 und C3 passend wählen. Die übrigen Schaltschritte bleiben die gleichen wie in
Fig. 1, im Wiederaufladeschritt wird die Ladung qlQ wiederum über den Kondensator Q transportiert, so daß
die Spannung va durch Gleichung (13) gegeben ist.
Va= Vb + 2 φο/Ci. (13)
Da φο/Ci = qo/CgWt, bleibt Gleichung (1) gültig.
Während des Wiederaufladeschrittes wird der Kondensator C2 an den Ausgang A des Operationsverstärkers
K geschaltet, so daß die Spannungen über den Kondensatoren Ci und C2 untereinander gleich werden, was
wiederum für den nächstfolgenden Aufzeichnungsschritt benötigt wird.
Es sei angenommen, daß C,,« der Wert des kleinsten Kondensators im Filter oder einem zugehörigen
Netzwerk ist und daß das Verhältnis RmsxlRmia des Bezugsfilters gegeben ist durch ocr. Der Wert Rmax entspricht
dem Wert Cmin, während Rmi„ durch die Schaltung von F i g. 3 realisiert werden muß; in Gleichung (14) ist dies
unmittelbar angegeben.
25 C = Ci + C2 + C1 C2/C3 = acRCmin. (14)
Nimmt man weiterhin an, daß C3 = Cmin und C\ = C2 = <xdCmin ist, so erhält man von Gleichung (14)
ocC1 + 2 ac = (Xr
mit der Lösung
(Xc = \l<xR+ 1-1. (15)
Da für (Xr > 1 der Wert für <xc « -\[xr wird, wird das Kapazitätsverhältnis erheblich vermindert. Darüber
hinaus läßt sich zeigen, daß für Schaltungen nach F i g. 3 die von Bauelementetoleranzen herrührenden Störungen
nicht vergrößert werden, sie sind zum Teil sogar geringer oder höchstens gleich.
Es wird also bei Schaltungen nach F i g. 3 eine erhebliche Verminderung des Kapazitätsverhältnisses auf etwa
ν die Quadratwurzel des ursprünglichen Kapazitätsverhältnisses erreicht. Dementsprechend läßt sich auch die
erforderliche Chipfläche bei einer integrierten Realisierung erheblich reduzieren.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentanspruch:Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende und einen Spannungsumkehrschalter aufweisende Filterschaltung, die von vier unterschiedlichen Taktphasen gesteuerte Schalter und einen Operationsverstärker(K) enthält, dessen nichtinvertierender Eingang (S) auf Massepotential (0) liegt, mit dessen invertierendem Eingang (T) zm erster Kondensator (Ci) verbunden ist und dessen Ausgang (A)über Schalter 1 +2+4; 2+4) und einen Rückkopplungskondensator (Ci) mit dem invertierenden Eingang (T) verbindbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Kondensator (Ct) vorgesehen ist, dessen erste Elektrode über einen Schalter am Ausgang (A) des Operationsverstärkers (K) anschaltbar ist, daß diese erste Elektrode zugleichίο mit dem am invertierenden Eingang (T) liegenden Kondensator (C\) verbunden ist, daß die zweite Elektrode des zweiten Kondensators (Cj) über einen weiteren Schalter (3+4) einerseits an Massepotential (0) und andererseits über einen Schalter (1) an den Ausgang (A) des Operationsverstärkers anschaltbar ist, daß mit diesem Schaltvorgang in der gleichen Taktphase ein einseitig an Massepotential (0) liegender dritter Kondensator (C/,) an den Ausgang (A) des Operationsverstärkers (K) anschaltbar ist und daß dem dritten Kondensator (Ch) ein Pufferverstärker (P) folgt, dessen Ausgang über einen Schalter (3) mit dem Rückkopplungskondensator (Cn) und dessen zugehörigen Schaltern (l + 2+4;2+4) verbindbar ist (F i g. 3).
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833325319 DE3325319C2 (de) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19833325319 DE3325319C2 (de) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3325319A1 DE3325319A1 (de) | 1985-01-24 |
DE3325319C2 true DE3325319C2 (de) | 1985-06-05 |
Family
ID=6203907
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833325319 Expired DE3325319C2 (de) | 1983-07-13 | 1983-07-13 | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung unter Verwendung eines Spannungsumkehrschalters |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3325319C2 (de) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55159614A (en) | 1979-05-31 | 1980-12-11 | Fujitsu Ltd | Switched capacitor filter |
US4315227A (en) * | 1979-12-05 | 1982-02-09 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Generalized switched-capacitor active filter |
DE3149481C2 (de) * | 1981-12-14 | 1985-08-14 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Aus Schaltern und Kondensatoren bestehende Filterschaltung für elektrische Schwingungen |
-
1983
- 1983-07-13 DE DE19833325319 patent/DE3325319C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3325319A1 (de) | 1985-01-24 |
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