-
-
Elektrische Filterschaltung \ntcs Verwendung von wenig-
-
stens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter Kondensatoren
und Verstärker enthält Die Erfindung betrifft eine elektrische Filterschaltung unter
Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die nach vorgegebenen
Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält und bei der
ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem
Eingang ein Kondensator geschaltet ist und dessen nicht invertierender Eingang an
ein festes Bezugspotential, insbesondere Massepotential, geschaltet ist.
-
Schalterfilter der vorgenannten Art sind fur sich bereits durch den
Aufsatz "Switched-Capacitor Filter Design Using the Bilinear z-Transform" in der
Zeitschrift "IEEE Transactions on Circuits and Systems", Vol. Cas-25, Nr. 12, Dez.
1978, Seiten 1039 bis 1044 und auch durch die Arbeit "Switched-Capacitor Circuits
Bilinearly
Equivalent to Floating Inductor or F.D.N.R.
-
in der Zeitschrift Electronics Letters, 1. Febr. 1979, Vol 15, Nr.
3, Seiten 87 und 88,bekannt geworden. Es handelt sich dabei um solche Filter, die
nicht zeitkontinuierliche Analogsignale im eigentlichen Sinne verarbeiten, sondern
zeitdiskrete Signale, die in Form von Abtastproben vorliegen, wobei die Abtastproben
im Rhythmus einer Taktfrequenz F erzeugt werden und über die Beziehung T = 1/F wird
dementsprechend T die Taktperiode genannt. Schaltungen zur Erzeugung solcher Abtastproben
sind für sich bekannt, so daß sie an dieser Stelle nicht im einzelnen erläutert
werden müssen. Es ist jedoch auch im folgenden davon auszugehen, daß den dargestellten
Schaltungen solche Abtastschaltungen jeweils vor- bzw. nachgeschaltet sein können,
so daß es also einerseits gelingt, aus einem Analogsignal entnommene Abtastproben
der Filterschaltung eingangsseitig zuzuführen und die ausgangsseitig zur Verfügung
stehenden Signale wieder in zeitkontinuierliche Analogsignale umzuwandeln. Der wesentliche
technische Vorteil solcher Filter ist darin zu sehen, daß Spulen durch aktive Schaltelemente
und Kondensatoren nachgebildet werden, so daß sie sich zur monolitischen Integration
von größeren Filterschaltungen eignen. Als Verstärker werden dabei überwiegend die
bekannten Operationsverstärker eingesetzt und es wird dabei angestrebt, einerseits
eine möglichst geringe Anzahl von Schaltelementen anwenden zu müssen und andererseits
auch die Stabilität solcher Schaltungen zu gewährleisten. Bei den vorerwähnten bekannten
Schaltungenwlrd ebenfalls der invertierende Eingang mit dem Ausgang eines Operationsverstärkers
über einen Kondensator verbunden, also gewissermaßen gegengekoppelt. Jedoch zeigt
sich, daß die zum Einsatz kommenden Operationsverstärker zeitweilig nicht gegengekoppelt
sind bzw. eine hohe Gleichtaktunterdrückung
benötigen, da der nicht
invertierende Eingang des Operationsverstärkers während gewisser Schaltphasen kurzzeitig
nicht gegengekoppelt ist bzw.
-
nicht stets auf Massepotential gehalten wid. Weiterhin erfolgt die
Realisierung der Kondensatoren in der Art der MOS-Technologie (Metalloxydsilizium-Technologie)
und es zeigt sich, daß bei diesen Realisierungsverfahren die unvermeidlichen mit
jedem schwebenden MOS-Kondensator verbundenen Erdkapazitäten zu erheblichen Störungen
der Filterfunktion führen können.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Schaltungen zur Nachbildung
von aktiv realisierbaren Spulen anzugeben, die sowohl als schwebende als auch als
elnseitig geerdete Spulen in sogenannten Switched-Capacitor-Filtern eingesetzt werden
können und bei denen die durch Schaltvorgänge auftretenden Störungen nach Möglichkeit
vermieden sind.
-
Ausgehend von den einleitend genannten Filterschaltungen wird diese
Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
ein Schalter zu einem ersten Schaltungsknoten führt, von dem aus ein Kondensator
nach Massepotential geschaltet ist und ein Schalter zu einem zweiten Schaltungsknoten
führt, von dem aus ein Kondensator nach Massepotential geschaltet ist, daß vom zweiten
Schaltungsknoten ein Schalter zum invertierenden Eingang und ein weiterer Schalter
zum Ausgang des Operationsverstärkers führt und ein weiterer Schalter zur ersten
Eingangsklemme führt, und daß die Schalter gleichzeitig während einer Taktphase
schließen und in anschließenden, zeitlich nicht überlappenden Taktphasen die Schalter
nacheinander geschlossen sind.
-
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
-
Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch
näher erläutert.
-
Es zeigen in der Zeichnung Fig. 1 die Realisierung einer einseitig
geerdeten In-Induktivität Fig, 2 das Taktschema zur Betätigung der einzelnen Schalter
in den Taktphasen 1 bis 6' mit der Taktperiode T; das Taktschema hat dabei auch
für die folgenden Schaltungen Gültigkeit, Fig. 3 das zur Schaltung von Fig. 1 gehörige
elektrische Ersatzschaltbild unter Berücksichtigung der komplexen Frequenz s bzw.
unter Berücksichtigung der an sich bekannten Y-Transformation, Fig. 4 eine Schaltung
zur Realisierung einer schwebenden Induktivität,d.h. also einer nicht auf Massepotential
liegenden Induktivität, Fig. 5 das elektrische Ersatzschaltbild für die Schaltung
nach Fig. 4 mit analogen Bezeichnungen zu Fig. 3, Fig. 6 eine Schaltung zur Realisierung
einer geerdeten Induktivität mit reduzierter Aussteuerung des Operationsverstärkers,
Fig. 7 einen elektrischen Zweipol in Form einer Eapazität C, die die Erdkapazität
C'hat, Fig. 8 einen elektrischen Zweipol zur Nachbildung eines ohmschen Widerstandes,
bei dem die Erdkapazitäten C' auftreten, 2 Fig. 9 die Schaltung für einen Schalterkondensator-Hochpaß,
der an einer Spannungsquelle UO mit dem getakteten Innenwiderstand CO und dem getakteten
Lastwiderstand CL betrieben wird;
am Lastwiderstand CL liegt dabei
die Ausgangsspannung UL, Fig. 10 das elektrische Ersatzschaltbild der in Fig. 9
gezeigten Schaltung unter Berücksichtigung der Erdkapazitäten, Fig. 11 die Realisierung
zweier schwebender Parallelresonanzkreise mit Kompensation der parasitären Erdkapazitäten,
Fig.12 eine Schaltung zur Herausführung des reflektierten Signals durch die nach
Art einer Weichenschaltung ein Ubertragungsverhalten erreicht werden kann, das invers
ist zum Ubertragungsverhalten des in der Schaltung angeschlossenen Filters.
-
Im Ausführungsbeispiel von Fig. 1 ist zu erkennen ein Operationsverstärker
10, dessen nicht invertierender Eingang 12 auf Bezugspotential, im vorliegenden
Fall auf Massepotential 18., geschaltet ist. Der Ausgang des Operationsverstärkers
ist mit 13 bezeichnet, sein invertierender Eingang mit 11,und zwischen Ausgang 13
und invertierendem Eingang 11 liegt der Kondensator 14, von dem als bevorzugte Ausbildungsform
angenommen sei, C daß er den Kapazitätswert ; hat. Im Zuge der Schaltung sind weiter
zu erkennen die Schalter S13, S14, S15, S16 und S23, von denen der Schalter S13
auf einen Schaltungsknoten 19 und die Schalter S15 und S16 auf einen Schaltungsknoten
20 führen. Der Schaltungsknoten 19 und der Schaltungsknoten 20 stehen Uber den Schalter
S14 in Verbindung und es liegt weiterhin zwischen dem Schaltungsknoten 19 und Massepotential
18 ein Kondensator 16, während zwischen dem Schaltungsknoten 19 und Bezugspotential
18 ein Kondensator 15 liegt. Das dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel, nämlich
die Nachbildung einer verlustfreien Spule ergibt sich
C dann, wenn
bei einem Kapazitätswert Ç des Kondensators 14 der Kapazitätswert des Kondensators
16 C 3 beträgt, wobei davon ausgegangen ist, daß der Kondensator 15 den Kapazitätswert
C hat. Der Schaltungsknoten 20 ist über den Schalter S23 mit einer der oberen Eingangsklemmen
17 verbunden. Die untere Eingangsklemme ist mit 21 bezeichnet. Im vorliegenden Fall
liegt also auch die Eingangsklemme 21 auf Bezugspotential 18.
-
Wenn zwischen den Klemmen 7 und 21 die Spannung U anliegt, dann fließt
in die Schaltung der Strom Die Bezeichnung der Schalter ist in Fig. 1 und auch für
die weiteren Figuren so gewählt, daß die Schalter S in Verbindung mit einer zweistelligen
Zahl bezeichnet sind, deren zweite Ziffer übereinstimmt mit den Taktphasen, in denen
diese Schalter geschlossen sein müssen.
-
Die einzelnen Taktphasen sind in Fig. 2 dargestellt, wobei davon auszugehen
ist, daß die Zeiten, in denen die einzelnen Schalter geschlossen sind, durch den
Zeitabschnitt kenntlich gemacht sind, der über die Bezugslinie hinausragt. Auch
ist davon auszugehen, daß einzelne Taktphasen sich nicht überschneiden, wie dies
beispielsweise in den Taktphasen 3, 4, 5 und 6 zu erkennen ist, bei denen Schalter
mit beispielsweise der Taktphase 4 erst geschlossen werden düren, wenn mit der Taktphase
3 betriebene Schalter bereits geöffnet sind. Entsprechend gilt dies auch für die
übrigen Schalter. In Fig. 2 ist auch die eingangs bereits definierte Taktperiode
T zu erkennen.
-
Betrachtet man unter diesen Voraussetzungen die in Fig. 1 gezeigte
Schaltung, dann ist zu erkennen, daß die Schalter S13 und 523 während der Taktphase
3, der Schalter S14 während der Taktphase 4, der Schalter S15
während
der Taktphase 5 und der Schalter S16 während der Taktphase 6 geschlossen sein muß.
-
Bei der in Fig. 1 dargestellten Realisierung einer geerdeten Induktivität
haben die Erdkapazitäten überhaupt keinen Einfluß, da die benötigten MOS-Kondensatoren
entweder geerdet oder mit einer Elektrode an einen niederohmigen Operationsverstärkerausgang
angeschaltet sind. Weiterhin liegt der nicht invertierende Eingang 11 des Operationsverstärkers
stets auf Massepotential und er ist außerdem stets durch den Kondensator 14 gegengekoppelt.
-
Im elektrischen Ersatzschaltbild von Fig. 3 ist unmittelbar die Wirkung
der Schaltung nach Fig. 1 zwischen den Klemmen 17 und 21 zu erkennen. Die Impedanz
Z der Schaltung bestimmt sich dabei nach der Form Z = s . L = # # R, wobei weiterhin
gilt Rc = T/2C, T² L = 4C. Mit s = # + jQ ist weiterhin die komplexe Frequenzvariable
des Referenzfilters definiert und durch sogenannte die Größe # = I/2 . s wird die/
#-Transformation berücksichtigt, deren theoretischer Inhalt an sich bekannt ist
und die auch im folgenden im Zusammenhang mit der Erfindung noch erläutert wird.
RC ist der sogenannte Sprungwiderstand, für den sich in der englischen Fachsprache
auch der Ausdruck "step resistance" eingebürgert hat.
-
Dieser letztgenannte Vorteil bleibt auch im Ausführungsbeispiel von
Fig. 4 vollständig erhalten, in der die Realisierung einer schwebenden Induktivität,
also einer nicht einseitig auf Bezugspotential liegenden Induktivität, dargestellt
ist. Es tritt dabei jedoch eine Impedanz von einer Spulenklemme zur Erde hinzu,
die
jedoch in vielen Fällen durch eine geschickte Anordnung der Gesamtschaltung oder
auf jeden Fall durch den Einsatz eines zusätzlichen Verstärkers wieder eliminiert
werden kann.
-
Im Ausführungsbeispiel von Fig. 4 und der zugehörigen Ersatzschaltung
in Fig. 5 ist die Realisierung einer schwebenden Induktivität gezeigt. Wie im Zusammenhang
mit Fig. 1 bereits erwähnt, sind auch hier die einzelnen Schalter unmittelbar mit
den Taktphasen zu erkennen, so daß diesbezüglich auch die für Fig. 1 bereits gegebenen
Erläuterungen Gültigkeit haben.
-
Abweichend von Fig. 1 ist in der Schaltung nach Fig. 4, daß zwischen
der Eingangsklemme 21 ein weiterer Schalter S33 angeordnet ist, über den der Schaltungsknoten
25 erreicht wird. om Schaltungsknoten 25 führt ein Schalter S456 unmittelbar zu
dem auf Massepotential liegenden nicht invertierenden Eingang 12 des Operationsverstärkers
10. Der Schalter 533 wird ebenso wie der Schalter S23 während der Taktphase 3 geschlossen,
während der Schalter S456 während der Taktphasen 4, 5 und 6 geschlossen ist. Zwischen
dem Schaltungsknoten 25 und Massepotential bildet sich eine parasitäre Schaltkapazität
aus, die gestrichelt eingezeichnet ist und deren Kapazitätswert mit C' bezeichnet
ist. Für das elektrische Ersatzschaltbild von Fig. 5 gelten analog die zu Fig. 3
bereits gegebenen Erläuterungen und es sind auch dort die sich ergebenden formelmäßigen
Beziehungen unmittelbar an die einzelnen Schaltelemente angeschrieben. Dementsprechend
erscheint zwischen den Klemmen 17 und 21 eine schwebende Induktivität und es bildet
sich zwischen der Klemme 21 und Bezugspotential ein Ableitwiderstand R' = T und
dazu parallel eine parasitäre Kapazität mit dem Wert - aus.
-
Im Ausführungsbeispiel von Fig. 6 ist die Realisierung einer geerdeten
Induktivität gemäß Fig. 1 mit reduzierter Aussteuerung des Operationsverstärkers
gezeigt. Schaltungen dieser Art lassen sich entsprechend auch bei der Realisierung
schwebender Induktivitäten gemäß Fig. 4 aufbauen. Ein Vergleich der Figuren 1 und
6 läßt erkennen, daß die dort gezeigten Schaltungen in wesentlichen Teilen übereinstimmen.
Gegenüber Fig. 1 wird beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 nach dem Schalter S23
ein weiterer Schaltungsknoten 23 eingeführt, der einerseits auf den in der Taktphase
6 zu schließenden Schalter S26 und andererseits an den Kondensator 15' führt. Dem
Kondensator 15' im Querzweig folgt ein weiterer Schaltungsknoten 22, von dem aus
der Schalter S36 unmittelbar auf Bezugspotential 18, im Beispiel also an die Eingangsklemme
21 führt. Am Schaltungsknoten 22 liegt ein weiterer Schalter S43, der wiederum auf
den Kondensator 15 führt. Analog zu den vorstehenden Ausführungen ist auch zu erkennen,
daß die gegenüber Fig. 1 in Fig. 6 neu hinzugekommenen Schalter S26 und S36 während
der Taktphase 6 geschlossen sind, während der Schalter S43 gleichzeitig mit den
Schaltern S23 und S13 während der Taktphase 3 geschlossen ist. Die Kapazitätsverhältnisse
bleiben für die verlustfreie Schaltung vollständig erhalten, Jedoch sind lediglich
die Kapazitätswerte zur besseren Übersicht mit dem Faktor 2 behaftet dargestellt.
-
Die physikalische Wirkungsweise und die Vorteile,die sich mit solchen
Schaltungen erzielen lassen, werden später noch erläutert.
-
Zum besseren Verständnis wird im folgenden anhand der Figuren 7 und
8 die physikalische Wirkungsweise für die in den Schaltungen verwendeten Teilschaltungen
erläutert.
-
Da es sich bei SC-Filtern (Switched-Capacitor-Filter) um analoge Abtastsysteme
handelt, die, wie schon erwähnt, Abtastfolgen verarbeiten, müssen Ersatzströme und
Ersatzspannungen definiert werden, die nach Anwendung der bilinearen Transformation
auf realisierbare, rational gebrochene Zweipol- bzw. Cbertragungsfunktionen führen.
Da die Signale im allgemeinen in Form von Spannungswerten in das SC-Filter eingegeben
bzw. entnommen werden, ist es besonders wichtig, eine realitätsbezogene Spannungsdefinition
zu wählen, damit bei der Signalein- bzw. -auskopplung keine Kunstschaltungen benötigt
werden.
-
Die Spannungen an den Kondensatoren eines Schalter-Kondensator-Netzwerks
springen beim vom Taktzeitplan kontrollierten Fließen von Ladungspaketen von einem
Vorherwert ub(nTg = Ub' anT auf einen Nachherwert ua (nT) = Ua.ePnT. Als Ersatzspannung,
mit der wir von nun an rechnen, wird U(z) = U (z) (1) definiert. Diese Festlegung
ermöglicht nicht nur die einfachste Signalein- bzw. -auskopplung, sondern erleichtert
auch die Zusammenschaltung der im folgenden noch zu behandelnden Netzwerkelemente
zu einem SC-Filter, Aus der Ladungsdefinition
folgt die Stromdefinition I(z) = 2 z Q(z). (3) z+1 Diese Ladungs-
und Stromdefinitionen sind so gewählt, daß sich mit der neuen Frequenzvariablen
s
p = S + jU für das am häufigsten auftretende Zweipolelement spulensparsamer LC-Filter,
den Kondensator, die einfachste Realisierung im SC-Filter ergibt.
-
Im folgenden werden unter Anwendung der Spannungs- und Stromfestlegungen
(1) und (3) die Zweipole Kapazität, Widerstand und Induktivität realisiert und die
Einflüsse der parasitären Kapazitäten bzw. des nicht idealen Operationsverstärkers
untersucht.
-
Wie bereits vorstehend erwähnt, ergeben für die in Fig. 7 gezeigte
Kapazität die Definitionen (1) und (3) eine besonders einfache Realisierung der
Impedanz Z(s) = 1/sC.
-
Es gilt: Q(z) = C(Ua-Ub).
-
Mit Ua , U, Ub = Uz-1 folgt Q(z) = C.U(z) (1-z 1)
2C
z-1 und I(z) = . . U(z). (5) T z+1 Der Index "a" (after) bedeutet dabei den Zustand
nach dem Schalten und entsprechend den Index "b" (before) den Zustand vor dem Schalten.
-
Damit wird U T z+1 Rc 1 Z = = = = . (6) 1 2C z-1 # sC Rc ist der Sprungwiderstand
der Kapazität.
-
Die den schwebenden Kondensator C begleitende Erdkapazität C1 kann
bereits beim Entwurf des zeit-invarianten Referenzfilters eingerechnet werden.
-
In Fig. 8 ist eine Schaltung zur Nachbildung eines Widerstandes gezeigt.
Gemäß den einleitend genannten Literaturstellen läßt sich eine konstante reelle
Impedanz durch einen periodisch umgepolten Kondensator realisieren. Dies erfolgt
am Kondensator C durch die während der Taktphasen 1 bzw. 2 geschlossenen Schalter.
-
Ohne Berücksichtigung der Erdkapazitäten gilt zunächst U(z) = U1(z)
- U2(z) und I(z) = I1(z) = - I2(Z), sowie Ub = - Ua .
-
Damit folgt Q(z) = C(Ua-Ub) = CU(1+z-1) 2C und weiter 1(z) = . U(z)
U T Z = = = Rc (7)
Es ist hier besonders wichtig, die den schwebenden
MOS-Kondensator begleitende Erdkapazität gemäß Fig. 2 symmetrisch anzuordnen. Würde
diese parasitäre Kapazität nicht symmetrisch aufgeteilt, so wiederholte sich die
Topologie des Netzwerks nur mehr alle 2T Sekunden.
-
Dies wiederum hätte die Erzeugung von zusätzlichen Spiegelfrequenzen
+ Q + w und damit verschärfte 2 Forderungen an die zeit-invarianten Vor- bzw. Nachfilter
zur Folge. Es wird deshalb im folgenden immer von symmetrisch aufgeteilten Erdkapazitäten
eines periodisch umgepolten MOS-Kondensators ausgegangen.
-
Unter dieser Voraussetzung ergibt sich fUr die Anordnung in Fig. 8
die folgende Beziehung
Aus dieser Leitwertmatrix läßt sich eine Ersatzschaltung ableiten, die aus einem
Kreuzglied mit dem halben Sprungwiderstand (R/2) in den Linienzweigen und der Kapazität
C'/2 in den Diagonalzweigen besteht. Äquivalent zu diesem Kreuzglied-Ersatzschaltbild
ist bekanntlich ein überbrücktes T-Glied, das ebenfalls für Schaltungsentwürfe verwendet
werden kann.
-
Dieser,durch die parasitären Erdkapazitäten hervorgerufene nicht minimalphasige
Charakter des Netzwerks beeinflußt das SC-Filter praktisch nicht, da er nur in den
Abschlüssen auftritt.
-
Im Gegensatz zu den eingangs genannten Literaturstellen soll hier
nicht zur Realisierung eines induktiven Scheinwiderstandes eine RC-aktive Realisierung
mit den vorstehend besprochenen Zweipolrealisierungen und den einleitend genannten
Nachteilen nachgebildet werden.
-
Es wird vielmehr nach einer direkten Realisierung der Differenzengleichungen
gesucht, die sich für den Zweipol "Induktivitätenn (vgl. Fig. 1 bis Fig. 6) ergeben.
-
U(z) 2 z-1 z-1 T Z = = # #L = # . (9) I(z) T z+1 z+1 2C Aus (9) ergibt
sich mit den Definitionen (1) - (3) T z-1 2 z 1-z-1 U(z)#C = # # # # Q(z) = # Q(z)
.
-
2 z+1 T z+1 (1+z-1)² Weiters gilt Ub Q(z) = C(Ua(z) - Ub(Z)) = CU(z)
(1 - (z)) . (10) Ua Durch Vergleich von (9) und (10) erhält man Ub z-2 + 3z-1 (z)
= - . (11) Ua 1-z-1 D.h. es wird eine Schaltung gesucht, die die Ubertragungsfunktion
(11) realisiert und die von dem die Induktivität realisierenden Kondensator ihr
Eingangssignal Ua bezieht und noch vor Eintreffen des nächsten Ladungspaketes diesem
die Ausgangsspannung Ub aufzwingt. Auf Grund des Nennerpolynoms N(z) = 1 - z-1 in
(11) erkennt man, daß die diese Übertragungsfunktion realisierende Anordnung Integratorcharakter
haben muß. Die
unterschiedlichen Gewichtsfaktoren für die Vorwärtsverzögerungen
können durch Ladungsverteilung bei entsprechend gewähltem C-Verhältnis realisiert
werden.
-
Aus der Übertragungsfunktion (11), die bei der Realisierung einer
Induktivität verwirklicht wird, kann man erkennen, daß die Spannung am Operationsverstärkerausgang
Ub die Signalspannung an der Induktivität U = Ua übersteigen kann.
-
Eine Möglichkeit zur Herabsetzung von Ub um den Faktor zwei ist in
der im wesentlichen bereits erläuterten Fig. 6 angegeben.
-
Die in der Schaltung in Fig. 6 auftretenden Erdkapazitäten können
voll berücksichtigt werden. Bei Realisierung einer schwebenden Spule mit reduzierter
Aussteuerung ist die Auswirkung der Erdkapazitäten nicht ohne weiteres zu beseitigen.
Ein zusätzlicher Verstärker kann jedoch für zwei benachbarte schwebende Spulen gleichzeitig
Abhilfe schaffen.
-
Die Spannung am Ausgang des Operationsverstärkers Ub folgt ebenso
wie die Spulenspannung Ua der Signalspannung. D.h. die Sprünge im treppenförmigen
Verlauf werden umso kleiner, je kleiner die Signalfrequenz relativ zur Taktfrequenz
ist. Es muß zwar die Kapazität C (Fig. 4) fallweise erheblich umgeladen werden,
jedoch braucht bei diesen Umladevorgängen nicht der ganze Operationsverstärker über
alle Stufen hinweg einzuschwingen.
-
In den Figuren 9 und 10 ist als Realisierungsbeispiel für eine Filterschaltung
eine Hochpaßschaltung vom Grad 3 gezeigt, die in ihren Längs zweigen die Konden-
satoren
C1 und C2 enthält und in dem dazwischenliegenden Querzweig einen Serienresonanzkreis
aus den Kondensatoren C2 und Spule L. Als Schaltkapazitäten treten zusätzlich die
zu den Kondensatoren C1 bis C3 gehörenden Erdkapazitäten auf die als Summenkapazität
C1' + C21 + C3' parallel zum Serienresonanzkreis C2, L liegen. Die Spannungsquelle
UO mit dem Innenwiderstand Rg und der Lastwiderstand RL, an dem die Ausgangsspannung
UL auftritt, sind in den Figuren 9 und 10 ebenfalls zu erkennen und es sind auch
deren Erdkapazitäten CO' bzw. CL über einen parallel zu den Widerständen Rg bzw.
RL liegenden Ubertrager mit dem Ubersetzungsverhältnis 1 : 1 berücksichtigt. Ein
Vergleich der Figuren 1, 7 und 8 mit Fig. 10 läßt unmittelbar erkennen, daß in die
Schaltung von Fig. 9 die an Hand der vorstehend genannten Figuren erläuterten Schaltelemente
eingefuhrt sind. Es wird also zwischen den Klemmen 17 und 21 vollständig die Spule
gemäß Fig. 1 nachgebildet. Die zur Hochpaßschaltung gehörenden kapazitiven elemente
C1, C2 und C3 aus der Schaltung von Fig. 10 werden auch in der realisierten Schaltung
gemäß Fig. 9 unmittelbar als Kondensatoren C1, C2 und C3 an genau den gleichen Schaltungsstellen
nachgebildet. Analog ist auch der Wirkwiderstand gemäB Fig. 8 für den Widerstand
R0 durch den periodisch umgepolten Kondensator CO und für den Lastwiderstand RL
durch den periodisch umgepolten Kondensator CL nachgebildet. Entsprechend Fig. 7
sind für die umzupolenden Schalter am Kondensator CO und am Kondensator CL die Taktphasen
mit 1 und 2 bezeichnet und es sind lediglich zur Unterscheidung am Kondensator CO
die Schalter mit S11 und S21 bzw. mit S12 und S22 bezeichnet. Entsprechend dazu
sind die Schalter am Kondensator CL mit S31 und S41 bzw. S32 und S42 bezeichnet.
-
Die Realisierung andersartiger Filterschaltungen läßt
sich
in analoger Anwendung der vorstehenden Ausführungen ebenfalls erreichen, insbesondere
auch durch die Anwendung von schwebenden Spulen gemäß Fig. 4, die bei der Nachbildung
von Tiefpässen, Bandpässen bzw. Bandsperren angewendet werden kann.
-
Eine vorteilhafte Ausführungsvariante ist in Fig. 11 für Tiefpaßschaltungen
gezeigt und durch die gestrichelten Linien am Schaltungseingang und am Schaltungsausgang
soll erkenntlich gemacht werden, daß lediglich ein Ausschnitt aus einer solchen
Tiefpaßschaltung dargestellt ist. Nachgebildet wird dabei eine Schaltung, in deren
Querzweig ein Kondensator Cc liegt und bei der zwei im Längs zweig liegende Parallelresonanzkreise
nachgebildet werden müssen, wie dies durch die ebenfalls gestrichelt eingezeichneten
elektrischen Ersatzschaltbilder unmittelbar zu erkennen ist. Dem in Längszweigen
liegenden, mit Ca und Cb bezeichneten Kondensatoren wird dabei eine schwebende Induktivität
gemäß Fig. 5 zugeschaltet, so daß unmittelbar auf die diesbezüglich gegebenen Erläuterungen
zurückzugreifen ist. Zur besseren oberlicht sind die einzelnen Schalter nurmehr
durch die miteingezeichneten Taktphasen kenntlich gemacht. In der Schaltung von
Fig. 11 wird nun zusätzlich ein Spannungsverstärker 26 mit der Verstärkung +1 verwendet.
Dieser Spannungsverstärker ist über einen Schalter S6', der in der Taktphase 6'
(vgl. Fig. 2) geschlossen ist, an einen Schaltungsknoten 25 angeschaltet, an dem
auch der Kondensator 15 liegt, d.h.
-
also derjenige Kondensator, der für die Induktivitätsnachbildung gemäß
Fig. 4 den größten Kapazitätswert aufweist. Mit Hilfe dieser Anordnung lassen sich
die bei schwebenden Induktivitäten auftretenden parasitären Ableitungsadmittanzen
beseitigen.
-
Dabei wird eine neue Taktphase 6', die zwischen den Taktphasen 6 und
3 einzufügen ist, benötigt. Daß der nichtinvertierende Eingang des zusätzlichen
Operationsverstärkers nicht an Masse liegt, ist hier kein echter Nachteil, da er
nicht umgeschaltet wird und seine Eingangskapazität voll eingerechnet werden kann.
-
In der Schaltung von Fig. 12 wird das von einem SC-Filter reflektierte
Signal als Ausgangssignal der Schaltung ausgenutzt. In der gezeichneten Schaltung
ist wiederum der Signalgenerator UO zu erkennen, der über einen Schalter S53, der
während der Taktphase 3 geschlossen ist, an die übrige SC-Filterschaltung angeschlossen
ist. Es wird dabei der den Generatcrinnenwiderstand C0 nachbildende, periodisch
umgepolte Kondensator (vgl. Fig. 9) an einen weiteren Schaltungsknoten 30 geführt.
on diesem Schaltungsknoten führt der Schalter S46 zu einer Ausgangsklemme 31 und
es kann zwischen der Klemme 31 und 3ezugspo+ential 18 das vom SC-Filter reflektierte
Signal 9 . UO (9 = Reflexionsfaktor) abgenommen werden, wenn dafür gesorgt ist,
daß der Schalter S53 während der Taktphase 3 und der Schalter S46 während der Taktphase
6 geschlossen sind. Eine solche Schaltung wirk-t also als strenge Weichenschaltung.
-
Allgemein kann also das reflektierte Signal am Ein - und Ausgang des
SC-Filters ohne merklichen Zusatzaufwand zu bestimmten Zeitpunkten abgegriffen werden.
Vorausetzung ist dabei, daß çom jeweiligen Tor des Filters ein nicht geschalteter
kapazitiver Pfad zur Masse besteht. Diese Bedingung wird in fast allen Fällen schon
wegen der Berücksichtigung der Erdkapazitäten erfüllt sein.
-
Weiters kann durch gleichartige Ausgestaltung des
Lastwiderstandes
mit einer zweiten Signalquelle das SC-Filter in beiden Übertragungsrichtungen simultan
benützt werden. Allerdings ist die Ubersprechdämpfung zwischen beiden Ubertragungsrichtungen
identisch mit der Reflexionsdämpfung des SC-Filters.
-
8 Patentansprüche 12 Figuren
Leerseite