DE2932419C2 - Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgese-

« hen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem Eingang ein Kondensator liegt, und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen Bezugspotential, insbesondere Massepotential, liegt, bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstär- kers ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt, von dem aus ein Kondensator nach Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter zu einem zweiten Schaltungsknoten führt Schalterfilter der vorgenannten Art sind für sich bereits durch den Aufsatz »Switched-Capacitor Filter Design Using the Bilinear z-Transform« in der Zeitschrift »IEEE Transactions on Circuits and Systems«, VoI. CAS-25, Nr. 12, Dez. 1978, Seiten 1039 bis 1044, und auch durch die Arbeit »Switched-Capacitor Circuits Bilinearly Equivalent to Floating Inductor or F.D.N.R.« in der Zeitschrift »Electronics Letters«, 1. Februar 1979, Vol. 15, Nr. 3, Seiten 87 und 88, bekanntgeworden. Es handelt sich dabei um solche Filter, die nicht zeitkontinuierliche Analogsignale im eigentlichen Sinne verarbeiten, sondern zeitdiskrete Signale, die in Form von Abtastproben vorliegen, wobei die Abtastproben im Rhythmus einer Taktfrequenz F erzeugt werden, und über die Beziehung 7"= 1/F wird

dementsprechend Tdie Taktperiode genannt Schaltungen zur Erzeugung solcher Abtastproben sind für sich bekannt, so daß sie an dieser Stelle nicht im einzelnen erläutert werden müssen. Es ist jedoch auch im folgenden davon auszugehen, daß den dargestellten Schaltungen solche Abtastschaltungen jeweils vor- bzw. nachgeschaltet sein können, so daß es also einerseits gelingt, aus einem Analogsignal entnommene Abtastproben der Filterschaltung eingangsseitig zuzuführen und die ausgangsseitig zur Verfügung stehenden Signale wieder in zeitkontinuierliche Analogsignale umzuwandeln. Der wesentliche technische Vorteil solcher Filter ist darin zu sehen, daß Spulen durch aktive Schaltelemente und Kondensatoren nachgebildet werden, so daß sie sich zur monolitischen Integration von größeren Filterschaltungen eignen. Als Verstärker werden dabei überwiegend die bekannten Operationsverstärker eingesetzt, und es wird dabei angestrebt, einerseits eine möglichst geringe Anzahl von Schaltelementen anwenden zu müssen und andererseits auch die Stabilität solcher Schaltungen zu gewährleisten. Bei den vorerwähnten bekannten Schaltungen wird ebenfalls der invertierende Eingang mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers über einen Kondensator verbunden, also gewissermaßen gegengekoppelt Jedoch zeigt sich, daß die zum Einsatz kommenden Operationsverstärker zeitweilig nicht gegengekoppelt sind bzw. eine hohe Gleichtaktunterdrückung benötigen, da der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers während gewisser Schaltphasen kurzzeitig nicht gegengekoppelt ist bzw. nicht stets auf Massepotential gehalten wird. Weiterhin erfolgt die Realisierung der Kondensatoren in der Art der MOS-Technologie (Metalloxydsilizium-Technologie), und es zeigt sich, daß bei diesen Realisierungsverfahren die unvermeidlichen mit jedem schwebenden MOS-Kondensator verbundenen Erdkapazitäten zu erheblichen Störungen der Filterfunktion führen können.

Aus »Electronics Letters«, Vol. 14, No. 24, Seiten 788 bis 789, ist eine Schaltung bekannt, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem Eingang ein Kondensator geschaltet ist und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen Bezugspotential, insbesondere Massepotential, liegt, bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt, von dem aus ein Kondensator an Massepotential gelegt ist, und ein weiterer Schalter zu einem zweiten Schaltungsknoten führt

Diese bekannte Schaltung ist aber verhältnismäßig einfach und nicht zur Ausbildung von schwebenden Spulen geeignet

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde. Schaltungen zur Nachbildung von aktiv realisierbaren Spulen anzugeben, die sowohl als schwebende als auch als einseitig geerdete Spulen in sogenannten Switched-Capacitor-Filtern eingesetzt werden können und bei denen die durch Schaltvorgänge auftretenden Störungen nach Möglichkeit vermieden sind.

Ausgehend von den einleitend genannten Filterschaltungen wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß von diesem zweiten Schaltungsknoten aus ein Kondensator nach Massepotential gelegt ist, daß vom zweiten Schaltungsknoten ein Schalter zum invertierenden Eingang und ein weiterer Schalter zum Auseane des ODerationsverstärkers führt und ein weiterer Schalter zur ersten Finganjgsklemme führt und daß die Schalter gleichzeitig während einer Taktphase schließen und in anschließenden, zeitlich nicht überlappenden Taktphasen die Schalter nacheinander geschlossen sind.

WeUere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert
ίο Es zeigt in der Zeichnung

F i g. 1 die Realisierung einer einseitig geerdeten Induktivität,

F i g. 2 das Taktschema zur Betätigung der einzelnen Schalter in den Taktphasen 1 bis 6' mit der Taktperiode is T; das Taktschema hat dabei auch für die folgenden Schaltungen Gültigkeit

Fi g. 3 das zur Schaltung von F i g. 1 gehörige elektrische Ersatzschaltbild unter Berücksichtigung der komplexen Frequenz s bzw. unter Berücksichtigung der an sich bekannten '(/»-Transformation,

F i g. 4 eine Schaltung zur Realisierung einer schwebenden Induktivität d. h. also einer nicht auf Massepotential liegenden Induktivität

Fig.5 das elektrische Ersatzschaltbild für die Schaltung nach F i g. 4 mit analogen Bezeichnungen zu Fig. 3,

F i g. 6 eine Schaltung zur Realisierung einer geerdeten Induktivität mit reduzierter Aussteuerung des Operationsverstärkers,

Fig.7 einen elektrischen Zweipol in Form einer Kapazität Q die die Erdkapazität Chat

Fig.8 einen elektrischen Zweipol zur Nachbildung eines ohmschen Widerstandes, bei dem die Erdkapazitäten—auftreten,

2

F i g. 9 die Schaltung für einen Schalterkondensator-Hochpaß, der an einer Spannungsquelle Lh mit dem getakteten Innenwiderstand G> und dem getakteten Lastwiderstand Cl betrieben wird; am Lastwiderstand Cl liegt dabei die Ausgangsspannung Ul,

F i g. 10 das elektrische Ersatzschaltbild der in Fi g. 9 gezeigten Schaltung unter Berücksichtigung der Erdkapazitäten,

F i g. 11 die Realisierung zweier schwebender Parallelresonanzkreise mit Kompensation der parasitären Erdkapazitäten,

Fig. 12 eine Schaltung zur Herausführung des reflektierten Signals durch die nach Art einer Weichenschaltung ein Übertragungsverhalten erreicht werden kann, das invers ist zum Übertragungsverhalten des in der Schaltung angeschlossenen Filters.

Im Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist zu erkennen, ein Operationsverstärker 10, dessen nicht invertierender Eingang 12 auf Bezugspotential, im vorliegenden Fall auf Massepotential 18, geschaltet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist mit 13 bezeichnet, sein invertierender Eingang mit 11, und zwischen Ausgang 13 und invertierendem Eingang 11 liegt der Kondensator 14, von dem als bevorzugte Ausbildungsform angenommen sei, daß er den Kapazitätswert —hat. Im

Zuge der Schaltung sind weiter zu erkennen die Schalter 513, S14, 515, 516 und 523, von denen der Schauer 513 auf einen Schaltungsknoten 19 und die Schalter 5IS und 516 auf einen Schaltungsknoten 20 führen. Der Schaltungsknoten 19 und der Schaltungsknoten 20 stehen über den Schalter 514 in Verbindung und es liegt weiterhin zwischen dem Schaltungsknoten 19 und

' Massepotential 18 ein Kondensator 16, während zwischen dem Schaltungsknoten 19 und Bezugspotential 18 ein Kondensator 15 liegt Das dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel, nämlich die Nachbildung einer verlustfreien Spule, ergibt sich dann, wenn

bei einem Kapazitätswert — des Kondensators 14 der

Kapazitätswert des Kondensators 16 —beträgt, wobei

davon ausgegangen ist, daß der Kondensator 15 den Kapazitätswert Chat Der Schaltungsknoten 20 ist über den Schalter 523 mit einer der oberen Eingangsklemmen 17 verbunden. Die untere Eingangsklemme ist mit 21 bezeichnet Im vorliegenden Fall liegt also auch die Eingangsklemme 21 auf Bezugspotential 18. Wenn zwischen den Klemmen 17 und 21 die Spannung Uß/ anliegt, dann fließt in die Schaltung der Strom /<z>

Die Bezeichnung der Schalter ist in F i g. 1 und auch für die weiteren Figuren so gewählt, daß die Schalter 5 in Verbindung mit einer zweistelligen Zahl bezeichnet sind, deren zweite Ziffer übereinstimmt mit den Taktphasen, in denen diese Schalter geschlossen sein müssen.

Die einzelnen Taktphasen sind in F i g. 2 dargestellt, wobei davon auszugehen ist daß die Zeiten, in denen die einzelnen Schalter geschlossen sind, durch den Zeitabschnitt kenntlich gemacht sind, der über die Bezugslinie hinausragt Auch ist davon auszugehen, daß einzelne Taktphasen sich nicht überschneiden, wie dies beispielsweise in den Taktphasen 3,4,5 und 6 zu erkennen ist bei denen Schalter mit beispielsweise der Taktphase 4 erst geschlossen werden dürfen, wenn mit der Taktphase 3 betriebene Schalter bereits geöffnet sind. Entsprechend gilt dies auch für die übrigen Schalter. In F i g. 2 ist auch die eingangs bereits definierte Taktperiode T zu erkennen.

Betrachtet man unter diesen Voraussetzungen die in F i g. 1 gezeigte Schaltung, dann ist zu erkennen, daß die Schalter 513 und 523 während der Taktphase 3, der Schalter 514 während der Taktphase 4, der Schalter 515 während der Taktphase 5 und der Schalter 516 während der Taktphase 6 geschlossen sein muß.

Bei der in F i g. 1 dargestellten Realisierung einer geerdeten Induktivität haben die Erdkapazitäten überhaupt keinen Einfluß, da die benötigten MOS-Kondensatoren entweder geerdet oder mit einer Elektrode an einen niederohmigen Operationsverstärkerausgang angeschaltet sind. Weiterhin liegt der nicht invertierende Eingang 11 des Operationsverstärkers stets auf Massepotential und er ist außerdem stets durch den Kondensator 14 gegengekoppelt

Im elektrischen Ersatzschaltbild von Fig.3 ist unmittelbar die Wirkung der Schaltung nach F i g. 1 zwischen den Klemmen 17 und 21 zu erkennen. Die Impedanz Zder Schaltung bestimmt sich dabei nach der Form

Z = s · L = ν · R_e, wobei weiterhin gilt

R- ^T r = -Zl "* 2C' 4C-

Mit s—2+jn ist weiterhin die komplexe Frequenzvariable des Referenzfilters definiert und durch die Größe

ip=— -s wird die sogenannte φ-Transformation berücksichtigt, deren theoretischer Inhalt an sich bekannt ist und die auch im folgenden im Zusammenhang mit der Erfindung noch erläutert wird. Rc ist der sogenannte Sprungwiderstand, für den sich in der s englischen Fachsprache auch der Ausdruck »step resistance« eingebürgert hat

Dieser letztgenannte Vorteil bleibt auch im Ausführungsbeispiel von F i g. 4 vollständig erhalten, in der die Realisierung einer schwebenden Induktivität also einer nicht einseitig auf Bezugspotential liegenden Induktivität, dargestellt ist Es tritt dabei jedoch eine Impedanz von einer Spulenklemme zur Erde hinzu, die jedoch in vielen Fällen durch eine geschickte Anordnung der Gesamtschaltung oder auf jeden Fall durch den Einsatz eines zusätzlichen Verstärkers wieder eliminiert werden kann.

Im Ausführungsbeispiel von F i g. 4 und der zugehörigen Ersatzschaltung in F i g. 5 ist die Realisierung einer schwebenden Induktivität gezeigt Wie im Zusammen hang mit F i g. 1 bereits erwähnt sind auch hier die einzelnen Schalter unmittelbar mit den Taktphasen zu erkennen, so daß diesbezüglich auch die für F i g. 1 bereits gegebenen Erläuterungen Gültigkeit haben.

Abweichend von F i g. 1 ist in der Schaltung nach

Fig.4, daß zwischen der Eingangsklemme 21 ein weiterer Schalter 533 angeordnet ist über den der Schaltungsknoten 25 erreicht wird. Vom Schaltungsknoten 25 führt ein Schalter 5456 unmittelbar zu dem auf Massepotential liegenden, nicht invertierenden Eingang 12 des Operationsverstärkers 10. Der Schalter 533 wird ebenso wie der Schalter 523 während der Taktphase 3 geschlossen, während der Schalter 5456 während der Taktphasen 4, 5 und 6 geschlossen ist Zwischen dem Schaltungsknoten 25 und Massepotential bildet sich eine parasitäre Schaltkapazität aus, die gestrichelt eingezeichnet ist und deren Kapazitätswert mit Cbezeichnet ist Für das elektrische Ersatzschaltbild von Fig.5 gelten analog die zu Fig.3 bereits gegebenen Erläuterungen, und es sind auch dort die sich ergebenden formelmäßigen Beziehungen unmittelbar an die einzelnen Schaltelemente angeschrieben. Dementsprechend erscheint zwischen den Klemmen 17 und 21 eine schwebende Induktivität und es bildet sich zwischen der Klemme 21 und Bezugspotential ein

Ableitwiderstand /?'-= — , und dazu parallel eine

C parasitäre Kapazität mit dem Wert — aus.

Im Ausführungsbeispiel von F i g. 6 ist die Realisie-

rung einer geerdeten Induktivität gemäß Fig. 1 mit reduzierter Aussteuerung des Operationsverstärkers gezeigt Schaltungen dieser Art lassen sich entsprechend auch bei der Realisierung schwebender Induktivitäten gemäß Fig.4 aufbauen. Ein Vergleich der Fig. 1 und 6 läßt erkennen, daß die dort gezeigten Schaltungen in wesentlichen Teilen übereinstimmen. Gegenüber F i g. 1 wird beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 nach dem Schalter 523 ein weiterer Schaltungsknoten 23 eingeführt, der einerseits auf den in der Taktphase 6 zu schließenden Schalter 526 und andererseits an den Kondensator 15' führt Dem Kondensator 15' im Querzweig folgt ein weiterer Schaltungsknoten 22, von dem aus der Schalter 536 unmittelbar auf Bezugspotential 18, im Beispiel also an die Eingangsklemme 21 führt

es Am Schaltungsknoten 22 liegt ein weiterer Schalter 543, der wiederum auf den Kondensator 15 führt Analog zu den vorstehenden Ausführungen ist auch zu erkennen, daß die gegenüber Fig. 1 in Fig.6 neu

hinzugekommenen Schalter S26 und 536 während der Taktphase 6 geschlossen sind, während der Schalter 543 gleichzeitig mit den Schaltern 523 und 513 während der Taktphase 3 geschlossen ist. Die Kapazitätsverhältnisse bleiben für die verlustfreie Schaltung vollständig erhalten, jedoch sind lediglich die Kapazitätswerte zur besseren Übersicht mit dem Faktor 2 behaftet dargestellt

Die physikalische Wirkungsweise und die Vorteile, die sich mit solchen Schaltungen erzielen lassen, werden später noch erläutert

Zum besseren Verständnis wird im folgenden anhand der F i g. 7 und 8 die physikalische Wirkungsweise für die in den Schaltungen verwendeten Teilschaltungen erläutert

Da es sich bei SC-Filtern (Switched-Capacitor-Filter) um analoge Abtastsysteme handelt die, wie schon erwähnt Abtastfolgen verarbeiten, müssen Ersatzströme und Ersatzspannungen definiert werden, die nach Anwendung der bilinearen Transformation auf realisierbare, rational gebrochene Zweipol- bzw. Übertragungsfunktionen führen. Da die Signale im allgemeinen in Form von Spannungswerten in das SC-Filter eingegeben bzw. entnommen werden, ist es besonders wichtig, eine realitätsbezogene Spannungsdefinition zu wählen, damit bei der Signalein- bzw. -auskopplung keine Kunstschaltungen benötigt werden.

Die Spannungen an den Kondensatoren eines Schalter-Kondensator-Netzwerks springen beim vom Taktzeitplan kontrollierten Fließen von Ladungspaketen von einem Vorherwert uy(nT)= Ub ■ &">^T auf einen Nachherwert u^nT)= U, ■ eP^nT. Als Ersatzspannung, mit der wir von nun an rechnen, wird

U(Z)=Uj(Z) (1)

definiert Diese Festlegung ermöglicht nicht nur die einfachste Signalein- bzw. -auskopplung, sondern erleichtert auch die Zusammenschaltung der im folgenden noch zu behandelnden Netzwerkelemente zu einem SC-Filter.
Aus der Ladungsdefinition

q(tiT)

(2)

folgt die Stromdefinition

2_ ζ T ' 2+1

(3)

to

Im folgenden werden unter Anwendung der Spannungs- und Stromfestlegungen (1) und (3) die Zweipole Kapazität, Widerstand und Induktivität realisiert und die Einflüsse der parasitären Kapazitäten bzw. des nicht idealen Operationsverstärkers untersucht.

Wie bereits vorstehend erwähnt, ergeben für die in Fig. 7 gezeigte Kapazität die Definitionen (1) und (3) eine besonders einfache Realisierung der Impedanz Z(S)=UsC.

Es gilt:

C(U₁₁-U₁,).

Mit

IS U_a = U,U_b

folgt

20 Q(Z) = C-

und

25

Der Index »a« (after) bedeutet dabei den Zustand nach dem Schalten und entsprechend den Index »b« (before) den Zustand vor dem Schalten. Damit wird

Z = — = — -^- = A. = J_ /2Cz-I ψ sC '

RcKl der Sprungwiderstand der Kapazität.

Die den schwebenden Kondensator C begleitende Erdkapazität C kann bereits beim Entwurf des zeit-invarianten Referenzfilters eingerechnet werden.

In F i g. 8 ist eine Schaltung zur Nachbildung eines Widerstandes gezeigt Gemäß den einleitend genannten Literaturstellen läßt sich eine konstante reelle Impedanz durch einen periodisch umgepolten Kondensator realisieren. Dies erfolgt am Kondensator C durch die während der Taktphasen 1 bzw. 2 geschlossenen Schalter.

Ohne Berücksichtigung der Erdkapazitäten gilt zunächst

U₁(Z)-U₂(Z)

50

und

Diese Ladungs- und Stromdefinitionen sind so ge wählt, daß sich mit der neuen Frequenzvariablen s 55 sowie I(z) = 7,(2) = -I₁

z+1
ρ = σ +ja

(4)

60

65

für das am häufigsten auftretende Zweipolelement spulensparsamer LC-Filter, den Kondensator, die einfachste Realisierung im SC-Filter ergibt

Damit folgt

Q(z) = C(U₀- U₁) = CU(I+z~^l) und weiter

I®. = ^Y

^Z= T ⁼ Tc

(7)

Es ist hier besonders wichtig, die den schwebenden MOS-Kondensator begleitende Erdkapazität gemäß F i g. 2 symmetrisch anzuordnen. Würde diese parasitäre Kapazität nicht symmetrisch aufgeteilt, so wiederhol

ίο

te sich die Topologie des Netzwerks nur mehr alle 2 Γ Sekunden. Dies wiederum hätte die Erzeugung von zusätzlichen Spiegelfrequenzen

und damit verschärfte Forderungen an die zeit-invarian- tors ausgegangen.

ten Vor- bzw. Nachfilter zur Folge. Es wird deshalb im io Unter dieser Voraussetzung ergibt sich für die folgenden immer von symmetrisch aufgeteilten Erdka- Anordnung in F i g. 8 die folgende Beziehung pazitäten eines periodisch umgepolten MOS-Kondensa-

2 /2-1. c _r C'\ 2 Λ-ι.£1__Γ_£:

a)

T \z+l 4 41 T \z+l 4 ^+C+

U_x(z)

(8)

Aus dieser Leitwertmatrix läßt sich eine Ersatzschaltung ableiten, die aus einem Kreuzglied mit dem halben Sprungwiderstand (R/2) in den Linienzweigen und der Kapazität CIl in den Diagonalzweigen besteht Äquivalent zu diesem Kreuzglied-Ersatzschaltbild ist bekanntlich ein überbrücktes Γ-Glied, das ebenfalls für Schaltungsentwürfe verwendet werden kann.

Dieser, durch die parasitären Erdkapazitäten hervorgerufene nicht minimalphasige Charakter des Netzwerks beeinflußt das SC-Filter praktisch nicht, da er nur

Z- U®- ² «-1 ■>-*-! T /(z) T z+1 z+1 IC

Aus (9) ergibt sich mit den Definitionen (1) - (3)

T Zj₁I.! _z_ " '

z+1 ' T ' z+1

in den Abschlüssen auftritt

Im Gegensatz zu den eingangs genannten Literaturstellen soll hier nicht zur Realisierung eines induktiven Scheinwiderstandes eine ÄC-aktive Realisierung mit den vorstehend besprochenen Zweipolrealisierungen und den einleitend genannten Nachteilen nachgebildet werden. Es wird vielmehr nach einer direkten Realisierung der Differenzengleichungen gesucht, die sich für den Zweipol »Induktivitäten« (vgl. F i g. 1 bis

F i g. 6) ergeben.

U(Z) · C - -i-

Weiteres gilt QM - C(U.M- U_t(z)) - CU(Z) (l - ψ(Z)Y Durch Vergleich von (9) und (10) erhält man

QM-

,-1

(10)

(H)

Das heißt, es wird eine Schaltung gesucht, die die Übertragungsfunktion (11) realisiert und die von dem die induktivität realisierenden Kondensator ihr Eingangssignal IJ, bezieht und noch vor Eintreffen des nächsten Ladungspaketes diesem die Ausgangsspannung Ut aufzwingt Auf Grund des Nennerpolynoms N(z)=\—z-i in (11) erkennt man, daß die diese Übertragungsfunktion realisierende Anordnung Integratorcharakter haben muß. Die unterschiedlichen Gewichtsfaktoren für die Vorwärtsverzögerungen können durch Ladungsverteilung bei entsprechend gewähltem C-Verhältnis realisiert werden.

Aus der Übertragungsfunktion (11), die bei der Realisierung einer Induktivität verwirklicht wird, kann man erkennen, daß die Spannung am Operationsverstärkerausgang Ub άκ Signalspannung an der Induktivität U" U, übersteigen kann.

Eine Möglichkeit zur Herabsetzung von Ub um den Faktor zwei ist in der im wesentlichen bereits so erläuterten F i g. 6 angegeben.

Die in der Schaltung in Fig.6 auftretenden Erdkapazitäten können voll berücksichtigt werden. Bei Realisierung einer schwebenden Spuie mit reduzierter Aussteuerung ist die Auswirkung der Erdkapazitäten nicht ohne weiteres zu beseitigen. Ein zusätzlicher Verstärker kann jedoch für zwei benachbarte schwebende Spulen gleichzeitig Abhilfe schaffen.

Die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers Ub folgt ebenso wie die Spulenspannung U, der Signalspannung. Das heißt, die Sprünge im treppenförmigen Verlauf werden umso kleiner, je kleiner die Signalfrequenz relativ zur Taktfrequenz ist Es muß zwar die Kapazität C (Fig.4) fallweise erheblich umgeladen werden, jedoch braucht bei diesen Umlade vorgängen nicht der ganze Operationsverstärker über alle Stufen hinweg einzuschwingen.

In den Fig.9 und 10 ist als Realisierungsbeispiel für eine Filterschaltung eine Hochpaßschaltung vom Grad

3 gezeigt, die in ihren Längszweigen die Kondensatoren Ci und Ci enthält und in dem dazwischenliegenden Querzweig einen Serienresonanzkreis aus den Kondensatoren Ci und Spule L Als Schaltkapazitäten treten zusätzlich die zu den Kondensatoren C\ bis C₃ gehörenden Erdkapazitäten auf, die als Summenkapazität

C+ C₂'+ C₃'

parallel zum Serienresonanzkreis Ci, L liegen. Die Spannungsquelle U₀ mit dem Innenwiderstand Ro und der Lastwiderstand Rl. an dem die Ausgangsspannung Ul auftritt, sind in den Fig.9 und 10 ebenfalls zu erkennen, und es sind auch deren Erdkapazitäten G/ bzw. Cl' über einen parallel zu den Widerständen R₀ bzw. Rl liegenden Übertrager mit dem Übersetzungsverhältnis 1 :1 berücksichtigt Ein Vergleich der Fig. U 7 und 8 mit F i g. 10 läßt unmittelbar erkennen, daß in die Schaltung von Fig.9 die an Hand der vorstehend genannten Figuren erläuterten Schaltelemente eingeführt sind. Es wird also zwischen den Klemmen 17 und 21 vollständig die Spule gemäß Fig. 1 nachgebildet Die zur Hochpaßschaltung gehörenden kapazitiven Elemente Ci, Ci und Ci aus der Schaltung von Fig. 10 werden auch in der realisierten Schaltung gemäß F i g. 9 unmittelbar als Kondensatoren Ct, Ci und d an genau den gleichen Schaltungsstellen nachgebildet Analog ist auch der Wirkwiderstand gemäß Fig.8 für den Widerstand Ro durch den periodisch umgepolten Kondensator Ca und für den Lastwiderstand Rl nachgebildet Entsprechend Fi g. 7 sind für die umzupolenden Schalter am Kondensator Co und am Kondensator Cl die Taktphasen mit 1 und 2 bezeichnet und es sind lediglich zur Unterscheidung am Kondensator Co die Schalter mit 511 und 521 bzw. mit 512 und 522 bezeichnet Entsprechend dazu sind die Schalter am Kondensator C_L mit 531 und 541 bzw. 532 und 542 bezeichnet

Die Realisierung andersartiger Filterschaltungen läßt sich in analoger Anwendung der vorstehenden Ausführungen ebenfalls erreichen, insbesondere auch'aurch die Anwendung von schwebenden Spulen gemäß F i g. 4, die bei der Nachbildung von Tiefpässen, Bandpässen bzw. Bandsperren angewendet werden kann.

Eine vorteilhafte Ausführur.gsvariante ist in F i g. 11 für Tiefpaßschaltungen gezeigt und durch die gestrichelten Linien am Schaltungseingang und am Schaltungsausgang soll erkenntlich gemacht werden, daß lediglich ein Ausschnitt aus einer solchen Tiefpaßschaltung dargestellt ist Nachgebildet wird dabei eine Schaltung, in deren Querzweig ein Kondensator C_c liegt und bei der zwei im Längszweig liegende Parallelresonanzkreise nachgebildet werden müssen, wie dies durch die ebenfalls gestrichelt eingezeichneten elektrischen Ersatzschaltbilder unmittelbar zu erkennen ist Dem in Längszweigen liegenden, mit C₁ und Cb bezeichneten Kondensatoren wird dabei eine schwebende Induktivität gemäß Fig.5 zugeschaltet, so daß unmittelbar auf die diesbezüglich gegebenen Erläuterungen zurückzugreifen ist Zur besseren Übersicht sind die einzelnen Schalter nur mehr durch die miteingezeichneten Taktphasen kenntlich gemacht In der Schaltung von F i g. 11 wird nun zusätzlich ein Spannungsverstärker 26 mit der Verstärkung +1 verwendet Dieser Spannungsverstärker ist über einen Schalter 56', der in der

ίο Taktphase 6' (vgl. Fig.2) geschlossen ist, an einen Schaltungsknoten 25 angeschaltet, an dem auch der Kondensator 15 liegt, d. h. also derjenige Kondensator, der für die Induktivitätsnachbildung gemäß Fig.4 den größten Kapazitätswert aufweist Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich die bei schwebenden Induktivitäten auftretenden parasitären Ableitungsadmittanzen beseitigen.

Dabei wird eine neue Taktphase 6', die zwischen den Taktphasen 6 und 3 einzufügen ist, benötigt Daß der nichtinvertierende Eingang des zusätzlichen Operationsverstärkers nicht an Masse liegt, ist hier kein echter Nachteil, da er nicht umgeschaltet wird und seine Eingangskapazität voll eingerechnet werden kann. In der Schaltung von Fig. 12 wird das von einem SC-Filter reflektierte Signal als Ausgangssignal der Schaltung ausgenutzt In der gezeichneten Schaltung ist wiederum der Signalgenerator Uo zu erkennen, der über einen Schalter 553, der während der Taktphase 3 geschlossen ist an die übrige SC-Filterschaltung angeschlossen ist Es wird dabei der den Generatorinnenwiderstand Co nachbildende, periodisch umgepolte Kondensator (vgl. F i g. 9) an einen weiteren Schaltungsknoten 30 geführt Von diesem Schaltungsknoten führt der Schalter 546 zu einer Ausgangsklemme 31 und es kann zwischen der Klemme 31 und Bezugspotential 18 das vom SC-Filter reflektierte Signal ρ · i/o (ρ = Reflexionsfaktor) abgenommen werden, wenn dafür gesorgt ist daß der Schalter 553 während der Taktphase 3 und der Schalter 546 während der Taktphase 6 geschlossen sind. Eine solche Schaltung wirkt also als strenge Weichenschaltung.

Allgemein kann also das reflektierte Signal am Ein- und Ausgang des SC-Filters ohne merklichen Zusatzaufwand zu bestimmten Zeitpunkten abgegriffen werden.

Voraussetzung ist dabei, daß vom jeweiligen Tor des Filters ein nicht geschalteter kapazitiver Pfad zur Masse besteht Diese Bedingung wird in fast allen Fällen schon wegen der Berücksichtigung der Erdkapazitäten erfüllt sein.

Weiters kann durch gleichartige Ausgestaltung des Lastwiderstandes mit einer zweiten Signalquelle das SC-Filter in beiden Übertragungsrichtungen simultan benutzt werden. Allerdings ist die Übersprechdämpfung zwischen beiden Übertragungsrichtungen identisch mit der Reflexionsdämpfung des SC-Filters.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstarker enthalt und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem Eingang ein Kondensator liegt und dessen nicht invertierender Eingang an einem festen Bezugspotential, insbesondere Massepotential, liegt, bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt, von dem aus ein Kondensator nach Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter zu einem zweiten Schaltungsknoten führt, dadurch gekennzeichnet, daß von diesem zweiten Sc'yaltungsknoten (20) aus ein Kondensator (15) nach Massepotential (18) gelegt ist, daß vom zweiten Schaltungsknoten (20) ein Schalter (S 15) zum invertierenden Eingang (U) und ein weiterer Schalter (S 16) zum Ausgang (13) des Operationsverstärkers (10) führt und ein weiterer Schalter (S 23) zur ersten Eingangsklemme (17) führt und daß die Schalter (513 und 523) gleichzeitig während einer Taktphase (3) schließen und in anschließenden, zeitlich nicht überlappenden Taktphasen (4,5,6) die Schalter (S 14, S15 und 516) nacheinander geschlossen sind (F ig. 1,2,3).

2. Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kapazitätswert des zwischen Ausgang (13) und invertierendem Eingang (11) des Operationsverstärkers (10) liegenden Kondensators (14) den vierten Teil (OA) des Kapazitätswertes (Qdes zwischen dem zweiten Schaltungsknoten (20) und Massepotential (18) liegenden Kondensators (15) und demgegenüber der zwischen dem ersten Schaltungsknoten (19) und Massepotential (18) liegenden Kondensator (16) den dritten Teil (<73) von dessen Kapazitätswert (Q hat (Fig. 1,2,3).

3. Filterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der vom zweiten Schaltungsknoten (20) ausgehende Kondensator (15) einerseits über einen Schalter (£33) mit der zweiten Eingangsklemme (21) und andererseits über einen Schalter (5456) mit Massepotential (18) verbunden ist und diese beiden Schalter (533 und 5456) entsprechend während der Taktphase (3 bzw. 4, 5 und 6) nacheinander geschlossen sind (F i g. 2,4,5).

4. Filterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vom zweiten Schaltungsknoten (20) ein Schalter (526) zu einem dritten Schaltungsknoten (23) führt, an dem einerseits auch der zur ersten Eingangsklemme (17) führende Schalter (523) liegt, und andererseits ein zusätzlicher Kondensator (15') zu einem vierten Schaltungsknoten (22) führt, von dem aus einerseits ein Schalter (543) zum zweiten Schaltungsknoten (20) und andererseits ein Schalter (536) zur zweiten Eingangsklemme (21) führt, und daß die zusätzlichen Schalter (543,526 und 536) entsprechend während der Taktphase (3 bzw. 6) geschlossen sind (F i g. 2,6, 4)·

5. Filterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzliche Kondensator (15') den gleichen Kapazitätswert hat wie der über den Schalter (543) angeschaltete Kondensator (15)

(Fig. 2,6,4).

6. Filterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung einer allgemeinen Abzweigschaltung deren Kondensatoren als Kondensatoren (Q, C₂, C₃) nachgebildet sind, und daß in äußeren Schaltkreisen fiber weitere Schalter (511, 521, 531, 541 bzw. 512,522,532,542) periodisch umgepolte Kondensatoren (Co, Ci) zur Nachbildung der Widerstände eingeschaltet sind und daß die Schalter (511, 521, 531, 541) während der Taktphase (1) und die Schalter (512, 522, 532, 542) während der Taktphase (2) geschlossen sind (F i g. 2,9,10).

7. Filterschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß von der zweiten Eingangsklemme (21) ein Spannungsverstärker (26) mit der Verstärkung (+1) über einen Schalter (56') an einen Schaltungsknoten (25) angeschaltet ist, an dem auch der Kondensator (15) liegt, der zur Induktivitätsnachbildung den größten Kapazitätswert aufweist, und daß der Schalter (SG) während einer Taktphase (6') geschlossen ist, die unmittelbar zwischen den Taktphasen (6 und 3) auftritt (Fig.2, 11).

8. Filterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der den Generatorinnenwiderstand nachbildende periodisch umgepolte Kondensator (G>) über einen Schalter (521) an einen sechsten Schaltungsknoten (30) anschaltbar ist, von dem einerseits ein Schalter (553) zur Signalspannungsquelle (Lk) und andererseits ein Schalter (546) an eine Ausgangsklemme (31) führt, und daß die Schalter (553 und 546) entsprechend in den Taktphasen (3 bzw. 6) geschlossen sind (F i g. 2, 12).