DE3002056C2

DE3002056C2 - Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält

Info

Publication number: DE3002056C2
Application number: DE19803002056
Authority: DE
Inventors: Josef Dipl.-Ing. 8000 München Nossek
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1980-01-21
Filing date: 1980-01-21
Publication date: 1985-06-27
Also published as: DE3002056A1

Description

C+Q,

40 Die Erfindung betrifft eine elektrische Filterschaltung gemäß dem Oberbegriff des ersten Patentanspruchs.

Schaltungen der vorbezeichneten Art sind im Hauptpatent bereits angegeben und es ermöglichen diec-e Schaltungen die aktive Realisierung von Induktivitäten, insbesondere für solche Filterschaltungen, für die sich in der Fachliteratur auch der Ausdruck »Switched-Capacitor-Füter« eingebürgert hat Mit den im Hauptpatent angegebenen Schaltungen lassen sich einseitig auf Bezugspotential liegende Induktivitäten und auch sog. schwebende Induktivitäten realisieren. Es ist dabei zu berücksichtigen, daß bei diesen Schaltungen bereits Abtastproben von Analogsignalen vorliegen, wobei die Abtastproben im Rhythmus einer systemeigenen Taktfrequenz F erzeugt werden und über die Beziehung T= 1/F wird dementsprechend T die Taktperiode genannt Insbesondere ist in Fig.4 eine mit Fig.4 des Hauptpatents übereinstimmende Schaltung angegeben, mit der eine schwebende Induktivität, d.h. also eine beidseitig nicht auf Bezugspotential liegende Induktivität, realisiert werden kann. Bekanntlich werden zum Aufbau von z.B. Filterschaltungen auch schwebende Parallelresonanzkreise benötigt, die im einfachsten Fall durch Parallelschalten eines Kondensators mit einer simulierten schwebenden Induktivität gewonnen werden könnten. Es .sollen jedoch diese Schaltungen einem integrierten Aufbau zugänglich sein, und man wird schon deshalb darauf bedacht sein, die Zahl der erforderlichen Schaltelemente so gering wie möglich zu halten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde. Schallungen zur Realisierung eines schwebenden Parallelresonanzkrciises anzugeben, der in der schaltungstechnischen Ausführung im wesentlichen die gleiche Anzahl von Schaltelementen wie eine simulierte Induktivität benötigt.

Für Parallelresonanzfrequenzen, die kleiner sind als F/6, läßit sich dies gemäß dem kennzeichnenden Teil des ersten Patentanspruchs dadurch erreichen, daß die Kapazitätswerte für die in der Schaltung vorgesehenen Kondensatoren 15,16,14 nach folgender Beziehung bemessen sind:

3 C_L-C '

45

C, =

3Q-C

hierin bedeuten noch C bzw. L den Kapazitätswert für den zu realisierenden Parallelresonanzkreis (F ig. 4).

2. Elektrische Filterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vom ersten Schaltungsknoten nach Mastepotential führende Kondensator (16) in der Weise umgepolt wird, daß die vom invertierenden Eingang (11) des Operationsverstärkers über den Schalter (S 15) geführte Leitung zum weiteren Schaltungsknoten (25) führt, daß der dort (25) nachgeschaltete Schalter (S46) anstelle der Taktphasen (4,5,6) während der Taktphasen (4 und 6) geschlossen ist und daß vom zweiten Schaltungsknoten (20) ein weiterer, während der Taktphase (5) schließender Schalter (S 25) nach Bezugspotential (18) führt (F ig. 1,2).

50 C₁ =

4L

hierin bedeuten noch C bzw. L den Kapazitätswert für den zu realisierenden Parallelresonanzkreis.

Parallelresonanzfrequenzen, deren Resonanzfrequenz größer als F/6 ist, lassen sich durch die im Patentanspruch 2 angegebene Maßnahme erreichen, bo Nachstehend wird die Erfindung noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 das elektrische Ersatzschaltbild des zu realisierenden Parallelresonanzkreises mit der Induktivität

L =

und der Kapazität C.

Fig.2 eine weitere, den Parallelresonanzkreis von F i g. 1 realisierende, aktive Schaltung,

F i g. 3 das Taktschema zur Betätigung der einzelnen Schalter entsprechend dem Hauptpatent,

F i g. 4 eine Schaltung zur Realisierung einer schwebenden Induktivität wie im Hauptpatent

F i g. 1 läßt erkennen, daß von der Induktivität L die Ladung Qi/z) und vom Kondensator C die Ladung Qc(z) aufgenommen wird, so daß insgesamt die Ladung Q(z) im schwebenden Parallelresonanzkreis transportiert wird. Der auftretende Spannungsabfall ist mit U(z) bezeichnet Die Konstante C_L = T¹HL ist demzufolge unmittelbar aus der für den Parallelresonanzkreis zu realisierenden Induktivität L und der systemeigenen Taktperiode Tzu ermitteln. Im einzelnen sind im Hauptpatent weitere Bemessungsgrößen angegeben, und es ist auch hingewiesen auf die Anwendung der sog. z-Transformation, die bei der Berechnung voi. getasteten Systemen häufig verwendet wird.

Wie einleitend bereits ausgeführt, ist in Fig.4 eine Schaltung gezeigt die in vielen wesentlichen Teilen mit der Schaltung der hier vorliegenden F i g. 2 übereinstimmt. Zur Erläuterung von F i g. 2 kann also vollständig auf das Hauptpatent hingewiesen werden, in dem bereits die physikalische Wirkungsweise und das für die Steuerung der Schalter erforderlicha Taktschema gemaß der F i g. 3 dargestellt sind. Auch sind mit dem Hauptpatent wirkungsgleiche Elemente mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet und es sind analog zum Hauptpatent die Taktphasen, in denen die einzelnen Schalter geschlossen sind, auch in der vorliegenden F i g. 2 unmittelbar an den einzelnen Schaltern angegebcn. Entsprechend F i g. 4 sind also in F i g. 2 folgende Schaltelemente unmittelbar wiederzuerkennen.

Zwischen den Eingangsklemmen 17 und 21 liegt die Eingangsspannung U(z). und es folgt diesen Klemmen der Schalter 523 bzw. der Schalter S 33, die zur Taktphase 3 schließen. Ferner ist zu erkennen ein Schaltungsknoten 20, dem ein Kondensator 15 in Richtung zum Schaltungsknoten 25 nachgeschaltet ist. Vom Schaltungsknoten 20 führt ein während der Taktphase 4 geschlossener Schalter 514 auf einen weiteren Schaltungsknoten 19, von dem aus der Kondensator 16 auf Bezugspotential 18 führt. Das Integrationsglied besteht ebenfalls aus einem Operationsverstärker 10, dessen invertierender Eingang mit der Bezugsziffer 11 und dessen nicht invertierender Eingang mit der Bezugsziffer 12 bezeichnet ist und an dessen Ausgang 13 der Kondensator 14 geschaltet ist, von dem auch wiederum der invertierende Eingang 11 erreicht wird. In den weiteren Schaltungszweigen sind zu erkennen die Schalter S16, 515 und S13, die entsprechend während der Taktphase 6 bzw. 5 bzw. 3 geschlossen sind.

Abweichend von F i g. 4 ist in der Schaltung von vorliegender F i g. 2 folgendes:

Der Schalter S15 ist nicht mit dem Schaltungsknoten

20 sondern mit dem Schaltungsknoten 25 verbunden. Weiterhin schließt der im unteren Längszweig liegende Schalter S46 bei den Taktphasen 4 und 6. Darüber hinaus kommt ein Schalter 525 hinzu, der während der Taktphase 5 schließt und in dieser Taktphase den Schaltungsknoten 20 mit Bezugspotential 18 verbindet.

Der Erfindung zugrunde liegende Untersuchungen haben nun gezeigt, daß an den Eingangsklemmen 17 und

21 entsprechend der Forderung gemäß dem Ersatzschaltbild von F i g. 1 dann die Ludung Q(y) = Qi (x) + Qi (z)aufgenommen wird, d. h. ein verlusifreier l'arallelkreis simuliert wird, wenn die folgenden Beziehungen eingehalten werden:

Uni den Unterschied gegenüber der Bemessung nach F i g. 4 des Hauptpatents deutlich zu machen, sind also hier die Kapazitätswerte der Kondensatoren 15 bzw. 16 bzw. 14 mit Co bzw. C\ bzw. Ci bezeichnet

Mit der vorstehend beschriebenen Bemessung lassen sich Resonanzkreise realisieren, deren Resonanzfrequenz kleiner als F/6 ist, wobei in diesem Fall der Schalter S 25 nicht benötigt wird und im übrigen die Schaltung gemäß F i g. 4 aufgebaut und betrieben wird.

Resonanzkreise, deren Resonanzfrequenz größer als F/6 ist, können erreicht werden unter Zuhilfenahme, des zur Tastphase 5 schließenden Schalters S 25, wodurch ein Umpolen des Kondensators 15 während der Taktphase 5 erreicht wird, so daß also in diesem Fall die Schaltung gemäß der vorliegenden F i g. 2 aufgebaut ist und nach dem hierzu angegebenen Taktschema betrieben wird.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen haben also den Vorteil, daß praktisch ohne zusätzlichen Schaltungsaufwand aktive Schaltungen mit dem Charakter eines schwebenden Parallelresonanzkreises realisiert werden können, deren Parallelresonanzfrequenz entweder kleiner oder größer als ein Sechstel der systemeigenen Taktfrequenz Fist.

Die einzelnen Taktphasen sind in Fig.3 dargestellt, wobei davon auszugehen ist, daß die Zeiten, in denen die einzelnen Schalter geschlossen sind, durch den Zeitabschnitt kenntlich gemacht sind, der über die Bezugslinie hinausragt. Auch ist davon auszugehen, daß einzelne Taktphasen sich nicht überschneiden, wie dies beispielsweise in den Taktphasen 3,4,5 und 6 zu erkennen ist, bei denen Schalter mit beispielsweise der Taktphase 4 erst geschlossen werden dürfen, wenn mit der Taktphase 3 betriebene Schalter bereits geöffnet sind. Entsprechend gilt dies auch für die übrigen Schalter. In F i g. 3 ist auch die eingangs bereits definierte Taktperiode Γ zu erkennen.

In der Schaltung nach Fig.4 ist zwischen der Eingangsklemme 21 ein weiterer Schalter 533 angeordnet.

über den der Schaltungsknoten 25 erreicht wird. Vom Schaltungsknoten 25 führt ein Schalter 5455 unmittelbar zu dem auf Massepotential liegenden nicht invertierenden Eingang 12 des Operationsverstärkers 10. Der Schalter 533 wird ebenso wie der Schalter 523 während der Taktphase 3 geschlossen, während der Schalter 5456 während der Taktphasen 4, 5 und 6 geschlossen ist. Zwischen dem Schaltungsknoten 25 und Massepotential bildet sich eine parasitäre Schaltkapazität aus, die gestrichelt eingezeichnet ist und deren Kapazitäts-

b5 wert mit C" bezeichnet ist. Für das elektrische Ersatzschaltbild gelten die zu F i g. 1 bereits gegebenen Erläuterungen. Dementsprechend erscheint zwischen den Klemmen 17 und 21 eine schwebende Induktivität, und

es bildet sich zwischen der Klemme 21 und Bezugs-

T
potential ein Ableitwiderstand R' = —, und dazu

parallel eine parasitäre Kapazität mit dem Wert — aus.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

20

25

30

35

40

45

55

60

Claims

10 15 Patentansprüche:

1. Elektrische Filterschaltung unter Verwendung von wenigstens einer simulierten Induktivität, die nach vorgegebenen Taktphasen gesteuerte Schalter, Kondensatoren und Verstärker enthält und bei der ein Operationsverstärker vorgesehen ist, zwischen dessen Ausgang und invertierendem Eingang ein Kondensator (14) liegt und dessen nichtinvertierender Eingang an einem festen Bezugspotenüal, insbesondere Massepotential, liegt, bei der weiterhin vom invertierenden Eingang des Operationsverstärkers ein Schalter (S 13) zu einem ersten Schaltungsknoten (19) führt, von dem aus ein Kondensator (16) nach Massepotential gelegt ist und ein weiterer Schalter (S 14) zu einem zweiten Schaltungsknoten (20) führt, von dem aus ein Kondensator (IS) an Massepotential anschaltbar ist und weiterhin vom zweiten Schaltungsknoten ein Schalter (S 15) zum inver- tierenden Eingang, ein weiterer Schalter (S 16) zum Ausgang des Operationsverstärkers und ein weiterer Schalter (S 23) zur ersten Eingangsk'emme führt, und die Schalter (513 und S 23) gleichzeitig während einer Taktphase (3) schließen und in anschließenden, zeitlich nicht überlappenden Taktphasen (4,5,6) die Schalter (S 14,515 und S16) nacheinander geschlossen sind und weiterhin der vom zweiten Schaltungsknoten ausgehende Kondensator (15) einerseits über einen Schalter (S33) mit der zweiten Eingangsklemme und andererseits über einen Schalter (S 456) mit Bezugspotential verbindbar ist und diese beiden Schalter (S 33 und S 456) entsprechend während der Taktphase (3 bzw. 4,5 und 6) nacheinander geschlossen sind, nach Patern 29 32 419, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitätswerte CCb, Q, C₂) für die in der Schaltung vorgesehenen Kondensatoren (15, 16, 14) nach folgender Beziehung bemessensind:

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