CN102067457B - 积分器、谐振器以及过采样a/d转换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种积分器(10)。该积分器(10)具有：运算放大器(11)；第1滤波器(12)，其与运算放大器的反相输入端连接；和第2滤波器(13)，其被连接在运算放大器的反相输入端和输出端之间。第1滤波器(12)具有串联连接的n个电阻元件(121)、以及一端与电阻元件的各连接点连接而另一端接地的n-1个电容元件(122)。第2滤波器(13)具有串联连接的n个电容元件(131)、以及一端与电容元件的各连接点连接而另一端接地的n-1个电阻元件(132)。

Description

积分器、谐振器以及过采样A/D转换器

技术领域

本发明涉及积分器，尤其涉及适于连续时间型Δ∑调制器的积分器。

背景技术

过采样A/D转换器被广泛应用于通信设备的调谐器(front end)和音频信号的转换等方面，对于当前的通信、视频、音频信号处理电路，其是必要的电路技术。一个过采样A/D转换器中拥有具备了连续时间型滤波器的连续时间型Δ∑A/D转换器(CTDS-ADC：Continuous Time Delta-SigmaA/D Converter)(例如，参照非专利文献1、2)。

在一般的CTDS-ADC中，输入信号经由级联连接的n个积分器(连续时间型滤波器)并通过量子化装置进行量子化。量子化装置的数字输出由n个D/A转换器转换成模拟电流信号后，被反馈给n个积分器中的每一个。在CTDS-ADC中，因为在模拟电路部分不含有开关，所以，可实现低电压化。另外，使用采样滤波器的情况下通常必要的前置滤波器，在CTDS-ADC中是不需要的。从这点来看，CTDS-ADC适用于通信系统，近年从事应用开发的研究较为盛行。

非专利文献1：Richard Schreier and Bo Bang，“Delta-Sigma ModulatorsEmploying Continuous-Time Circuitry，”IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS ANDSYSTEMS--I：FUNDAMENTAL THEORY AND APPLICATIONS，VOL.43，NO.4，APRIL 1996

非专利文献2：Xuefeng Chen et al.，“A 18mW CTΔ∑Modulator with 25MHzBandwidth for Next Generation Wireless Applications”，IEEE 2007 Custom IntergratedCircuits Conference，2007

在CTDS-ADC中，为了提高分辨率和SN性能，需要增加为了除去量子化噪声的滤波次数，因此，需要与该次数对应的运算放大器。即，为了提高CTDS-ADC的性能，必须使用多个运算放大器。但是，增加运算放大器的个数将会导致电路规模的增大以及功耗的增加，这将成为应用于便携式通信设备等的系统LSI的性能提高的障碍。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于：提供一种通过一个运算放大器来发挥高次积分特性的积分器。进而，其目的在于提供一种利用这种积分器的谐振器和连续时间型过采样A/D转换器。

为了解决上述课题，本发明采取了下列技术手段。即，本发明的积分器具有：运算放大器；第1滤波器，其与运算放大器的反相输入端连接；和第2滤波器，其被连接在运算放大器的反相输入端和输出端之间。在此，第1滤波器具有串联连接的n个电阻元件、以及一端与上述电阻元件的各连接点连接而另一端接地的n-1个电容元件。第2滤波器具有串联连接的n个电容元件、以及一端与电容元件的各连接点连接而另一端接地的n-1个电阻元件。其中，n为2以上的整数。

由此，通过使第1滤波器中的电阻元件、电容元件以及第2滤波器中的电阻元件、电容元件的各元件值之间满足规定的关系，该积分器的传递函数则在其分母及分子中从s(s是拉普拉斯算子)到s^n-1为止的各项都被消除而只剩下1/sⁿ。即，利用一个运算放大器可构成n次积分器。

上述积分器优选还具有第3滤波器，该第3滤波器至少具有与第1滤波器并联连接的电阻元件及电容元件中的其中一个。基于此，第3滤波器在该积分器的输入和运算放大器的反相输入端之间作为前馈通路而发挥作用。由此，使该积分器的输出中产生0次、1次及2次积分成分。

如果在上述的积分器中追加在第1滤波器中的电阻元件的连接点的至少1个与运算放大器的输出端之间所连接的至少一个Gm元件或电阻元件，就可构成谐振器。

另外，本发明的过采样A/D转换器具有：上述的积分器；量子化装置，其对积分器的输出进行量子化；n-1个D/A转换器，将量子化装置的数字输出转换成电流信号并向第1滤波器中的电阻元件的各连接点进行反馈；以及n-1个D/A转换器，将量子化装置的数字输出转换成电流信号并向第2滤波器中的电容元件的各连接点进行反馈。或者，本发明的过采样A/D转换器具有：上述的积分器；量子化装置，其对积分器的输出进行量子化；n-1个的D/A转换器，将量子化装置的数字输出转换成电流信号并向第1滤波器中的电阻元件的各连接点进行反馈；以及D/A转换器，其将量子化装置的数字输出转换成电流信号并向运算放大器的反相输入端进行反馈。或者，本发明的过采样A/D转换器具有：具备上述第3滤波器的积分器；量子化装置，其对积分器的输出进行量子化；以及D/A转换器，将量子化装置的数字输出转换成电流信号并向积分器的输入侧进行反馈。这些过采样A/D转换器能够发挥比运算放大器的个数更高次数的滤波特性。

另外，如果在上述过采样A/D转换器中追加有在第1滤波器中的电阻元件的连接点的至少一个与运算放大器的输出端之间所连接的至少一个Gm元件或电阻元件，则可发挥在量子化噪声的传输特性上持有零点的滤波特性。

(发明的效果)

根据本发明，可得到小型、低功耗的n次积分器及n次谐振器。而且，可实现高分辨率、高SN比的过采样A/D转换器的小型化及低功耗化。

附图说明

图1是第1实施方式的积分器的构成图。

图2是第2实施方式的积分器的构成图。

图3是第3实施方式的积分器的构成图。

图4是第4实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图5是第5实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图6是第6实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图7是表示图6所示的本发明的谐振器的过度响应的模拟结果的曲线图。

图8是第7实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图9是表示图8所示的本发明的谐振器的过度响应的模拟结果的曲线图。

图10是第8实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图11是第9实施方式的过采样A/D转换器的构成图。

图中，10-积分器，10A、10A’-谐振器，11-运算放大器，12-滤波器(第1滤波器)，121-电阻元件，122-电容元件，13-滤波器(第2滤波器)，131-电容元件，132-电阻元件，14-滤波器(第3滤波器)，141-电阻元件，142-电容元件，15-Gm元件，16-电阻元件，20-量子化装置，30-D/A转换器，40-D/A转换器。

具体实施方式

以下，参照附图来说明实施本发明的最佳方式。

(第1实施方式)

图1表示第1实施方式的积分器的构成。该积分器10具有：运算放大器11、与运算放大器11的反相输入端连接的滤波器12、被连接在运算放大器11的反相输入端和输出端之间的滤波器13。滤波器12是2次低通滤波器，其具备了：串联连接的2个电阻元件121；以及一端连接在这些电阻元件的连接点上、另一端接地的电容元件122。滤波器13是2次高通滤波器，具备有：串联连接的2个电容元件131；以及一端连接在这些电容元件的连接点上、另一端接地的电阻元件132。

在积分器10中，输入电压为Vin，输出电压为Vout，电阻元件121的电阻值为R₁，电容元件122的电容值为C₁，电容元件131的电容值为C₂，电阻元件132的电阻值为R₂，电阻元件121和电容元件122间的连接点的电压为V₁，电容元件131和电阻元件132间的连接点的电压为V₂时，可导出以下的节点方程式，在此，s是拉普拉斯算子。

(数式1)

$\left\{\begin{array}{c}\frac{(V_1-V_{\mathrm{in}})}{R_1}+V_1\·s\·C_1+\frac{V_1}{R_1}=0\\ -\frac{V_1}{R_1}-V_2\·s\·C_2=0\\ V_2\·s\·C_2+\frac{V_2}{R_2}+(V_2-V_{\mathrm{out}})\·s\·C_2=0\end{array}\right.$

如果解开此节点方程式可导出以下积分器10的传递函数。

(数式2)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{1}{s^2{C}_2^2{R}_1{R}_2}\·\frac{(2s{C}_2{R}_2+1)}{(s{C}_1{R}_1+2)}$

在此，当C₁R₁＝4C₂R₂成立时，可导出以下传递函数。

(数式3)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{1}{2s^2{C}_2^2{R}_1{R}_2}$

即，通过适当设定电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值，可得到仅由1/S²的项来形成的传递函数。如此，根据本实施方式，用1个运算放大器11可构成2次积分器。另外，通过对本实施方式的积分器10进行多路复用则可构成4次以上的积分器。例如，对本实施方式的2个积分器10进行多路复用，可用2个运算放大器11来构成4次积分器。

(第2实施方式)

图2表示第2实施方式的积分器的构成。该积分器10具备了与图1的积分器10不同构成的滤波器12、13。即，滤波器12是n次低通滤波器，具备了：串联连接的3个以上的电阻元件121；以及一端连接在这些电阻元件的各连接点上、另一端被接地的电容元件122，电容元件122的个数比电阻元件121的个数少1个。滤波器13是n次高通滤波器，具备了：串联连接的3个以上的电容元件131；以及一端连接在这些电容元件的各连接点上、另一端接地的电阻元件132，电阻元件132的个数比电容元件131的个数少1个。

如果将电阻元件121及电容元件131的个数设为n，该积分器10的传递函数一般可用下式进行表示。其中，α、β、γ、τ、κ是由电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值所决定的常数。

(数式4)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Π}}}({\mathrm{\α}}_k+s\·{\mathrm{\τ}}_k)}{\mathrm{\γ}\·s^n\underset{k=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Π}}}({\mathrm{\β}}_k+s\·{\mathrm{\κ}}_k)}$

在此，通过使电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值之间满足规定的关系，在上述传递函数的分母及分子中，将从s到s^n-1的项都被消除后可得到只由1/sⁿ的项形成的传递函数。如此，根据本实施方式，可用1个运算放大器构成n次积分器。

在上述各实施方式中，在滤波器12上的2个电阻元件121也可为相互不同的电阻值。另外，滤波器13上的2个电容元件131也可以是相互不同的电容值。总之，通过使电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值之间满足规定的关系，可构成2次以上的积分器10。

(第3实施方式)

图3表示第3实施方式的积分器的构成。该积分器10是在图1或图2的积分器10的基础上追加了滤波器14。滤波器14具备了与滤波器12并联连接的电阻元件141及电容元件142。滤波器14在积分器10的输入和运算放大器11的反相输入端之间作为前馈通路起作用。由此，在该积分器10的输出上，除n次积分成分外还产生0次、1次及2次积分成分。可通过适当设定电阻元件141及电容元件142来调整各次的积分成分。

另外，也可省略电阻元件141及电容元件142的其中一方。例如，滤波器14仅由电阻元件141构成的情况下，在积分器10的输出上，除n次积分成分外使之产生1次的积分成分。在滤波器14仅由电容元件142构成的情况下，在积分器10的输出上，可使之产生0次及1次的积分成分。

(第4实施方式)

图4表示第4实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC具备：图1的积分器10、对积分器10的输出进行量子化的量子化装置20；将量子化装置20的数字输出转换成电流信号并向滤波器12中的电阻元件121的连接点进行反馈的D/A转换器30；将量子化装置20的数字输出转换成电流信号并向滤波器13中的电容元件131的连接点进行反馈的D/A转换器40。在此，如果设D/A转换器30的输出电流为I₁，D/A转换器40的输出电流为I₂，可导出以下的节点方程式。

(数式5)

$\left\{\begin{array}{c}-I_1+\frac{(V_1-V_{\mathrm{in}})}{R_1}+V_1\·s\·C_1+\frac{V_1}{R_1}=0\\ -\frac{V_1}{R_1}-V_2\·s\·C_2=0\\ -I_2+V_2\·s\·C_2+\frac{V_2}{R_2}+(V_2-V_{\mathrm{out}})\·s\·C_2=0\end{array}\right.$

如果解开此节点方程式，积分器10的输出电压V_out和电流I₁的关系可用以下方程式来表示。

(数式6)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{1}{s^2{C}_2^2{R}_2}\·\frac{(2s{C}_2{R}_2+1)}{(s{C}_1{R}_1+2)}$

在此，当C₁R₁＝4C₂R₂成立时，可导出以下关系式。

(数式7)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{I_1}=-\frac{1}{2s^2{C}_2^2{R}_2}$

在此，省略详细计算过程，积分器10的输出电压V_out和电流I₂的关系可导出以下式。

(数式8)

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{I_2}=-\frac{1}{s{C}_2}$

即，通过适当设定电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值，将D/A转换器30的输出向滤波器12中的电阻元件121的连接点进行反馈，可进行2次积分操作。另外，将D/A转换器40的输出向滤波器13中的电容元件131的连接点进行反馈，可进行1次积分操作。

如此，根据本实施方式，用1个运算放大器11可构成具有2次滤波特性(量子化噪声去除特性)的过采样A/D转换器。通过对积分器10进行多路复用，可构成发挥4次以上的滤波特性的过采样A/D转换器。例如，通过对2个积分器10进行多路复用，用2个运算放大器11可构成发挥4次滤波特性的过采样器A/D转换器。

(第5实施方式)

图5表示第5实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC具备有：图2的积分器10；对积分器10的输出进行量子化的量子化装置20；将量子化20的数字输出转换成电流信号并向滤波器12中的电阻元件121的各连接点进行反馈的多个D/A转换器30；将量子化20的数字输出转换成电流信号并向滤波器13中的电容元件131的各连接点进行反馈的多个D/A转换器40。如上所述，通过使电阻元件121、132和电容元件122、131的各元件值之间满足规定的关系，积分器10可发挥n次积分特性。根据本实施方式，通过1个运算放大器11可构成发挥n次滤波特性的过采样A/D转换器。

(第6实施方式)

图6表示第6实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC具备有：一般的1次积分器10’及2次谐振器10A、10A’，作为整体，发挥5次滤波特性。另外，在图6中，在各元件旁边所表示的记号表示了各元件值。谐振器10A、10A’是在图1的积分器10上追加了Gm元件(跨导元件)15。Gm元件15将运算放大器11的输出向滤波器12中的电阻元件的连接点进行反馈。

图7表示将谐振频率近旁的5MHz的正弦波输入至如图6所示的谐振器10A时，谐振器10A的过度响应的模拟结果。在此，运算放大器11的增益为70dB、GBW为200MHz。从模拟结果可知，谐振器10A不振荡。

(第7实施方式)

图8表示第7实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC是将图6的CTDS-ADC的谐振器10A、10A’中的Gm元件15置换成电阻元件16后的构成。

图9表示了将谐振频率近旁的5MHz的正弦波输入至如图8所示的谐振器10A时，谐振器10A的过度响应的模拟结果。在此，运算放大器11的增益为70dB、GBW为200MHz。从模拟结果可知，谐振器10A不振荡。而且，如果与图7的图比较可知，本实施方式的谐振器10A要比第6实施方式的谐振器10A的过度响应特性好。

(第8实施方式)

图10表示第8实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC具备：一般的1次积分器10’及3次谐振器10A，作为整体，发挥4次滤波特性。

谐振器10A是在图2的积分器10上追加了3个Gm元件15。各Gm元件15将运算放大器11的输出向滤波器12中的电阻元件的各连接点进行反馈。与图5的CTDS-ADC同样，将3个D/A转换器30各自的输出分别向滤波器12中的电阻元件的各连接点进行反馈。另一方面，与图5的CTDS-ADC不同，D/A转换器40的输出不是被反馈到滤波器13中的电容元件的各连接点，而是被反馈到运算放大器11的反相输入端。如此，根据本实施方式，利用总数较少的D/A转换器即可，所以可降低电路规模及功耗。

另外，Gm元件15也可以置换为电阻元件。而且，也没有必要对滤波器12中的电阻元件的所有连接点连接Gm元件15或电阻元件。即，只要将运算放大器11的输出通过Gm元件或电阻元件向滤波器12中的电阻元件的至少一个连接点进行反馈就可构成谐振器。

(第9实施方式)

图11表示第9实施方式的CTDS-ADC的构成。本实施方式的CTDS-ADC具备：一般的1次积分器10’及2次谐振器10A，作为整体，发挥3次滤波特性。谐振器10A是在图3的积分器10上追加了将运算放大器11的输出向滤波器12中的电阻元件的连接点进行反馈的电阻元件16。

在谐振器10A中，滤波器14作为在谐振器10A的输入和运算放大器11的反相输入端之间的前馈通路而起作用。因此，即使不将量子化装置20的输出向滤波器12中的电阻元件的连接点进行反馈，该CTDS-ADC的相位补偿也是可能的。因此，根据本实施方式，可更进一步削减D/A转换器，从而可进一步降低电路规模及功耗。

另外，电阻元件16也可置换为Gm元件。也可省略电阻元件16。在这种情况下的CTDS-ADC可发挥在量子化噪声的传输特性上不具有零点的滤波特性。

另外，在上述各实施方式中，可通过开关电容器电路来构成各电阻元件。由此，可使积分器10及谐振器10A、10A’形成离散型滤波器。离散型滤波器可由电容比来决定电路的传递函数，所以可提高过滤精度。

(产业上的利用可能性)

本发明的积分器、谐振器及过采样A/D转换器，由于能以较小规模和低功耗来发挥高次积分特性及滤波特性，所以，适用于便携式通信设备。

Claims (9)

1.一种积分器，其特征在于，具有：

运算放大器；

第1滤波器，其连接在输入端与上述运算放大器的反相输入端之间；和

第2滤波器，其被连接在上述运算放大器的反相输入端和输出端之间，

其中，

上述第1滤波器具有串联连接的n个电阻元件、以及一端与相邻的上述电阻元件之间的各连接点连接而另一端接地的n-1个电容元件，n为2以上的整数；

上述第2滤波器具有串联连接的n个电容元件、以及一端与相邻的上述电容元件之间的各连接点连接而另一端接地的n-1个电阻元件。

2.根据权利要求1所述的积分器，其特征在于：

具有第3滤波器，该第3滤波器至少具有与上述第1滤波器并联连接的电阻元件及电容元件中的其中一个。

3.根据权利要求1或2所述的积分器，其特征在于：

上述电阻元件的任何一个替换成开关电容电路。

4.一种谐振器，其特征在于，

具有：

权利要求1或2任意一项所述的积分器；以及

在上述第1滤波器中的上述电阻元件的连接点的至少一个与上述运算放大器的输出端之间所连接的至少一个G m元件或电阻元件。

5.一种过采样A/D转换器，其特征在于，具有：

权利要求1所述的积分器；

量子化装置，其对上述积分器的输出进行量子化；

n-1个D/A转换器，将上述量子化装置的数字输出转换成电流信号并向上述第1滤波器中的相邻的上述电阻元件之间的各连接点进行反馈；以及

n-1个D/A转换器，将上述量子化装置的数字输出转换成电流信号并向上述第2滤波器中的相邻的上述电容元件之间的各连接点进行反馈。

6.一种过采样A/D转换器，其特征在于，具有：

权利要求1所述的积分器；

量子化装置，其对上述积分器的输出进行量子化；

n-1个D/A转换器，将上述量子化装置的数字输出转换成电流信号并向上述第1滤波器中的相邻的上述电阻元件之间的各连接点进行反馈；以及

D/A转换器，其将上述量子化装置的数字输出转换成电流信号并向上述运算放大器的反相输入端进行反馈。

7.一种过采样A/D转换器，其特征在于，具有：

权利要求2所述的积分器；

量子化装置，其对上述积分器的输出进行量子化；以及

D/A转换器，其将上述量子化装置的数字输出转换成电流信号并向上述积分器的输入侧进行反馈。

8.根据权利要求5至7中任意一项所述的过采样A/D转换器，其特征在于：

具有在上述第1滤波器中的上述电阻元件的连接点的至少一个与上述运算放大器的输出端之间所连接的至少一个G m元件或电阻元件。

9.一种谐振器，其特征在于，

具有：

权利要求3所述的积分器；以及

在上述第1滤波器中的上述开关电容电路的连接点的至少一个与上述运算放大器的输出端之间所连接的至少一个G m元件或电阻元件。

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