CN103762980A - 一种高稳定性噪声抑制增强σδ调制器结构 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器结构，在传统的∑Δ调制器结构上增加了z域传输函数为G(z)＝z^-1的噪声抑制增强单元，∑Δ调制器结构中量化器输出和量化器输入的差值与前向通道的积分环路的输出作和，该和值作为噪声抑制增强单元的输入，噪声抑制增强单元的输出作为量化器的输入。该结构能在不增加积分器个数或者减少积分器个数的情况下，使得噪声得到更高阶抑制，同时，结合改变的积分器函数使得高阶调制器对增益误差更加不敏感，噪声得到高阶抑制的同时使得调制器结构更加稳定。

Description

一种高稳定性噪声抑制增强ΣΔ调制器结构

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，特别涉及一种高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器结构。

背景技术

近十年以来，大量通信服务以及无线标准收发器，都把重点放在宽带处理以适应越来越高的数据吞吐率。与此同时，便携移动通信电子应用的高速发展更是推动发展了低功、低成本、长待机、高性能等的系统要求。这两种要求都使得数字信号处理(DSP)逐步替代模拟信号处理，并与模拟信号处理集成在同一个单独的芯片中。而作为数据转换的重要组成部分的模数转换器(ADC)，被推动着进一步更接近天线。高速、高精度、低功耗以及更健壮的实现模拟信号的数字形式表达对ADC提出了高要求。

模数转换器主要发展出奈奎斯特(Nyquist)型和过采样(Oversampling)型两种类型。从具体电路架构上，Nyquist型又主要分为快闪(Flash)、流水线(Pipeline)、逐次逼近(Successive Approximation Converter，SAR)三种类型，而Oversampling型则分为离散时间(Discrete Time Sigma Delta Modulator，DTSDM)和连续时间(Continuous Time Sigma Delta Modulator，CTSDM)两种类型。

Nyquist型ADC遵循采样定理，即采用两倍信号频率的采样时钟，这种转换器的线性度和精度通常是由模拟元器件(如电容、电阻、电流镜等)的绝对精度和匹配精度决定，受工艺等因素影响大。而随着半导体工艺不断发展，器件尺寸不断减小，时钟频率的逐步提高，金属氧化物半导体(MOS)管的小尺寸效应更为明显，这就增大了元器件的绝对误差和匹配误差，使Nyquist转换器很难达到很高的精度，同时还将增加设计难度和成本。

在这种趋势下，Oversampling型的ADC体现出了很大的优势。Oversampling型ADC主要由∑Δ调制器(Sigma Delta Modulator，SDM)和数字滤波器构成。SDM通过应用过采样和噪声整形两种信号处理的方法，使用很高的采样频率，将模数转换的量化噪声的噪底降低，通过噪声整形将大部分的量化噪声搬移到高频处，再通过数字滤波器进行降采样和滤除噪声，这样实现高精度。其中，SDM一般使用模拟电路实现，由于应用了信号处理的思想，SDM的性能对工艺的绝对误差及匹配精度的敏感度比Nyquist型的ADC低很多，而且滤波部分使用数字滤波器，更加契合现代半导体工艺的发展方向。SigmaDelta ADC主要是通过过采样和噪声整形将大部分的量化噪声功率搬移到高频部分，再利用数字滤波器将量化噪声滤除，从而实现高精度。Sigma Delta ADC的精度主要由过采样倍数和噪声整形的阶数来决定。过采样倍数越高，量化噪声的噪声谱密度越低，噪声整形的阶数越高，信号带内的噪声被抑制的越多，从而提高输出的信噪比。

提高Sigma Delta ADC的性能可以通过提高过采样率和提高噪声整形的阶数来实现。过采样率越高，对积分器中运放的带宽要求越高，从而导致更大的功耗和面积。通过级联方式可以来实现提高噪声整形的阶数，但是传统方式每增加一级噪声整形阶数就会相应增加一个积分器，多个积分器的使用不仅会使得整个调制器环路不稳定而且增大了面积和功耗。所以，如果可以在不增加积分器的情况下实现整形阶数的增加并且保持环路的稳定性非常具有价值。

如图1所示为传统二阶CRFB结构∑Δ调制器结构，其中H₁(z)、H₂(z)为调制器前向通道中依次连接的不同的积分器函数。传统的二阶CRFB结构需要使用不同的积分函数，其中H₁(z)是谐振器，H₂(z)是积分器；

得到的信号传输函数和噪声传输函数：

$\mathrm{STF}=\frac{a_1{H}_1{H}_2}{1+a_2{H}_2+a_1{H}_1{H}_2}=\frac{a_1{z}^{-1}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}$

$\mathrm{NTF}=\frac{1}{1+a_2{H}_2+a_1{H}_1{H}_2}=\frac{{(1-z^{-1})}^2}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}$

如图6所示为一阶理想调制器结构。前向通道为积分器H(z)与量化器连接，还包括反馈DAC回路。该一阶调制器结构使用

调制器的传输函数为：

$\mathrm{STF}=\frac{H\left(z\right)}{1+H\left(z\right)}=z^{-1},\mathrm{NTF}=\frac{1}{1+H\left(z\right)}=(1-z^{-1}).$

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提供一种高稳定性噪声抑制增强的∑Δ调制器，在不增加积分器以及不明显增加面积和功耗的情况下，该调制器的噪声抑制阶数比传统的∑Δ调制器具有更强的噪声抑制。

技术方案：一种高稳定性噪声抑制增强的n阶∑Δ调制器结构，包括积分环路和量化器；所述积分环路包括串联连接的a个积分器和b个谐振器，所述积分器和谐振器个数满足a+b＝n；第n个积分器或谐振器的输出作为所述积分环路的输出，模拟信号作为所述积分环路的输入；还包括z域传输函数为G(z)＝z^-1的噪声抑制增强单元；所述量化器输出和量化器输入的差值与所述积分环路的输出作和，所述和值作为噪声抑制增强单元的输入，所述噪声抑制增强单元的输出作为所述量化器的输入，所述量化器输出调制信号；其中n为正整数。

作为本发明的改进，所述积分环路还包括z域传递函数为的谐振器。

一种基于上述∑Δ调制器结构的高稳定性噪声抑制增强的级联调制器结构，包括级联的m级所述高稳定性噪声抑制增强的n阶∑Δ调制器结构，模拟信号作为第一级调制器的输入，前一级调制器的量化噪声作为下一级的输入，最后一级调制器与前级调制器组合输出调制信号；其中，m≥2，m取正整数。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

(1)本发明提出的调制器结构不需要增加积分器的个数就能实现噪声调制阶数的增加，从而提高整体调制器噪声抑制的性能。这样能大大节省高阶调制器的面积和功耗。

(2)本发明中在结合改变基本积分单元成为谐振器和积分器的组合，而不单使用积分器单元，在使用噪声抑制增强单元提高噪声抑制阶数的同时，使得高阶调制器对增益误差更加不敏感，保证了调制器环路的稳定性。

(3)本发明采用的结构不需要增加积分器，通过简单的硬件单元比如D触发器即能实现噪声抑制增强，电路简单易实现。

附图说明

图1为传统二阶CRFB结构∑Δ调制器。

图2为本发明提出的减少积分器的二阶高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器结构实现方式。

图3为本发明中使用的谐振器单元。

图4为传统二阶∑Δ调制器噪声调制的输出频谱。

图5为本发明提出的二阶高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器输出的信号频谱。

图6为传统的一阶理想∑Δ调制器。

图7为本发明的提出的一阶高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器结构实现方式。

图8是传统一阶∑Δ调制器噪声调制的输出频谱。

图9为本发明的一阶高稳定性噪声抑制增强∑Δ调制器输出的信号频谱；

图10为本发明的一种高稳定性噪声抑制增强的2-1型级联调制器结构示意图；

图4、图5、图8和图9都是在加入幅度为0.5V，频率为10.164K的sin信号，抽样频率取为11.2896M，OSR为256，65536点下FFT测试得到。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

实施例1：一种高稳定性噪声抑制增强的二阶∑Δ调制器结构，前向通道由依次连接的积分环路、噪声抑制增强单元、量化器组成；积分环路由依次连接的第一谐振器、第二谐振器组成。第一谐振器的输入作为积分环路的输入，第二谐振器的输出作为积分环路的输出。输入模拟信号与反馈量化器输出信号在第一谐振器之前相减，其差值输入第一谐振器；第一谐振器的输出与反馈DAC回路的输出作差后输入到第二谐振器；量化器输出和量化器输入的差值与第二谐振器的输出作和，该和值作为噪声抑制增强单元的输入，噪声抑制增强单元的输出作为量化器的输入，量化器输出就是整个调制器输出。其中输入信号为插值滤波器输出信号。为量化器量化误差的线性表示形式，对于多比特结构可视为白噪声，为调制器输出信号。

使用X、Y、Z和W表示各节点信号值，用z域表示整个调制器结构时，调节器的输入信号U(z)和输出信号V(z)先进行做差得到U(z)-V(z)；U(z)-V(z)经过积分环路，得到输出为H(z)[U(z)-V(z)]；H(z)[U(z)-V(z)]与噪声反馈回路的输出W-V(z)相加得到Z；Z送入噪声抑制增强单元G(z)得到W，W输入到量化器进行量化，得到最终的输出V(z)。

其中X表示第一谐振器的输出端节点信号值，Y表示第二谐振器的输出端节点信号值，Z表示噪声抑制增强单元输入端节点信号，W表示量化器输入端节点信号，下面在z域进行调节器传输函数推导：

X＝b₁H₁(U-V)

Y＝H₂(X-a₂V)

Z＝Y+(W-V)

W＝GZ

V＝E+W

其中，b₁、a₂分别为第一谐振器和第二谐振器的搭配系数。

整合这5个节点表达式，为了增强高阶调制器的稳定性，这里H₁(z)、H₂(z)全部使用图3所示的谐振器结构，得到调节器信号传输函数和噪声传输函数如下：

$\mathrm{STF}=\frac{a_1{H}_1{H}_{2}G}{1+a_2{H}_{2}G+a_1{H}_1{H}_{2}G}=\frac{a_{1}G}{{(1-z^{-1})}^2+a_{2}G(1-z^{-1})+a_{1}G}$

$\mathrm{NTF}=\frac{1-G}{1+a_2{H}_{2}G+a_1{H}_1{H}_{2}G}=\frac{{(1-G)(1-z^{-1})}^2}{{(1-z^{-1})}^2+a_{2}G(1-z^{-1})+a_{1}G}$

该谐振结构可以是一个简单的延时器如D触发器，使得G(z)＝z^-1，

可以得到 $\mathrm{NTF}=\frac{{(1-z^{-1})(1-z^{-1})}^2}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}};$

而 $\mathrm{STF}=\frac{a_1{z}^{-1}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}$ 不变。

可以看出，在不改变信号传输函数的情况下，本发明对于二阶调制器，使用G(z)＝z^-1可以对二阶调制器结构进行三阶噪声调制。并且，H₁(z)和H₂(z)均可以使用谐振器结构，简单易行，并提高环路稳定性。

如图4、图5分别为传统的二阶∑Δ调制器输出的信号频谱和本发明的二阶∑Δ调制输出的信号频谱。对比具体结构实现以及频谱图，可以发现本发明的调制器噪声整形效果在高于传统结构的同时保证了很强的稳定性，本发明的优点很明显。

在本实施例中，积分环路还可以使用谐振器

与积分器

搭配各系数级联形成，而不全部使用积分器实现，优点在于较少的积分器增强调制器的稳定性。对于更高阶的∑Δ调制器结构，相对于本发明的高稳定性噪声抑制增强的二阶∑Δ调制器结构，只需在积分环路部分加入积分器即可实现相对于同阶调制器的更高阶噪声调制效果。

实施例2：

如图7所示，一种高稳定性噪声抑制增强的一阶∑Δ调制器结构，前向通道由依次连接的谐振器H(z)、噪声抑制增强单元G(z)、量化器组成。输入模拟信号与反馈量化器输出信号在积分器前相减，其差值输入积分器；量化器输出和量化器输入的差值与积分器的输出作和，该和值作为噪声抑制增强单元的输入，噪声抑制增强单元的输出作为量化器的输入，量化器输出就是整个调制器输出。其中输入信号为插值滤波器输出信号。为量化器量化误差的线性表示形式，对于多比特结构可视为白噪声，为调制器输出信号。

可以得到该一阶调制器的信号传输函数和噪声传输函数为：

$\mathrm{STF}=\frac{G\left(z\right)H\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)},\mathrm{NTF}=\frac{1-G\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)}.$

使用谐振器单元

可以得到：

$\mathrm{STF}=\frac{G\left(z\right)H\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)}=z^{-1},\mathrm{NTF}=\frac{1-G\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)}={(1-z^{-1})}^2.$

而传统一阶调制器结构使用积分器它的传输函数为：

$\mathrm{STF}=\frac{H\left(z\right)}{1+H\left(z\right)}=z^{-1},\mathrm{NTF}=\frac{1}{1+H\left(z\right)}=(1-z^{-1}).$

对比发现，本发明提出的噪声抑制增强单元使得一阶∑Δ调制器噪声抑制阶数也提高一阶。如图8和图9所示，分别为传统的一阶∑Δ调制器输出的信号频谱和本发明的一阶∑Δ调制输出。

实施例3：

一种高稳定性噪声抑制增强的2-1型级联调制器结构，包括级联的两级高稳定性噪声抑制增强的∑Δ调制器结构，第一级为实施例1中的高稳定性噪声抑制增强的二阶∑Δ调制器结构，第二级为实施例2中的高稳定性噪声抑制增强的一阶∑Δ调制器结构。模拟信号作为第一级调制器的输入，第一级调制器的量化噪声作为第二级的输入，两级调制器通过函数组合输出调制信号。如图10所示。其中NTF₁，NTF₂分别是第一级结构和第二级结构的噪声传输函数。STF₁，STF₂第一级结构和第二级结构的信号传输函数。

MASH结构对应的传输函数推导如下：

V₂(z)＝STF₂U+NTF₂E₂

V₁(z)＝STF₁E₂+NTF₁E₁

V＝H₂V₂-H₁V₁

其中，V₂为第一级2阶∑Δ调制器的量化器输出值，V₁为第二级1阶∑Δ调制器的量化器输出值，STF₂、NTF₂分别为第一级2阶∑Δ调制器信号传输函数和噪声传输函数，STF₁、NTF₁分别为第二级1阶∑Δ调制器信号传输函数和噪声传输函数，E₂为第一级2阶∑Δ调制器的量化噪声，E₁为第二级1阶∑Δ调制器的量化噪声，H₂为第一级二阶调制器的数字滤波器级，H₁为第二级一阶滤波器的数字滤波器级，U为级联调制器的输入信号，V为级联调制器的输出的调制信号。

按照MASH结构理论，对于2-1结构，为了消除前一级的量化噪声，我们使得H₂＝STF₁，H₁＝NTF₂，可以得到：

V＝H₂STF₂U-H₁NTF₁E₁＝STF₁STF₂U-NTF₁NTF₂E₁。

使用实例1和实例2的结果，对于传统结构，即：

${\mathrm{STF}}_2=\frac{a_1{z}^{-1}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}},{\mathrm{NTF}}_2=\frac{{(1-z^{-1})}^2}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}$

${\mathrm{STF}}_1=\frac{H\left(z\right)}{1+H\left(z\right)}=z^{-1},{\mathrm{NTF}}_1=\frac{1}{1+H\left(z\right)}=(1-z^{-1})$

$V=\frac{a_1{z}^{-2}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}U-\frac{{(1-z^{-1})}^3}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}{E}_1.$

对于加入噪声抑制增强单元的优化结构，为：

${\mathrm{STF}}_2=\frac{a_1{z}^{-1}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}},{\mathrm{NTF}}_2=\frac{{(1-z^{-1})(1-z^{-1})}^2}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}$

${\mathrm{STF}}_1=\frac{G\left(z\right)H\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)}=z^{-1},{\mathrm{NTF}}_1=\frac{1-G\left(z\right)}{1+G\left(z\right)H\left(z\right)}={(1-z^{-1})}^2$

$V=\frac{a_1{z}^{-2}}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}U-\frac{{(1-z^{-1})}^5}{{(1-z^{-1})}^2+a_2{z}^{-1}(1-z^{-1})+a_1{z}^{-1}}{E}_1.$

对于使用MASH结构得到的更高阶调制器情况，对比上述两个等式，可以得到，使用本发明所添加的噪声抑制增强单元，使得原本3阶噪声抑制变为5阶噪声抑制，使MASH结构的噪声抑制得到大大增强。可以在不增加积分器阶数或者减少积分器个数情况下，相应改变积分环路，使用谐振器与积分器的系数组合来搭配形成积分环路函数，不需要改变G(z)，就可得到同阶调制器的更高阶噪声调制，并且提高原结构的稳定性。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种高稳定性噪声抑制增强的n阶∑Δ调制器结构，包括积分环路和量化器；所述积分环路包括串联连接的a个积分器和b个谐振器，所述积分器和谐振器个数满足a+b＝n；第n个积分器或谐振器的输出作为所述积分环路的输出，模拟信号作为所述积分环路的输入；其特征在于：还包括z域传输函数为G(z)＝z^-1的噪声抑制增强单元；所述量化器输出和量化器输入的差值与所述积分环路的输出作和，所述和值作为噪声抑制增强单元的输入，所述噪声抑制增强单元的输出作为所述量化器的输入，所述量化器输出调制信号；其中n为正整数。

2.根据权利要求1所述的高稳定性噪声抑制增强的n阶∑Δ调制器结构，其特征在于：所述谐振器的z域传递函数为

3.一种基于权利要求1所述∑Δ调制器结构的高稳定性噪声抑制增强的级联调制器结构，其特征在于：包括级联的m级所述高稳定性噪声抑制增强的n阶∑Δ调制器结构，模拟信号作为第一级调制器的输入，前一级调制器的量化噪声作为下一级的输入，最后一级调制器与前级调制器组合输出调制信号；其中，m≥2，m取正整数。

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