CN104883189A - 包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：包括第一级调制器、第二级调制器及一条级间模拟路径；所述第一级调制器与第二级调制器级联；该路径包含一个系数模块、一个单位延时模块。本发明实现了4阶噪声整形功能。使得改进结构增加了一阶噪声整形功能，噪声抑制能力大大提高；其次，减少了积分器的使用，从而降低了电路功耗和系统时序的复杂度，节约了版图面积；在增加系统信噪比的同时，保证了系统的输入过载值和系统的稳定性没有较大的改变。与现有调制器相比更能满足高精度、低功耗的应用需求，在音频、传感等领域将会有巨大的发展空间。

Description

包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器

技术领域

本发明涉及一种级联结构调制器电路，具体涉及一种包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器。

背景技术

目前，在对转换精度要求较高的音频系统、传感器系统等一些领域，传统奈奎斯特ADC已经很难满足要求，Sigma-Delta ADC逐渐成为应用最为广泛的ADC器件。实现Sigma-Delta ADC主要功能的核心模块是调制器模块。为了满足高精度的需要通常可采用高阶单环调制器结构或者MASH(级联)调制器结构两种设计方案。高阶单环调制器结构电路简单，仅有一个反馈环路且输出信号噪声小，然而随着积分器个数的增加极易引起系统不稳定。MASH结构在具备高阶噪声整形能力的同时每一级都采用固有稳定的低阶结构，保证了整体系统的稳定性，这一特点也使得其在低过采样率的宽带应用中成为一个很好的选择方案。

对于MASH结构，电路形式较为复杂，电路中器件也更多，增加了版图设计的难度和芯片的面积。然而MASH调制器结构总的噪声整形阶数等于每级阶数相加，前一级的量化噪声作为后一级的输入信号，在理想的情况下，假设模拟电路具有很高的精确度，则除了最后一级，其它各级的量化误差都将被后续的数字信号处理逻辑消除。因此，理想的调制器输出将只包含最后一级的量化误差，前面各级仅仅是起到了信号传递的作用，但却极大的增加了设计的复杂度、提高了芯片的成本。出于这方面的考虑，若是能通过改进电路结构使得前面的各级也能具有噪声整形功能，便可以进一步增加电路的利用率。

发明内容

本发明的目的是提出一种新的级联结构调制器电路，可以显著减少带内量化噪声。

本发明采用以下技术方案实现：一种包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：包括第一级调制器、第二级调制器及一条级间模拟路径；所述第一级调制器与第二级调制器级联；所述第一级调制器包括环路滤波器、第一量化器及第一反馈环路；所述环路滤波器的输入接输入信号X(z)，所述环路滤波器的输出接第一量化器的输入，所述反馈环路为第一量化器的输出反馈至环路滤波器的输入，所述第一级调制器的信号传递函数STF₁(z)，噪声传递函数为NTF₁(z)；所述第二级调制器包括加法器、积分器模块、第二量化器和第二反馈环路；所述加法器的输入接第一量化器的输出，所述加法器、积分器模块、第二量化器依次连接；所述第二反馈环路为第二量化器的输出反馈至加法器的输入，所述第二级调制器的信号传递函数STF₂(z)，噪声传递函数为NTF₂(z)；所述级间模拟路径由积分器模块前端连接到第一量化器前端；该路径包括一个系数模块h、一个单位延时模块z^-1。

在本发明一实施例中，所述环路滤波器由两个积分器组成，所述积分器传递函数表示ITF(z)＝z^-1/(1-z^-1)。

在本发明一实施例中，所述第一量化器为一比较器。

在本发明一实施例中，所述Sigma-Delta调制器的输出信号为：

Y(z)＝Y₁(z)+Y₂(z)

＝[STF₁(z)X(z)+NTF₁(z)E₁(z)-hz^-1NTF₁(z)NTF₂(z)E₂(z)]STF_2d(z)

+[-STF₂(z)E₁(z)+NTF₂(z)E₂(z)]NTF_1d(z)

＝STF₁(z)STF_2d(z)X(z)

+[NTF₁(z)STF_2d(z)-STF₂(z)NTF_1d(z)]E₁(z)

+[NTF_1d(z)NTF₂(z)-hz^-1NTF₁(z)NTF₂(z)]E₂(z)；

其中，E₁(z)、E₂(z)分别为第一调制器、第二调制器的量化噪声，Y₁(z)、Y₂(z)分别表示第一级调制器输出信号和第二级调制器输出信号，且有：

STF_2d(z)＝STF₂(z)，NTF_1d(z)＝NTF₁(z)，STF₁(z)＝STF₂(z)＝1，NTF₁(z)＝(1-z^-1)²，NTF₂(z)＝1-z^-1，

当h取1的时候有：

$\begin{array}{c}\stackrel{h=1}{\→}Y\left(z\right)=\mathrm{ST}{F}_1\left(z\right){\mathrm{STF}}_2\left(z\right)X\left(z\right)+\mathrm{NT}{F}_1\left(z\right){\mathrm{NTF}}_2\left(z\right)(1-{\mathrm{hz}}^{-1})E_2\left(z\right)\\ =X\left(z\right)+N{\mathrm{TF}}_1\left(z\right){\mathrm{NTF}}_2\left(z\right)(1-z^{-1})E_2\left(z\right)\\ =X\left(z\right)+{(1-z^{-1})}^4{E}_2\left(z\right)\end{array}.$

与现有技术相比，本发明具有以下优点：本发明提出了一个基于传统MASH2-1结构的创新结构，通过在MASH 2-1结构的两级间增加一条模拟级间路径，使得改进结构增加了一阶噪声整形功能，噪声抑制能力大大提高。其次，减少了积分器的使用，从而降低了电路功耗和系统时序的复杂度，节约了版图面积；；在增加系统信噪比的同时，保证了系统的输入过载值和系统的稳定性没有较大的改变，虽然增加的级间路径中包含的系数模块h在实际实现中会存在误差因素，但也没有降低系统的噪声整形功能；更能满足高精度、低功耗的应用需求，在音频、传感等领域将会有巨大的发展空间。

附图说明

图1为本发明系统框图。

图2为本发明一实施例单位延时模块电路结构图。

图3为本发明应用于MASH 2-1结构的系统框图。

图4为本发明的输出信号频谱波形。

图5为本发明的SNDR随输入信号幅度变化曲线。

图6为本发明的SNDR随系数模块h变化曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步说明。

本发明提出了一种新的级联结构调制器电路，可以显著减少带内量化噪声。在原有的基本MASH结构的基础上，通过在调制器的两级间增加一条额外的模拟路径，可实现调制器的噪声整形阶数增加一阶。在具备高噪声抑制能力的同时也提高了电路的利用率，简化了电路的复杂度。

Sigma-Delta调制器的输出—输入频域表达式如(1)

Y(z)＝STF(z)X(z)+NTF(z)E(z)

                             (1)

其中Y(z)为系统的输出信号，X(z)为输入信号，E(z)为系统量化噪声信号。STF(z)为系统的信号传递函数，NTF(z)为系统的噪声传递函数。一个理想的低通(LP)、L阶调制器的输出频域的表达式如(2)

Y(z)＝z^-LX(z)+(1-z^-1)^LE(z)                             (2)

由表达式(2)可以知道调制器的噪声传递函数NTF(z)＝(1-z^-1)^L，具有L阶噪声整形功能。本发明提出的新的级联结构调制器系统如图1所示。

该Sigma-Delta调制器包括第一级调制器及第二级调制器；所述第一级调制器与第二级调制器级联；所述第一级调制器包括环路滤波器、第一量化器及第一反馈环路；所述环路滤波器的输入接输入信号X(z)，所述环路滤波器的输出接第一量化器的输入，所述反馈环路为第一量化器的输出反馈至环路滤波器的输入，所述第一级调制器的信号传递函数STF₁(z)，噪声传递函数为NTF₁(z)；所述第二级调制器包括加法器、积分器模块、第二量化器和第二反馈环路；所述加法器的输入接第一量化器的输出，所述加法器、积分器模块、第二量化器依次连接；所述第二反馈环路为第二量化器的输出反馈至加法器的输入，所述第二级调制器的信号传递函数STF₂(z)，噪声传递函数为NTF₂(z)；还包括一级间模拟路径，所述级间模拟路径由积分器模块前端连接到第一量化器前端；该路径包括一个系数模块h、一个单位延时模块z^-1。其中单位延时模块z^-1的具体电路图参见图2，图2中C₁、C₂电容值相等，给开关Φ₁、Φ₂、Φ₀₁、Φ₀₂、Φ₁₁、Φ₁₂提供合适的时序，使得C₁、C₂能够交替采样输入信号电压值并将其保持一个时钟周期后输出，从而实现z^-1功能。系数模块h将通过z^-1模块中的电容C₁(或C₂)与第二级积分器前部加法器中运算放大器反馈回路上的积分电容的比值来实现。

在本发明一实施例中，所述环路滤波器由两个积分器组成，所述积分器传递函数表示ITF(z)＝z^-1/(1-z^-1)。

在本发明一实施例中，所述第一量化器为一比较器。

该系统中X(z)为输入信号，E₁(z)、E₂(z)为量化噪声，Y(z)为输出信号。L_n1(z)和L_s1(z)模块、加法器、量化器Q₁以及反馈环路组成级联结构的第一级，其信号和噪声传递函数分别表示为STF₁(z)、NTF₁(z)。其中L_n1(z)和L_s1(z)模块表示第一级调制器的环路滤波器，对于低通输入信号，滤波器模块通常用一个或几个积分器来实现，积分器传递函数表示为ITF(z)＝z^-1/(1-z^-1)。积分器的个数即为调制器阶数L。滤波器将噪声推出信号带外，从而实现噪声整形。量化器对信号进行量化，通常由比较器来实现。量化过程中产生的量化噪声在频域模型中等效为加性白噪声。积分器模块、加法器、量化器Q₂和反馈环路组成第二级，相应的传递函数表示为STF₂(z)、NTF₂(z)。第一级的量化噪声E₁(z)作为第二级的输入信号。STF_2d(z)和NTF_1d(z)组成数字消除逻辑模块，为了消除E₁(z)保留E₂(z)，要求数字模块和模拟部分有较好的匹配效果，使得STF_2d(z)＝STF₂(z)、NTF_1d(z)＝NTF₁(z)。除此之外还具有一条级间模拟路径，如图1虚线内所示。该路径由第二级积分器前端连接到第一级的量化器前端。该路径上包含一个系数模块h、一个单位延时模块z^-1。将第一级中环路滤波器和数字逻辑模块用具体的结构实现，得到电路结构如图3。

图3中除了级间路径之外的基本结构为一个MASH 2-1结构。该结构第一级为信号传递函数STF₁(z)等于1，噪声整形阶数L₁等于2(2个积分器)，NTF₁(z)＝(1-z^-1)²的单环结构。第二级为信号传递函数STF₂(z)等于1，噪声整形阶数L₂等于1(1个积分器)，NTF₂(z)＝1-z^-1的单环结构。这个基本MASH 2-1结构的噪声整形阶数为L＝3阶。增加的级间路径使该级联结构噪声传递函数增加了一阶，即具有4阶噪声整形功能。由图3推导该系统的输出信号表达式如下：

Y(z)＝Y₁(z)+Y₂(z)

＝[STF₁(z)X(z)+NTF₁(z)E₁(z)-hz^-1NTF₁(z)NTF₂(z)E₂(z)]STF_2d(z)

+[-STF₂(z)E₁(z)+NTF₂(z)E₂(z)]NTF_1d(z)

＝STF₁(z)STF_2d(z)X(z)

+[NTF₁(z)STF_2d(z)-STF₂(z)NTF_1d(z)]E₁(z)

+[NTF_1d(z)NTF₂(z)-hz^-1NTF₁(z)NTF₂(z)]E₂(z)          (3)

其中Y₁(z)、Y₂(z)分别表示第一级和第二级的输出信号，且有：

STF_2d(z)＝STF₂(z)  NTF_1d(z)＝NTF₁(z)

STF₁(z)＝STF₂(z)＝1

NTF₁(z)＝(1-z^-1)²   NTF₂(z)＝1-z^-1

当h取1的时候有：

$\begin{array}{c}\stackrel{h=1}{\→}Y\left(z\right)=\mathrm{ST}{F}_1\left(z\right){\mathrm{STF}}_2\left(z\right)X\left(z\right)+\mathrm{NT}{F}_1\left(z\right){\mathrm{NTF}}_2\left(z\right)(1-{\mathrm{hz}}^{-1})E_2\left(z\right)\\ =X\left(z\right)+N{\mathrm{TF}}_1\left(z\right){\mathrm{NTF}}_2\left(z\right)(1-z^{-1})E_2\left(z\right)\\ =X\left(z\right)+{(1-z^{-1})}^4{E}_2\left(z\right)\end{array}---\left(4\right)$

通过MATLAB仿真得到本发明的输出频谱图，如图4所示。频谱图的横坐标按照10的幂次方显示，纵坐标从0到-250dB分布。输入信号频率在10³量级。在输入带宽范围内量化噪声的值很小，量化噪声经过整形后在高频部分以一定的斜率分布。图中显示了该系统的SNDR值为111.3dB，系统有很高的精确度。图5为系统信噪失真比随着输入信号变化的曲线。此图是由记录的实验数据导入绘图工具Origin得到的。此曲线的横坐标是输入信号幅值所对应的dB值。纵坐标是对应输出的SNDR值。

如图6所示，通常情况下当系数h＝1时，整个系统有最好的性能。然而在实际情况下，由于电路受到各种干扰，系数h往往很难精确的等于1。在电路级设计时增加一个常数倍的功能是通过电容之比实现的。因为工艺的原因电容的比值有时不能精确的等于所需求的常数值。这些时候系数h都不可能完全的等于1，通过仿真SNDR值随系数h变化的曲线，可以看出在实际情况下该系统仍有较好的噪声整形功能。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (4)

1.一种包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：包括第一级调制器、第二级调制器及第一级间模拟路径；所述第一级调制器与第二级调制器级联；

所述第一级调制器包括环路滤波器、第一量化器及第一反馈环路；所述环路滤波器的输入接输入信号X(z)，所述环路滤波器的输出接第一量化器的输入，所述反馈环路为第一量化器的输出反馈至环路滤波器的输入，所述第一级调制器的信号传递函数STF ₁ (z)，噪声传递函数为NTF ₁ (z)；

所述第二级调制器包括加法器、积分器模块、第二量化器和第二反馈环路；所述加法器的输入接第一量化器的输出，所述加法器、积分器模块、第二量化器依次连接；所述第二反馈环路为第二量化器的输出反馈至加法器的输入，所述第二级调制器的信号传递函数STF ₂ (z) ，噪声传递函数为NTF ₂ (z)；

所述级间模拟路径由积分器模块前端连接到第一量化器前端；该路径包括一个系数模块h、一个单位延时模块z^-1。

2.根据权利要求1所述包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：所述环路滤波器由两个积分器组成，所述积分器传递函数表示为ITF(z)=z ^-1 /(1-z ^-1 )。

3.根据权利要求1所述包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：所述第一量化器为一比较器。

4.根据权利要求2所述包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器，其特征在于：所述Sigma-Delta调制器的输出信号为：

                                                             ，

其中，E ₁ (z)、E ₂ (z) 分别为第一调制器、第二调制器的量化噪声，Y ₁ (z)、Y ₂ (z)分别表示第一级调制器输出信号和第二级调制器输出信号，且有：

               ，

当h取1的时候有：

  。