DE202008018239U1 - Vorrichtung zum Ermöglichen einer schnellen Decodierung von Übertragungen mit mehreren Codeblöcken - Google Patents

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Abstract

Sender, umfassend: einen ersten Cyclic-Redundancy-Check-(CRC)-Rechner, der konfiguriert ist zum Erzeugen eines Transportblock-CRC für jeden Transportblock von Informationsbits; einen Separator, der konfiguriert ist zum selektiven Segmentieren des Transportblocks in eine Vielzahl von Codeblöcken; einen zweiten CRC-Rechner, der konfiguriert ist zum Erzeugen einer Vielzahl von Codeblock-CRCs für die Vielzahl von Codeblöcken, wobei wenigstens eines der Codeblock-CRCs auf Grundlage eines entsprechenden Codeblocks berechnet wird; und eine Frontendeinheit, die konfiguriert ist zum Senden der Vielzahl von Codeblöcken und der Vielzahl von Codeblock-CRCs über einen ersten Knoten zu einem zweiten Knoten.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Gebiet der Erfindung
  • Diese Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen für eine Datenübertragung in einem Kommunikationssystem, und genauer, auf Vorrichtungen zur Verbesserung der Leistungsfähigkeit der Übertragung mit mehreren Codeblöcken und zum Ermöglichen einer schnellen Decodierung von Übertragungen mit mehreren Codeblöcken in einem Kommunikationssystem.
  • Beschreibung des Stands der Technik
  • Orthogonales Frequenzteilungsmultiplexing [Orthogonal Frequency Division Multiplexing] (OFDM) ist eine Technologie für das Multiplexen von Daten in einer Frequenzdomäne. Modulationssymbole werden auf Frequenzunterträgern gesendet, und die Unterträger überschneiden sich miteinander in der Frequenzdomäne. Die Orthogonalität wird jedoch auf der Abtastfrequenz gehalten, in der Annahme, dass Sender und Empfänger eine perfekte Frequenzsynchronisierung aufweisen. Bei einer Frequenzverschiebung [Frequency Offset] durch ungenaue Frequenzsynchronisierung oder hohe Mobilität wird die Orthogonalität der Unterträger bei Abtastfrequenzen zerstört, was zu einer Interträgerinterferenz [Inter-Carrier Interference] (ICI) führt.
  • Ein Teil des zyklischen Präfix [Cylic Prefix] (CP) des empfangenen Signals wird oft durch das vorherige Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbol eines Mehrwege-Fading korrumpiert. Wenn der Cylic-Prefix-(CP)-Teil ausreichend lang ist, sollte das empfangene Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbol ohne Cylic-Prefix-(CP)-Anteil nur sein eigenes Signal enthalten, verknüpft mit dem Mehrwege-Fading-Kanal. Der Hauptvorteil der Orthogonalen Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Technik über andere Übertragungstechniken ist die Tatsache, dass Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexing (OFDM) die Robustheit besitzt, Mehrwege-Fading auszugleichen.
  • Einträgerfrequenzmehrfachzugriff [Single Carrier Frequency Division Multiple Access] (SC-FDMA) unter Nutzung einer einzelnen Trägermodulation und Entzerrung der Frequenzdomäne ist eine Technik mit ähnlicher Leistung und Komplexität wie das Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-Zugriffs-System [Orthognal Frequency Division Multiplexing Access] (OFDMA). Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA) wird als Verfahren für Uplink Multiple Access in der 3rd-Generation-Partnership-Project-(3GPP)-Long Term Evolution (LTE) verwendet. 3GPP LTE ist ein Projekt im Rahmen des 3rd-Generation-Partnership-Projekts zur Verbesserung des Universal Mobile Telecommunications System Mobiltelefonstandards zur Bewältigung künftiger Anforderungen.
  • Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird häufig in Kommunikationssystemen verwendet, um Decodierungsfehler zu bekämpfen und die Zuverlässigkeit zu verbessern. N-Kanal-synchrone Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird oft in Drahtloskommunikationssystemen eingesetzt, weil die N-Kanal synchrone Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) leicht zu einzusetzen ist. Die synchrone Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wurde als HARQ-Schema für Long-Term-Evolution-(LTE)-Uplinks in 3GPP akzeptiert. Beim Downlink der LTE Systeme wurde das anpassungsfähige, asynchrone HARQ als HARQ-Schema akzeptiert, weil es flexibel ist und mehr Leistungsvorteile bietet als die synchrone HARQ.
  • Mehrfachantennenkommunikationssysteme, die oft als Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Systeme bezeichnet werden, sind in der Drahtloskommunikation weit verbreitet, um die Leistung von Kommunikationssystemen zu verbessern. In einem MIMO-System hat ein Sender mehrere Antennen, die unabhängige Signale senden können, und ein Empfänger ist mit mehreren Empfangsantennen ausgestattet. Viele MIMO-Schemata werden oft in entwickelten Drahtlossystemen eingesetzt.
  • Ist ein Kanal vorteilhaft, z. B. wenn die mobile Geschwindigkeit gering ist, so ist es möglich, ein Closed-Loop-Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Schema zu verwenden, um die Systemleistung zu verbessern. In Closed-Loop-MIMO-Systemen speisen die Empfänger den Kanalzustand und/oder die bevorzugten Übertragungs-MIMO-Verarbeitungsschemata wieder an den Sender zurück. Der Sender nutzt dieses Feedback zusammen mit anderen Daten wie Planungspriorität, Daten- und Ressourcenverfügbarkeit zur gemeinsamen Optimierung des Übertragungsverfahrens. Ein beliebtes Closed-Loop-MIMO-Schema wird als MIMO-Precoding bezeichnet. Beim Precoding werden die gesendeten Datenströme durch eine Vorcodierungsmatrix vormultipliziert, bevor sie an mehrere Sendeantennen weitergeleitet werden.
  • Ein anderer Aspekt des Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Systems ist die Frage, ob die mehrfachen Datenströme für die Übertragung einzeln oder gemeinsam codiert werden. Alle Schichten für die Datenübertragung werden im Einzelcodewort-(SCW)-MIMO-System zusammen codiert, während alle Schichten im Mehrfachcodewort-(MCW)-MIMO-System getrennt codiert werden können. Einzelbenutzer-MIMO (SU-MIMO) und Mehrfachbenutzer-MIMO-(MU-MIMO) werden beide im Downlink der Long Term Evolution (LTE) eingesetzt. MU-MIMO wird auch im Uplink der Long Term Evolution (LTE) verwendet, während die Übernahme des SU-MIMO für Long Term Evolution (LTE) Uplink noch diskutiert wird.
  • In einem Long-Term-Evolution-(LTE)-System mit einem großen Transportblock wird der Transportblock in mehrere Codeblöcke unterteilt, so dass mehrere codierte Pakete generiert werden können. Diese Aufschlüsselung des Transportblocks bietet Vorteile bei der Ermöglichung paralleler Verarbeitung oder Pipelineimplementierung sowie eine flexible Balance zwischen Stromverbrauch und Hardwarekomplexität.
  • Verschiedene Modulationsverfahren wie die Quadraturphasenumtastung [Quadrature Phase Shift Keying] (QPSK), Binärphasenumtastung (BPSK), Achtphasenumtastung (8-PSK), 16-Quadratur-Amplituden-Modulation (16-QAM), oder 64-Quadratur-Amplituden-Modulation (64-QAM) können zur adaptiven Modulation und zur Erhöhung der spektralen Wirksamkeit der Modulation eingesetzt werden. Bei der 16-QAM-Modulation werden Viererbitgruppen, b0b1b2b3, komplexwertigen Modulationssymbolen x = I + jQ zugeordnet. Verschiedene Modulationspositionen haben jedoch unterschiedliche Schutzlevels.
  • Wenn mehrere Codeblöcke gesendet werden, ist die Leistung der Übertragung durch den Codeblock vorgegeben, der die schlechteste Leistung erbringt. Die Kanalverschachtelungsvorrichtung (Kanalinterleaver) [channel interleaver], einschließlich der Zuordnung von codierten Bits verschiedener Codeblöcke zu Modulationssymbolen sowie der Zuordnung von Modulationssymbolen zu Zeit, Frequenz und Raumressourcen, muss präzise ausgelegt werden, um sicherzustellen dass jeder Codeblock etwa denselben Schutz erhält. Werden mehrere Codeblöcke gesendet, ist es günstig, wenn der Empfänger bereits mit der Decodierung einiger Codeblöcke beginnen kann, während der Empfänger noch die Modulationssymbole für andere Codeblöcke demoduliert. In einem Long-Term-Evolution-(LTE)-System stellt dies eine Herzausforderung dar, da die Kanalschätzungsleistung negativ beeinflusst werden kann, wenn während der Demodulation und Decodierung nicht ausreichend Referenzsignale vorhanden sind, während durchgeführt wird.
  • Um eine gute Kanalschätzungsleistung zu erhalten, wird oft eine Interpolation der Referenzsignale bei gewählten Ressourcenelementen um ein einzuschätzendes Ressourcenelement herum verwendet, um die Kanalschätzung für das Ressourcenelement mit höherer Leistung zu erreichen. Dies bedeutet jedoch, dass die Demodulation des Modulationssymbols im zu schätzenden Ressourcenelement warten muss, bis alle Ressourcenelemente, die für die Schätzung des Ressourcenelements ausgewählt wurden, erhalten wurden. In anderen Worten, wenn der Demodulationsbedarf des zu schätzenden Ressourcenelement auftritt, bevor das Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbol empfangen wurde, das einige oder alle der gewählten Ressourcenelemente für die Schätzung des Ressourcenelemente enthält, kann sich dies nachteilig auf die Kanalschätzungsleistung der Ressourcenelemente auswirken.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Daher ist es ein Ziel dieser Erfindung, verbesserte Vorrichtungen für die Übertragung von Signalen mit mehreren Codeblöcke zu bieten.
  • Es ist ein weiteres Ziel dieser Erfindung, ein verbessertes Design für Kanalinterleaver und verbesserte Drahtlosempfänger zu bieten.
  • Es ist ein weiteres Ziel dieser Erfindung, Vorrichtungen zu bieten, die schnelle Decodierung mehrerer Codeblöcke ermöglichen, während die Kanalschätzungsleistung gut erhalten wird.
  • Es ist ein weiteres Ziel dieser Erfindung, eine verbesserte Vorrichtung für die Übertragung von Daten zu bieten, indem schnelle Decodierung der Übertragung von Signalen mit mehreren Codeblöcke ermöglicht wird.
  • Die Erfindung wird durch den Gegenstand des unabhängigen Schutzanspruchs definiert. Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • In einer Ausführungsform dieser Erfindung wird ein verbessertes Design eines Kanalinterleavers und Empfängers dargestellt, und eine eigene Codierungstechnik für mehrere Codeblöcke wird in Betracht gezogen, um die Leistung zu verbessern. Die Auslegung des Kanalinterleavers, einschließlich der Zuordnung von codierten Bits verschiedener Codeblöcke zu Modulationssymbolen, und der Zuordnung von Modulationssymbolen zu Zeit, Frequenz, und Raumressourcen stellt sicher, dass jeder Codeblock etwa denselben Schutz erhält. Auf der Empfängerseite kann das Signal des erfolgreich decodierten Codeblöcke rekonstruiert und aus dem empfangenen Signal entfernt werden, wenn einige Codeblöcke korrekt empfangen werden, andere aber nicht. Nach der Entfernung kann der Empfänger versuchen, die anderen Codeblöcke erneut zu decodieren. Die Störung anderer Codeblöcke, die noch nicht erfolgreich decodiert wurden, kann daher stark verringert werden, und die Wahrscheinlichkeit, dass der Empfänger in der Lage ist, die anderen Codeblöcke ebenfalls zu decodieren, wird wesentlich erhöht.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung wird vor der Übertragung jedem Codeblock ein CRC hinzugefügt, um die Erkennung von Fehlern in jedem Codeblock zu ermöglichen. Nach Anfügen des Transportblock-CRC, dem Bit-Scrambling [Bit-Verwürfelung] und der Codeblocksgmentierung wird mindestens einem der Codeblöcke ein Codeblock-CRC hinzugefügt, und das Signal wird gesendet. Es ist zu beachten, dass bei einem einzigen Codeblock im Transportblock der Codeblock-CRC nicht immer notwendig ist. Das CRC-Overhead kann weiter verringert werden, indem vor der Übertragung nur ein Codeblock-CRC für mehrere Codeblöcke verwendet wird.
  • In dieser Erfindung werden mehrere Schritte bereitgestellt, die auf das verbesserte Kanal-Interleaverdesign anzuwenden sind.
  • Schritt 1
  • Erstens entsprechen für jeden Codeblock die Symbole S, P1, P2 jeweils die systematischen Bits, Paritätsbits von Codierer 1 eines Turbocodierers und Paritätsbits von Codierer 2 des Turbocodierers. In einer Ausführungsform dieser Erfindung werden die codierten Bits nach der zweiten Ratenanpassung auf Grundlage der Codeblöcke umsortiert. Die umsortierten Bits können verwendet werden, um die Zeit-Frequenz-Ressourcen und die Modulationspositionen in Modulationssymbolen aufzufüllen.
  • Schritt 2
  • Zweitens füllen diese Bits den Raum entlang des Frequenzdimensions-(d. h. Unterträger)-Index auf. Dann füllen sie den Raum entlang des Zeitdimensions-(d. h. OFDM-Symbol)-Index. Zuletzt füllen Sie den Raum entlang der Dimension des Modulationspositionsindex. Eine andere Reihenfolge der Dimensionen ist möglich und wird von dieser Erfindung abgedeckt.
  • Schritt 3
  • Drittens werden die Datenbits für jeden Modulationspositionsindex und jedes Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbol entlang der Frequenzdimensionen einem Interleaving unterzogen. Beispielsweise kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Auch jeder andere interleaver kann zu diesem Zweck eingesetzt werden. Manchmal können ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet werden. Beispielsweise können zyklische Verschiebungen oder vorgegebene Verschachtelungs-[Interleaving]-/Umsortierungs-[Re-arrangement]-/Misch-[Shuffling]-/Austausch-[Swapping]-Muster verwendet werden. Diese Muster können, müssen aber nicht für jedes OFDM-Symbol und/oder jeden Modulationspositionsindex anders sein. Manchmal unterscheidet sich die Anzahl der in jedem OFDM-Symbol verfügbaren Ressourcenelemente aufgrund verschiedener Durchdringung oder Verwendung durch andere Kanäle in diesen OFDM-Symbolen. In diesem Fall können Interleaver mit verschiedenen Größen für verschiedene OFDM-Symbole verwendet werden.
  • Schritt 4
  • Viertens werden die Datenbits für jeden Modulationspositionsindex und jeden Unterträger einem Interleaving entlang der Zeitdimension unterzogen. Zum Beispiel kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Auch jeder andere Interleaver kann zu diesem Zweck eingesetzt werden. Manchmal können ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet werden. Beispielsweise können zyklische Verschiebungen oder vorgegebene Verschachtelungs-/Umsortierungs-/Misch-/Austausch-Muster verwendet werden. Diese Muster können, müssen aber nicht für jede Modulationsposition und/oder jeden Unterträgerindex anders sein. Manchmal unterscheidet sich die Anzahl der für jeden Unterträger verfügbaren Ressourcenelemente aufgrund verschiedener Durchdringung oder Verwendung dieses Unterträgers durch andere Kanäle. Im diesem Fall können Interleaver mit verschiedenen Größen für verschiedene Unterträger.
  • Schritt 5
  • Fünftens werden die Datenbits jedes Unterträgers und jedes OFDM-Symbols entlang der Dimension des Modulationspositionsindex einem Interleaving unterzogen. Zum Beispiel kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Auch jeder andere Interleaver kann zu diesem Zweck eingesetzt werde. Manchmal können ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet werden. Beispielsweise können zyklische Verschiebungen oder vorgegebene Verschachtelungs-/Umsortierungs-/Misch-/Austausch-Muster verwendet werden. Diese Muster können, müssen sich aber nicht für jeden Unterträger und/oder jedes OFDM-Symbol ändern. Bevorzugte Muster werden später in dieser Erfindung erklärt.
  • Eine andere bevorzugte Ausführungsform des Kanal-Interleaverdesigns besteht aus mindestens einem der oben genannten fünf Schritte.
  • Die genannten Ausführungsformen des Kanal-Interleaverdesigns können leicht auf den Fall der MIMO-Übertragung erweitert werden. Es wird angenommen, dass einem MIMO-Codewort mehrere Schichten zugewiesen werden. Dieses Szenario kann auf Long-Term-Evolution-(LTE)-Systeme zutreffen, z. B. wenn die SU-MIMO-Übertragung einen höheren Rang als 1 hat. In diesem Fall wird eine Raumdimension in das Kanal-Interleaverdesign eingefügt. Der Raum für die codierten Bits kann als vierdimensionaler Raum mit Zeit-, Frequenz-, Raum- und Modulationspositionen angesehen werden.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden die obigen Ausführungsformen auf die MIMO-Übertragungen mit verschiedenen Raumdimensionen in verschiedenen Ressourcenelementen erweitert.
  • In einem MIMO-System ist der Rang (die Anzahl der Raumdimensionen oder Schichten) möglicherweise für verschiedene Frequenzressourcenelemente unterschiedlich. Die obigen Ausführungsformen können auch auf Übertragungen mit verschiedenen Modulationsreihenfolgen für verschiedene Ressourcen erweitert werden. Zum Beispiel kann bei zwei Ressourcenblocks mit sehr unterschiedlichen CQI der Sender verschiedene Modulationsstufen für die beiden Ressourcenblocks verwenden. In diesem Fall ist das Designziel nach wie vor die Spreizung codierter Bits jedes Codeblocks so weit wie möglich über die Position von Zeit, Frequenz, Raum und Modulation. Eine Sonderbehandlung muss eingebaut werden, um diese verschiedenen Raumdimensionen oder verschiedenen Modulationsstufen verschiedener Zeit-Frequenz-Ressourcen zu behandeln. Zum Beispiel kann ähnlich der Ressourcenelementzuordnung eine Zuordnungstabelle erstellt werden, die Raum- und Modulationspositionsdimensionen beinhaltet. Die Schichten oder die Modulationspositionen, die nicht verfügbar sind, werden übersprungen.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung erhalten systematische Bits Priorität bei der Zuordnung codierter Bits und der Modulationssymbole, die durch diese codierten Bits geformt werden, auf Ressourcenelemente und Raumdimensionen.
  • Die Priorisierung systematischer Bits kann auch durch Definition mehrerer Regionen entlang der Dimension der Modulationspositionen erreicht werden.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden die codierten Bits jedes Codeblocks den verschiedenen Modulationspositionen so gleichmäßig wie möglich zugeordnet. Es gibt mehrere Möglichkeiten, dieses Ziel zu erreichen: ein Ansatz ist die Aufzählung aller Permutationsmuster der Modulationspositionen.
  • Eine Teilmenge (Untermenge) [Subset] der Permutationsmuster kann gewählt werden. Zum Beispiel kann ein Seed-Permutationsmuster und seine zyklisch verschobenen Versionen als eine Teilmenge der Muster verwendet werden.
  • Die Auswahl einer Teilmenge von Permutationsmustern kann natürlich variieren und ist abhängig von anderen Designzielen. Zum Beispiel sind nicht alle zyklischen Verschiebungen für die gewählte Teilmenge notwendig, Zyklische Verschiebungen aus mehreren Seed-Permutationsmustern können ausgewählt werden.
  • Verschiedene bevorzugte Seed-Permutationsmuster und ihre zyklischen Verschiebungen können erhalten werden, indem die Position entlang eines Kreises ausgelesen wird, beginnend mit einer Position und dann entweder im oder gegen den Uhrzeigersinn. So wird die maximale Trennung der Modulationspositionen mit demselben Schutz erreicht. Dies kann auch auf andere Modulationsstufen angewandt werden. Wiewohl die Seed-Permutationsmuster, die so generiert werden, und deren zyklische Verschiebungen zu bevorzugen sind, deckt diese Erfindung auch die Anwendung von Modulationspositions-Interleaving, Permutation, Mischung [Shuffling], Austausch [Swapping] und Umsortierung in Ressourcenelementen und/oder über Rückübertragungen mit jedem Muster und in jeder denkbaren Art und Weise
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform wird ein iterativer Vorgang für den Empfang von mehreren Codeblöcke vorgeschlagen, die innerhalb von Modulationssymbolen zusammen gemultiplext sind. Mit dem oben erwähnten Kanal-Interleaverdesign werden die codierten Bits verschiedener Codeblöcke im selben Modulationssymbol gemultiplext.
  • Parallele Verarbeitung kann auch im Decodierbetrieb möglich sein. Nach dem Decodierbetrieb können einige Codeblöcke erfolgreich decodiert werden, andere jedoch nicht. In diesem Fall werden die Codeblöcke dieser decodierten Codeblöcke rekonstruiert. Da die codierten Bits dieser Blöcke in denselben Modulationssymbolen wie die codierten Bits der nicht erfolgreichen Codeblöcke gemultiplext sind, können die Informationen aus diesen codierten Bits verwendet werden, um die Detektierung der codierten Blocks zu erleichtern, die noch nicht erfolgreich waren.
  • In einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung kann eine verringerte Konstellation die Detektierleistung der Übertragung verbessern.
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform kann die iterative Funktion ohne korrekte Decodierung und Codierung einiger Codeblöcke durchgeführt werden. Stattdessen kann die Zuverlässigkeit der codierten und Informationsbits verwendet werden, um die Iterationen zu durchlaufen, um die Detektierleistung zu verbessern. Eine Darstellung der Zuverlässigkeit wird als extrinsische Information bezeichnet; hierbei handelt es sich um neue Wahrscheinlichkeitsinformationen zu jedem Bit, das zwischen mehreren Verarbeitungsblocks in der iterativen Schleife verschickt wird.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden mehrere OFDM-Symbole in einem Subframe in eine Vielzahl von Gruppen aufgeteilt, bei denen die Grenzen zwischen mindestens zwei Gruppen in den OFDM-Symbolen des Referenzsignals (RS) oder in den OFDM-Symbolen direkt vor oder direkt nach den RS-OFDM-Symbolen lokalisiert sind. Jede Gruppe enthält Ressourcenelemente, die codierte Bits aus mindestens einem Codeblock tragen. Die Ressourcenelemente jeder Gruppe sind in der Zeitdomäne aneinander angrenzend oder liegen eng zusammen. Daher kann der Empfänger die Decodierung von mindestens einem Codeblock nach Erhalt aller Ressourcenelemente jeder Gruppe beginnen. Verschiedene Konfigurationen der Gruppen können in verschiedenen Situationen eingesetzt werden, einschließlich, aber nicht beschränkt auf, verschiedene UEs, verschiedene Subframes, verschiedene Leistungsqualität usw., ohne vom Geist dieser Erfindung abzuweichen.
  • In einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung werden die Gruppen auf Grundlage der Codeblöcke definiert, statt auf Grundlage der Ressourcenelemente. Jede Gruppe enthält codierte Bits mit mindestens einem Codeblock und kann mehrere Codeblöcke enthalten.
  • Bei der Gruppe, die in den obigen Ausführungsformen definiert wurde, die entweder auf Ressourcenelementen oder Codeblöcken basiert, kann der Rest der Kanal-Interleaving-Operationen innerhalb jeder Gruppe definiert werden.
  • Die obigen Ausführungsformen des Kanal-Interleaverdesigns können auf den Fall der MIMO-Übertragungen erweitert werden. Wenn die SU-MIMO-Übertragung einen Übertragungsrang hat, der höher ist als 1, werden einem MIMO-Codewort mehrere Schichten zugeordnet. In diesem Fall kann der Definition einer Gruppe eine Raumdimension hinzugefügt werden. Daher kann es innerhalb jeder Gruppe mehrere Schichten oder Ströme geben, und es kann in jeder MIMO-Schicht oder jedem MIMO-Strom mehrere Gruppen geben. In einer Multi-Codewort MIMO-Übertragung können die Schichten oder Ströme mehrere MIMO-Codewörter (CW) enthalten, von denen jedes mehrere Codeblöcke und eine 24-Bit-Zyklus-Redundanzprüfung [Cyclic Redundancy Check] (CRC) trägt. Die Demodulation der späteren Gruppen läuft parallel mit der Decodierung der früheren Gruppen. Mit Hilfe des CRC kann die Störung eines Codeworts gegenüber einem anderen Codewort durch sukzessive Störentfernung ausgeschaltet werden.
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform kann eine zyklische Redundanzprüfung (CRC) einem oder mehreren Codeblöck(en) eines Codeworts innerhalb einer Gruppe hinzugefügt werden. Dadurch können die Demodulation späterer Gruppen in einem Codewort, die Decodierung früherer Gruppen dieses Codeworts, die nachfolgende Störungsentfernung, die Demodulation späterer Gruppen in einem anderen Codewort, und die Decodierung früherer Gruppen in dem anderen Codewort alle in der einen oder anderen Weise parallel stattfinden.
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform kann eine zyklische Redundanzprüfung (CRC) den Gruppen mehrerer MIMO-Codewörter getrennt hinzugefügt werden. In dieser Ausführungsform kann die parallele Verarbeitung auch für einen iterativen Empfänger ermöglicht werden.
  • Mehrere Variationen und Empfängerstrukturen können ohne Abweichung vom Prinzip dieser Erfindung erreicht werden.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Eine vollständigere Wertschätzung dieser Erfindung und viele ihrer innewohnenden Vorteile werden offensichtlich, wenn sie durch Bezugnahme auf die folgenden detaillierten Beschreibungen und unter Verweis auf die anhängenden Zeichnungen, in denen Referenzsymbole die gleichen oder ähnliche Komponente anzeigen:
  • 1 ist die Darstellung einer Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Sender-Empfänger-Kette mit einer Senderkette und einer Empfängerkette;
  • 2 ist eine Zweikoordinatendarstellung der Orthogonalität der Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)Theorie;
  • 3a ist die Darstellung eines Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbols in der Zeitdomäne des Senders;
  • 3b ist die Darstellung eines Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Symbols in der Zeitdomäne des Empfängers;
  • 4 zeigt ein Beispiel einer Sender-Empfänger-Kette für Einträgerfrequenz-Mehrfachzugriff (SC-FDMA);
  • 5 ist eine Darstellung einer Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion-(HARQ)-Operation;
  • 6 zeigt ein Beispiel für ein Vier-Kanal-Synchron-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion-(HARQ);
  • 7 ist eine Darstellung eines Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Systems;
  • 8 ist eine Darstellung eines Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Vorcodierungsprozesses, wie er im Closed-Loop MIMO-System verwendet wird;
  • 9 ist ein Flussdiagramm einer Codierungskette für einen High-Speed-Data-Shared-Kanal (HS-DSCH) in High Speed Downlink Packet Access (HSDPA);
  • 10 ist eine Darstellung der Funktionalität des HS-DSCH HARQ in High Speed Downlink Packet Access (HSDPA);
  • 11 zeigt eine zweidimensionale Koordinate, die eine Darstellung des 16-QAM-Konstellationsdiagramms zeigt;
  • 12 zeigt eine zweidimensionale Koordinate, die eine Darstellung des 64-QAM-Konstellationsdiagramms zeigt;
  • 13 zeigt ein Beispiel für den Anhang einer Codeblock-CRC, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 14 zeigt einen Kanalinterleaver für Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Systeme, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 15 zeigt eine Ressourcenelement-Zuordnungstabelle für eine Datenübertragung, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 16 zeigt eine Umsortierung der codierten Bits durch Codeblöcke nach dem Rate-Matching, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 17(a) zeigt die Ressourcenelemente, die in einer Dimension dargestellt werden, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 17(b) zeigt einen Zeitindex-(OFDM-Symbolindex)-Frequenzindex-(Unterträgerindex)-Raum zur Akkommodation von datencodierten Bits, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 18 zeigt eine Implementierung von Rate-Matching und Bitsammlung auf Codeblockbasis, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 19 zeigt ein Beispiel für die Spreizung der codierten Bits eines Codeblocks über Zeit, Frequenz und Raum, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 20 zeigt ein Beispiel für das Schreiben codierter Bits in Ressourcen mit verschiedenen Schichten und verschiedenen Modulationsstufen, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 21 zeigt einen Kanalinterleaver mit unterschiedlicher Modulationsordnung für Ressourcen, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 22 zeigt ein Beispiel gespreizt-codierter Bits für Ressourcen mit verschiedenen Raumdimensionen, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 23 zeigt allgemein die Erlangung eines bevorzugten Permutationsmusters für 64-QAM, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 24 zeigt einen iterativen Empfänger für die Decodierung mehrerer Codeblöcke, die innerhalb derselben Modulationssymbolen gedemultiplext werden, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 25 zeigt ein Beispiel für eine reduzierte Konstellation, die die Erkennungsleistung der Übertragung verbessert, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 26 zeigt einen alternativen iterativen Empfänger zur Decodierung mehrerer Codetaktgeber, die in denselben Modulationssymbolen gemultiplext werden, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 27 zeigt die Downlink-Subframestrukur in einem 3rd-Generation-Partnership-Project-(3GPP)-Long-Term-Evolution-(LTE)-System;
  • 28(a) zeigt ein weiteres Beispiel für die Konfiguration zur Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 28(b) ist ein Flussdiagramm, das eine Übertragung von Datensignalen durch Trennung der Ressourcenelemente mit codierten Bits darstellt, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 28(c) zeigt ein Flussdiagramm, das eine Übertragung und Decodierung gruppierter Ressourcenelemente, das codierte Bits an einem Empfänger darstellt.
  • 29 zeigt ein weiteres Beispiel für die Konfiguration einer Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 30 zeigt ein weiteres Beispiel für die Konfiguration einer Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 31 zeigt Beispiele für die parallele Verarbeitung von sukzessiven Interferenzlöschungen mit oder ohne Gruppierung der zyklischen Verzögerungsdiversität [Cyclic Delay Diversity] (CRC), geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform;
  • 32 zeigt ein Beispiel der Konfiguration eines Gruppierungscodeblocks, geeignet für die Praxis der Grundsätze einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • In der detaillierten Beschreibung dieser Erfindung werden die folgenden Begriffe häufig verwendet und wie folgt definiert:
    Ein Unterpaket ist ein Teil eines codierten Pakets und eine Teilmenge der gesamten codierten Bits.
  • Datenbits sind ein Strom von Informationsbits, die codiert sind, um codierte Bits zu erzeugen.
  • Interlace bezieht sich auf eine Teilmenge von Übertragungsslots oder Subframes.
  • Synchronous Hybrid Automatic Repeat Request (S-HARQ) ist eine Technik, die durch den aktuellen High-Rate-Paket-Data-(HRPD)-Standard verwendet wird, wobei ein Satz von vier zeitlich verschachtelten Übertragungskanälen mit Zeilensprung [interlaced transmission channels] zur gleichzeitigen Übertragung von vier verschiedenen Datensätzen genutzt wird. Diese Interlaced-Übertragungskanäle werden manchmal als ”HARQ Interlaces” bezeichnet.
  • Ein Übertragungsslot ist eine zugeordnete, vorgegebe Anzahl aufeinander folgender Taktzyklen. Eine Anzahl dieser Übertragungsslots bildete einen Übertragungsrahmen.
  • Raum-Zeit-Codierung [Space-Time Coding] (STC) ist eine Technik, die eingesetzt wird, um die Zuverlässigkeit der Datenübertragung in Drahtloskommunikationssystemen mit mehreren Senderantennen zu verbessern. STCs beruhen auf der Übertragung mehrerer redundanter Kopien des Datenstroms an den Empfänger, so dass zumindest ein Teil der Datenstromkopien den physikalischen Pfad zwischen Übertragung und Empfang in gutem Zustand übersteht, so dass er zuverlässig decodiert werden kann.
  • Das Sendediversitätsverfahren [Transmit Diversity Method] ist eine Technik, bei der ein Datenbit durch verschiedene unabhängige Kanäle gesendet wird.
  • Das Empfängerdiversitätsverfahren [Receiver Diversity Method] ist eine Technik, bei der ein Datenbit über verschiedene unabhängige Kanäle empfangen wird.
  • Der Kanalqualitätsindikator [Channel Quality Indicator] (CQI) ist ein Maß für die Kommunikationsqualität von Drahtloskanälen. Der Kanalqualitätsindikator CQI kann ein Wert (oder mehrere Werte) sein, der/die ein Maß für die Kanalqualität eines bestimmten Kanals angibt/angeben.
  • Der Redundanzversionsparameter zeigt an, welche Redundanzversion der Daten verschickt werden.
  • Der Kanalinterleaver schickt die Daten verschachtelt über verschiedene Kanäle, so dass tiefer Schwund [Deep Fading] oder Kollision einiger Kanäle die Übertragung nicht unwirksam machen.
  • Der Ressourcenblock ist ein Block aus Zeit- und Frequenzressourcenelementen, die Signale tragen, die durch den Sender gesendet und vom Empfänger empfangen werden sollen.
  • Vorrichtungen zur Ermöglichung schneller Decodierung von Übertragungen mit mehreren Codeblöcken, die nach dieser Erfindung aufgebaut sind, werden detailliert mit Bezug auf die anhängenden Zeichnungen beschrieben. Gleiche Verweisziffern bezeichnen in der gesamten Spezifikation die gleichen Elemente.
  • Außerdem sind nachfolgend einige Akronyme aufgeführt, die häufig in dieser Erfindung verwendet werden, sowie ihre vollen Bezeichnungen.
    • SC-FDMA:
    Einträgerfrequenzmehrfachzugriff
    CP:
    zyklisches Präfix [Cyclic Prefix]
    FFT:
    schnelle Fourier Transformation [Fast Fourier Transformation]
    OFDM:
    Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex
    ICI:
    Inter-Carrier-Interference
    3GPP:
    3rd Generation Partnership Project
    LTE:
    Long Term Evolution
    HARQ:
    Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion
    MIMO:
    Multiple-Input-Multiple-Output
    QPSK:
    Quadraturphasenumtastung [Quadrature Phase Shift Keying]
    16-QAM:
    16-Quadratur-Amplituden-Modulation
    64-QAM:
    64-Quadratur-Amplituden-Modulation
    IFFT:
    Inverse-Fast-Fourier-Transformation
    CW:
    Codewort
    Code block:
    Ein Block aus Datenbits oder der Block codierter Bits, der durch die Codierung eines Blocks Datenbits erzeugt wird
  • 1 zeigt eine Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Sender-Empfänger-Kette mit einer Senderkette und Empfänger-Kette.
  • Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplexing (OFDM) ist eine Technologie für das Multiplexen von Daten in der Frequenzdomäne. Modulationssymbole werden auf Frequenzunterträgern getragen. Ein Beispiel für eine Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Sender-Empfänger-Kette ist in 1 dargestellt. Bei einer Senderkette 100 werden Steuersignale oder Datensignale durch einen Modulator 101 moduliert, und die modulierten Signale werden seriell-parallel durch einen Seriell-Parallel-Wandler 112 konvertiert. Eine Inverse-Fast-Fourier-Transformationations-(IFFT)-Einheit 114 wird verwendet, um das modulierte Signal oder die Daten aus der Frequenzdomäne auf den Zeitbereich zu senden und die modulierten Signale, die in den Zeitbereich gesendet wurden, werden in einem Parallel-Seriell-Wandler 116 parallel-seriell konvertiert. Ein zyklisches Präfix (CP) oder Null-Präfix [Zero Prefix] (ZP) wird jedem OFDM-Symbol an einer CP-Insertereinheit 118 hinzugefügt, um die Auswirkung des Mehrwege-Fading bei Verarbeitungseinheit 120 zu verhindern oder zu verringern, zum Beispiel bei Senderantennen (nicht dargestellt in 1). Bei einer Empfängerkette 140 werden, unter Annahme perfekter Zeit- und Frequenzsynchronisierung Signale, die die Empfänger-Frontendverarbeitungseinheit 124, zum Beispiel, Empfängerantennen (nicht dargestellt in 1), empfängt, in einem Cyclic-Prefix-(CP)-Entferner 126 verarbeitet, der das zyklische Präfix (CP) vom empfangenen Signal entfernt. Das Signal am Cyclic-Prefix-(CP)-Entferner 126 wird weiter in einem Seriell-Parallel-Wandler 128 seriell-parallel gewandelt. Eine Fast-Fourier-Transformations-(FFT)-Einheit 130 übertragt die empfangenen Signale aus dem Zeitbereich für die weitere Verarbeitung auf den die Frequenzdomäne, wie etwa bei der Parallel-Seriell-Wandlung durch einen Parallel-Seriell-Wandler 132 und der Demodulation durch einen Demodulator 134. Daher werden die durch die Senderkette 100 gesendeten Signale von der Empfängerkette 140 empfangen.
  • 2 stellt eine Orthogonalität der Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Theorie dar.
  • Da jedes OFDM-Symbol eine unendliche Dauer in der Zeitdomäne hat, überlappen sich die Unterträger miteinander in der Frequenzdomäne. Zum Beispiel, wie dargestellt in 2, überlappen sich Unterträger0 10, Unterträger1 11 und Unterträger2 12 miteinander in der Frequenzdomäne. Unterträger0 10, Unterträger1 11 und Unterträger2 12 haben fast identische oder ähnliche Wellenformen. Diese drei Unterträger sind mathematisch perpendikular zueinander, in anderen Worten: Die inneren Produkte von zwei dieser Unterträger sind Null. Die Orthogonalität der Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Theorie wird daher auf der Abtastfrequenz gehalten, wenn angenommen wird, dass Sender und Empfänger eine perfekte Frequenzsynchronisierung erreicht haben. Bei einer Frequenzverschiebung durch nicht perfekte Frequenzsynchronisierung oder hohe Mobilität, wird die Orthogonalität der Unterträger auf den Abastfrequenzen zerstört, was zu einer Inter-Carrier-Interference (ICI) Störung führt.
  • 3a ist eine Darstellung des gesendeten OFDM-Symbols in der Zeitdomäne, und 3b ist eine Darstellung der empfangenen OFDM-Symbole in der Zeitdomäne.
  • Wie dargestellt in 3a, kann ein Mehrwege-Fading-Kanal als Impulsreaktionskanal in der Zeitdomäne angenähert werden, und als frequenzselektiver Kanal in der Frequenzdomäne dargestellt werden. Aufgrund des Mehrwege-Fading-Kanals 122 in der Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Sender-Empfänger-Kette wie dargestellt in 1, wird ein CP-Anteil, der in ein empfangenes Symbol eingefügt wurde, oft durch das vorherige OFDM-Symbol korrumpiert. Das Übertragungssignal 20 enthält ständig gesendete OFDM-Symbole (d. h. OFDM-Symbol 1, OFDM-Symbol 2, ...), und Cylic-Prefix-(CP)-Teile (d. h. CP1 und CP2) befinden sich zwischen je zwei der OFDM-Symbole. Nach der Übertragung durch den Mehrwege-Fading-Kanal 122 werden dem Empfängersignal 27 ständige mit CP versehene OFDM-Symbole (d. h. Rx OFDM-Symbol1 28, Rx OFDM-Symbol2 29, ...).hinzugefügt. Rx OFDM-Symbol1 28 und Rx OFDM-Symbol2 29 sind jeweils durch ihr eigenes CP korrumpiert. Zum Beispiel korrumpiert CP3 Rx das OFDM-Symbol1 28. Wenn die Länge des Cylic Prefix (CP) ausreichend ist, sollten jedoch die empfangen OFDM-Symbole ohne Cylic-Prefix-(CP)-Anteil nur ihr eigenes Signal enthalten, verschlungen durch den Mehrwege-Fading-Kanal. Allgemein wird eine FFT-Technik durch eine FFT-Einheit 130, wie in 1 dargestellt auf der Empfängerseite eingesetzt, damit weitere Verarbeitung in der Frequenzdomäne möglich wird. Der Vorteil des Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex (OFDM) gegenüber anderen Übertragungstechniken ist die Widerstandsfähigkeit gegen Mehrwege-Fading. Mehrwege-Fading in der Zeitdomäne wird umgesetzt in Frequency Selective Fading in der Frequenzdomäne. Mit dem eingefügten zyklischen Präfix oder Null-Präfix wird die Inter-Symbol-Störung zwischen benachbarten OFDM-Symbolen vermieden oder größtenteils verringert. Weiterhin erfährt, da jedes Modulationssymbol über eine schmale Bandbreite gesendet wird, jedes Modulationssymbol ein Single Path Fading. Eine einfache Equalisierungstechnik kann angewandt werden, um Frequency Selective Fading auszugleichen.
  • Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA), wobei Einzelträgermodulation und Frequenzdomänenequalisierung verwendet werden, ist eine Technik mit ähnlicher Leistung und Komplexität wie die eines Orthognalfrequenz-Multiplexingzugriffs-(OFDMA)-Systems. Ein Vorteil des Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA) ist es, dass das Eintragerfrequenzmehrfachzugriff-(SC-FDMA)-Signal geringere Peak-to-Average-Power-Ratio-(PAPR)-Werte aufweist, weil der Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA) eine inhärente Einzelträgerstruktur aufweist. Geringe PAPR-Werte führen üblicherweise zu hoher Effizienz des Leistungsverstärkers, was besonders wichtig ist für mobile Stationen in der Uplink-Übertragung. Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA) wird als Uplink für Mehrfachzugriffstechniken in 3GPP Long Term Evolution (LTE) verwendet.
  • 4 zeigt ein Beispiel für eine Sender-Empfänger-Kette für Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA).
  • Ein Beispiel einer Sender-Empfänger-Kette für Einträgerfrequenzmehrfachzugriff (SC-FDMA) sehen Sie in 4. Bei der Senderkette 200 werden Zeitdomänendaten oder Steuerdaten durch einen Modulator 201 moduliert, und die modulierten Daten werden durch einen Seriell-Parallel-Wandler 212 seriell-parallel gewandelt. Eine Discrete-Fourier-Transformations-(DFT)-Einheit 213 verarbeitet die konvertierten Daten in einem Discrete-Fourier-Transformation-Prozess. Um geringe PAPR sicherzustellen, werden die umgewandelten Daten dann an einer Unterträgerzuordnungsstufe 211 einem Satz benachbarter Unterträger zugeordnet. Dann transformiert eine IFFT-Einheit 214 das Signal zurück in die Zeitdomäne, dabei hat die IFFT-Einheit normalerweise ein größeres IFFT-Format als die DFT-Einheit 213. Ein Parallel-Seriell-Wandler 216 wandelt die empfangen Daten parallel-seriell. Ein zyklisches Präfix (CP) wird in CP-Einfügungsstufe 228 eingefügt, bevor die Daten durch eine Sende-Frontendverarbeitungseinheit 220 gesendet und verarbeitet werden. Die Frontendverarbeitungseinheit 220 hat eine Verstärkerstufe, die die drahtlose Übertragung mehrerer Gruppen codierter Datenbits in einer vorgegebenen Abfolge über mehrere Sendeantennen ermöglicht. Das verarbeitete Signal mit einem eingefügten Zyklischen Präfix wird oft als Einträgerfrequenzmehrfachzugriffs-(SC-FDMA)-Block bezeichnet. Nachdem das verarbeitete Signal einen Kommunikationskanal durchläuft, z. B. einen Mehrwege-Fading-Kanal 222 in einem Drahtloskommunikationssystem, führt eine Empfängerkette 240 eine Empfänger-Frontendverarbeitung an einer Empfänger-Frontendverarbeitungseinheit 224 durch, entfernt das zyklische Präfix (CP) in einem CP-Entferner 226, wandelt die Daten seriell-parallel durch den Seriell-Parallel-Wandler 228, transformiert die Daten in einer FFT-Einheit 230 und löst die Zuordnung der Daten im Unterträger-Demapper/der Equalizereinheit 231 in der Frequenzdomäne auf. Die Inverse-Discrete-Fourier-Transformations-(IDFT)-Einheit 233 verarbeitet Daten nach Auflösung der Zuordnung des equalisierten Signals in der Frequenzdomäne. Die Ausgabe der IDFT-Einheit 235 wird durch einen Parallel-Seriell-Wandler 232 und einen Demodulator 236 weiterverarbeitet.
  • 5 ist eine Darstellung der Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion-(HARQ)-Funktianalität.
  • Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird weithin in Kommunikationssystemen verwendet, um Decodierungsfehler zu beseitigen und die Zuverlässigkeit der Datenübertragung zu verbessern. Ein HARQ-Betrieb wird in 5 dargestellt. Ein Datenpaket wird durch Verwendung eines Codierers 311 mit einer bestimmten Art eines Forward-Error-Correction-(FEC)-Schemas codiert. Das Datenpaket wird durch einen Unterpaketgenerator 312 verarbeitet und ein Satz Unterpakete wird generiert. Ein Unterpaket, zum Beispiel ein Unterpaket k, kann nur einen Teil der codierten Bits enthalten. Wenn die Übertragung durch einen Sender-Empfänger 300 für Unterpaket k fehlschlägt, wie durch eine NAK-Negativquittung, die durch einen Feedback-Quittungskanal 314 übermittelt wird, angegeben, wird das Unterpaket erneut als Unterpaket k + 1 gesendet, um dieses Datenpaket neu zu senden. Wird Unterpaket k + 1 erfolgreich gesendet und empfangen, wird eine ACK-Quittung durch den Feedback-Quittungskanal 314 gesendet. Die erneute Übertragung von Unterpaketen kann Bits enthalten, die anders codiert sind, als die vorherigen Unterpakete. Der Empfänger kann alle empfangenen Unterpakete welch (soft) kombinieren oder gemeinsam decodieren, was in Decodierer 313 stattfindet, um die Chance der Decodierung zu erhöhen. Normalerweise wird eine maximale Anzahl von Übertragungen konfiguriert, die sowohl Zuverlässigkeit, als auch Paketverzögerung und Umsetzungskomplexität in Betracht zieht.
  • N-Kanal synchrone Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) wird oft in Drahtloskommunikationssystemen verwendet, will sie einfach ist. Zum Beispiel wurde die synchrone Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ) als Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion-(HARQ)-Schema für Long Term Evolution (LTE) Uplink in 3GPP angenommen.
  • 6 zeigt ein Beispiel für eine Vier-Kanal-Synchron-Hybrid-Automatic-Repeat-reQuestion (HARQ).
  • Aufgrund der festen Zeitbeziehung zwischen aufeinander folgenden Übertragungen zeigen die Übertragungsslots in einem einzelnen HARQ-Kanal eine Zeilensprung-Struktur. Zum Beispiel umfasst Zeilensprung 0 Slot 0, 4, 8, ..., 4k, ...; Zeilensprung 1 umfasst Slot 1, 5, 9, ..., 4k + 1, ...; Zeilensprung 2 umfasst Slot 2, 6, 10, ..., 4k + 2, ...; Zeilensprung 3 umfasst Slot 3, 7, 11, ... 4k + 3, .... Ein Paket wird in Slot 0 gesendet. Nach korrekter Decodierung des Pakets schickt der Empfänger eine ACK-Quittung an den Sender zurück. Der Sender beginnt dann mit der Übertragung eines neuen Pakets im nächsten Slot dieses Zeilensprungs, d. h., Slot 4. Das erste Unterpaket des neuen Pakets, das in Slot 4 gesendet wird, wird jedoch nicht korrekt empfangen. Nach Empfang einer NAK-Negativquittung des Empfängers durch den Sender sendet der Sender ein weiteres Unterpaket desselben Pakets im nächsten Slot in Zeilensprung 0, d. h. in Slot 8. Zeilensprünge 1–3 funktionieren ähnlich wie Zeilensprung 0. Manchmal fällt es dem Empfänger schwer, die Paketgrenze zu erkennen, d. h., zu erkennen, ob ein Unterpaket das erste Unterpaket eines neuen Pakets ist, oder ein erneut gesendetes Unterpaket. Um dieses Problem zu verringern, kann ein Neupaketanzeiger in einem Steuerkanal gesendet werden, der Übertragungsformatinformationen für das Paket trägt. Manchmal wird eine komplexere Version der HARQ-Kanalinformationen gesendet, wie Unterpaket-ID, und/oder HARQ-Kanal-ID, um dem Empfänger bei der Erkennung und Decodierung des Pakets zu helfen.
  • Mehrfachantennenkommunikationssysteme, die oft als Multiple-Input-Multiple-Output (MIMO) bezeichnet werden, werden in der Drahtloskommunikation häufig verwendet, um die Systemleistung zu erhöhen. In einem MIMO-System hat der Sender mehrere Antennen, die unabhängige Signale senden können, und der Empfänger hat mehrere Empfangsantennen. MIMO-Systeme degenerieren zu Single Input Multiple Output (SIMO), wenn es nur eine Sendeantenne gibt oder wenn nur ein Datenstrom gesendet wird. MIMO-Systeme degenerieren zu Multiple Input Single Output (MISO), wenn nur eine Empfängerantenne vorhanden ist MIMO-Systeme degenerieren zu Single Input Single Output (SISO), wenn nur eine Senderantenne und eine Empfängerantenne vorhanden sind. Die MIMO-Technologie kann Durchsatz und Reichweite des Systems ohne jede Erhöhung von Bandbreite oder allgemeiner Übertragungsleistung signifikant erhöhen. Allgemein steigert die MIMO Technologie den spektralen Wirkungsgrad eines Drahtloskommunikationssystems durch Ausnutzung der zusätzlichen Freiheit in der Raumdomäne durch mehrere Antennen. Es gibt mehrere Kategorien der MIMO-Technologien. Zum Beispiel erhöhen Raum-Multiplexing-Schemata die Übertragungsrate, indem mehrere Datenströme über mehrere Antennen gesendet werden können. Übertragungsdiversitätstechniken wie die Raum-Zeit Codierung nutzen die Raumdiversität durch mehrere Senderantennen. Empfänger-Diversitätstechniken nutzen die Raumdiversität durch mehrere Empfängerantennen. Strahlformende Technologien verbessern den Empfangssignalgewinn und verringern die Störungen für andere Benutzer. Die Raummultiplextechnik [Spatial Division Multiple Access] (SDMA) gestattet die Übertragung von Signalströmen von mehreren oder an mehrere Benutzer mit denselben Zeit-Frequenz Ressourcen. Die Empfänger können die verschiedenen Datenströme durch Raumsignatur dieser Datenströme trennen. Es ist zu beachten, dass diese MIMO-Übertragungstechniken sich nicht gegenseitig ausschließen. In der Tat können mehrere MIMO-Schemata zusammen in fortschrittlichen Drahtlossystemen eingesetzt werden.
  • Bei einem günstigen Kanal, z. B. bei geringer Mobilitätsgeschwindigkeit, kann ein Closed-Loop-MIMO-Schema verwendet werden, um die Systemleistung zu verbessern. In Closed-Loop-MIMO-Systemen bieten Empfänger das Feedback zum Kanalzustand und/oder bevorzugten Sender-MIMO-Verarbeitungstechniken. Die Sender nutzen diese Feedbackinformationen zusammen mit anderen Werten wie Planungspriorität, Daten- und Ressourcenverfügbarkeit, um Übertragungstechniken zu optimieren.
  • Ein beliebtes Closed-Loop MIMO-Schema ist das MIMO Precoding. Während des Precodings werden die zu sendenden Datenströme vorcodiert, d. h. durch eine Matrix vormultipliziert, bevor sie an Vielzahl von Senderantennen weitergeleitet werden.
  • 7 zeigt ein Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-System.
  • Wie dargestellt in 7 hat ein Sender 401 mehrere Nt Senderantennen 411 und ein Empfänger 402 mehrere Empfängerantennen 421. Datenströme 1 – Ns werden durch dieses MIMO-System gesendet und empfangen. Eine Matrix H wird als Sender-Empfänger-Kanal zwischen Senderantennen 411 und Empfängerantennen 421 angegeben, und Kanal H ist eine Nt-mal-Nr-Matrix. Wenn Sender 401 von Kanalmatrix H weiß, kann Sender 401 das beste Übertragungsverfahren auf Grundlage von Kanalmatrix H wählen. Zum Beispiel kann zur Maximierung des Durchsatzes eines Übertragungssystems, eine Precoding-Matrix als einzig richtige Matrix für Kanalmatrix H gewählt werden, wenn das Wissen über H am Sender 401 verfügbar ist. Daher kann der effektive Kanal für mehrere Datenströme an der Empfängerseite diagonalisiert werden, und die Störung zwischen mehreren Datenströmen kann eliminiert werden. Das erforderliche Overhead für die Rückmeldung des genauen Werts von Kanal H ist jedoch oft störend.
  • 8 zeigt ein Precoding-Prozess wie in einem Closed-Loop-MIMO-System verwendet.
  • Wie in 8 dargestellt, werden die Datenströme 1 – Ns durch eine Prozessstufe 510 verarbeitet, wobei ein Planungsverfahren, ein Leistungs- und Ratenanpassungsverfahren, ein Precoding-Codebuch und ein Precoding-Vektorwahlverfahren, ein Stream-to-Layer-Zuordnungsverfahren und einige damit zusammenhängende Verfahren ausgeführt werden. Die zugeordneten Datenströme werden über Schichten I-NL an eine Precodingstufe 509 gesendet, d. h. die Sender-MINO-Verarbeitungsstufe. Die vorcodierten Daten werden weiterhin an die Senderantennen 1 – Nt gesendet. Ein Empfänger 512 empfängt und stellt die Datenströme 1 – Nr an der Empfänger-MINO-Verarbeitungsstufe 508 wieder her. Um das Overhead der Rückmeldung zu verringern, werden mehrere Precoding-Matrizen bei Sender 511 definiert, um den Bereich der möglichen Werte einzuschränken, die Kanalmatrix H darstellen kann. Mit der Bereichsquantelung gibt der Empfänger 512 das bevorzugte Precoding-Schema zurück, üblicherweise in Form des Index der bevorzugten Precoding-Matrix, des Übertragungsrangs und der Indices der bevorzugten Precodingvektoren. Empfänger 512 kann auch die entstehenden Channel-Quality-Indication-(CQI)-Werte für das bevorzugte Precodingverfahren zurückgeben.
  • Eine anderer Blickwinkel des MIMO-Systems ist die Frage, ob mehrere zu sendende Datenströme getrennt oder zusammen codiert werden. Wenn alle Übertragungslagen zusammen codiert werden, ist das MIMO-System ein Eincodewort-(SCW)-MIMO-System, andernfalls ein Mehrfachcodewort-(MCW)-MIMO-System. In einem Long-Term-Evolution-(LTE)-Downlinksystem können bei Einzelbenutzer-MIMO (SU-MIMO) bis zu zwei MIMO-Codewörter an ein einzelnes Endgerät [User Equipment] (UE) gesendet werden. Wenn zwei MIMO-Codewörter an ein Endgerät (UE) gesendet werden, muss das UE diese zwei Codewörter getrennt bestätigen. Eine andere MIMO-Technik ist das Raummultiplexverfahren [Spatial Division Multiple Access] (SDMA), auch als Mehrfachbenutzer-MIMO (MU-MIMO) bezeichnet. Bei der SDMA werden mehrere Datenströme getrennt codiert und mit den gleichen Zeit-Frequenz-Ressourcen an verschiedene gewünschte Empfänger gesendet. Durch Verwendung verschiedener Raumsignaturen, z. B. Antennen, virtuelle Antennen oder Precodingvektoren, können die Empfänger die verschiedenen Datenströme voneinander trennen. Weiterhin kann das betreffende Signal durch Planung der richtigen Empfängergruppe und Wahl der richtigen Raumsignatur für jeden Datenstrom basierend auf den Kanalzustandsinformationen für den jeweiligen Empfänger verstärkt werden, während die anderen Signale für die anderen jeweiligen Empfänger gleichzeitig ebenfalls verstärkt werden. Auf diesem Wege kann die Systemkapazität verbessert werden. Sowohl Einzelbenutzer-MIMO (SU-MIMO) als auch Mehrfachbenutzer-MIMO (MU-MIMO) werden im Downlink der Long Term Evolution (LTE) verwendet. MU-MIMO wird auch im Uplink der Long Term Evolution (LTE), SU-MIMO im Long Term Evolution (LTE) Uplink verwendet, wird aber noch diskutiert.
  • Bei einem Long-Term-Evolution-(LTE)-System wird ein großer Transportblock in mehrere Codeblöcke segmentiert, so dass mehrere codierte Pakete generiert werden können. Dies ist von Vorteil, weil es beispielsweise parallele Verarbeitung und Pipelineausführungen sowie flexiblen Ausgleich zwischen Stromverbrauch und Hardwarekomplexität ermöglicht.
  • Beispielsweise wird das Codierungsverfahren des High Speed Data Shared Channel (HS-DSCH) in einem High-Speed-Downlink-Packet-Access-(HSDPA)-System in 9 dargestellt.
  • Wie dargestellt in 9, werden Datenbits aim1, aim2, aim3 ... aimA in einer Cyclic-Redundancy-Check-(CRC)-Stufe 611 verarbeitet und in Datenbits bim1, bim2, bim3 ... bimB gewandelt. CRC-Datenbits werden in der Bit-Scrambling-Stufe 612 einem Bit-Scrambling unterzogen und in Datenbits dim1, dim2, dim3 ... dimB gewandelt. Die gesammelten Datenbits werden in der Codeblock-Segmentierungsstufe 613 segmentiert und zu Codeblöcken oir1, oir2, oir3 ... oirk geformt. Die Codeblöcke werden dann in einer Kanalcodierungsstufe 614 codiert und werden so zu den codierten Codeblöcken cir1, cir2, cir3 ... cirE. Diese codierten Codeblöcke werden in einer physikalischen Schichten-Hybrid-ARQ-Funktionalitäts-Stufe 615 verarbeitet. Die entstehenden Datenbits werden erneut in einer physikalischen Kanalsegmentierungsstufe 616 segmentiert. Die Hybrid-ARQ-Funktionalität passt die Anzahl der Bits w1, w2, w3 ... wR der codierten Bits an die Gesamtanzahl der Bits des physikalischen HS-DSCH-Kanals an. Die entstehenden kanalsegmentierten Datenbits up,1, up,2, up,3 ... up,U werden einem Interleaving durch eine HS-DSCH Interleavingstufe 617 unterzogen. Die interleavten Datenbits vp,1, vp,2, vp,3 ... vp,U werden dann in der Konstellationsumsortierungsstufe 618 umsortiert und die umsortierten Bits rp,1, rp,2, rp,3 ... rp,U werden weiter in einer physikalischen Kanalzuordnungsstufe 619 zugeordnet. Die entstehenden zugeordneten Bits werden dann an den physikalischen Kanal #1, physikalischen Kanal #2 ... physikalischen Kanal #P ausgegeben. Im aktuellen HS-DSCH-Design wird nur ein 24-Bit-Cyclic-Redundancy-Check (CRC) für den gesamten Transportblock für Fehlererkennungszwecke für diesen Block generiert. Wenn mehrere Codeblöcke in einem Übertragungszeitintervall [Transmission Time Interval] (TTI) generiert und gesendet werden, kann der Empfänger einige der Codeblöcke möglicherweise korrekt decodieren, andere jedoch nicht. In diesem Fall muss der Empfänger eine NAK-Negativquittung an den Sender zurücksenden, weil der CRC für den Transportblock nicht prüft.
  • Die Hybrid-ARQ-Funktionalität passt zur Anzahl der Bits an der Ausgabe des Kanalcodierers (d. h. Kanalcodierungsstufe 614) zur Gesamtanzahl der Bits des eingestellten HS-PDSCH, denen der HS-DSCH zugeordnet wird. Die Hybrid-ARQ-Funktionalität wird durch die Redundanzversions-(RV)-Parameter zugeordnet. Der genaue Bitsatz an der Ausgabe der Hybrid-ARQ-Funktionalität ist abhängig von der Anzahl der Eingabebits, der Anzahl der Ausgabebits und den RV-Parametern.
  • Die Hybrid-ARQ-Funktionalität hat zwei Rate-Matching-Stufen und einen virtuellen Puffer wie dargestellt in 10.
  • Ein Strom von Datenbits NTTI aus Ressource C wird durch einen BitSeparator 610 in systematische Bits, Parity-1-Bits und Parity2 Bits aufgeteilt. Diese drei Bitgruppen werden in einer ersten Rate-Matching-Stufe 611 unterschiedlich verarbeitet. Die erste Rate-Matching-Stufe 611 passt die Anzahl der Eingangsbits an einen virtuellen IR-Puffer 613, an und die Informationen zu Puffer 613 werden durch die höheren Schichten bereitgestellt. Systematische Bits werden direkt an Puffer 613 gesendet, Parity-1-Bits werden durch den Rate Matcher RM_P1_1 und Parität2-Bits durch den Rate-Matcher RM_P2_1 verarbeitet. Ausgaben von Puffer 613 erfolgen durch eine zweite Rate-Matching-Stufe 615. Die zweite Rate-Matching-Stufe 615 passt die Anzahl der Bits nach der ersten Rate-Matching-Stufe 611 an die Anzahl der physikalischen Kanalbits an, die im IS-PDSCH-Satz im Transmission Time Interval (TTI) verfügbar sind. Die Ausgabe Nsys erfolgt an den Rate Matcher RM_S der zweiten Rate-Matching-Stufe 615, die Ausgabe Np1 an den Rate Matcher RM_P1_2 der zweiten Rate-Matching-Stufe 615, und die Ausgabe Np2 an den Rate-Matcher RM_P2_2 der zweiten Rate-Matching-Stufe 615. Die Ausgaben Nsys, Np1 und Np2 erfolgen an die Bitsammelstufe 617.
  • Daher wird der entstehende Datenbitstrom Ndata an Anschluss W bereitgestellt. Es gilt zu beachten, dass dann, wenn die Anzahl der Eingangsbits die Pufferkapazität des virtuellen IR Puffers 613 nicht übersteigt, die erste Rate-Matching Stufe 611 transparent ist.
  • Verschiedene Modulationsverfahren, wie ein Quadraturphasenumtastung (QPSK), Binärphasenumtastung (BPSK), Achtphasenumtastung (8-PSK), 16-Quadratur-Amplituden-Modulation (16-QAM) oder 64-Quadratur-Amplituden-Modulation (64-QAM) können für eine adaptive Modulation und zur Erhöhung der spektralen Effizienz der Modulation verwendet werden. Bei einer 16-QAM-Modulation werden Vierergruppen von Bits, b0b1b2b3, komplexwertigen Modulationssymbolen x = I + jQ zugeordnet.
  • Eine Ausführungsform der 16-QAM sehen Sie in Tabelle 1. Tabelle 1: 16-QAM-Modulationsmapping
    b0b1b2b3 I Q
    0000 1/√10 1/√10
    0001 1/√10 3/√10
    0010 3/√10 1/√10
    0011 3/√10 3/√10
    0100 1/√10 –1/√10
    0101 1/√10 –3/√10
    0110 3/√10 –1/√10
    0111 3/√10 –3/√10
    1000 –1/√10 1/√10
    1001 –1/√10 3/√10
    1010 –3/√10 1/√10
    1011 –3/√10 3/√10
    1100 –1/√10 –1/√10
    1101 –1/√10 –3/√10
    1110 –3/√10 –1/√10
    1111 –3/√10 –3/√10
  • Die Konstellation der 16-QAM-Modulation in Tabelle 1 sehen Sie in 11. 11 zeigt eine zweidimensionale Koordinate, die eine Darstellung des 16-QAM-Konstellationsdiagramms zeigt. Ein Konstellationsdiagramm ist eine Darstellung eines Signals, das durch ein digitales Modulationsverfahren moduliert wurde. Das Konstellationsdiagramm zeigt Signale in einem zweidimensionalen Koordinatennetz in einer komplexen Ebene an Symbolstichprobenstellen. Das Konstellationsdiagramm stellt die möglichen Symbole dar, die durch ein bestimmtes Modulationsverfahren als Punkte in der komplexen Ebene gewählt wurden. Jeder Punkt in 11 stellt ein entsprechendes Symbol für b0b1b2b3 im komplexen Plan I – Q dar, wenn I und Q vorgegebene Werte aus Tabelle 1 haben. Diese Konstellation bietet verschiedene Schutzlevels für die vier Bits (d. h. Bit b0, b1, b2 und b3). Wie dargestellt in 11, sind die Schutzlevels für Bits b0 und b1 gleich, ebenso wie die Schutzlevels der Bits b2 und b3. Die Schutzlevels von b0 und b1 sind jedoch höher als die Schutzlevels für Bits b2 und b3.
  • Bei einer 64-QAM-Modulation werden Sechsergruppen von Bits, b0b1b2b3b4b5, komplexwertigen Modulationssymbolen x = I + jQ zugeordnet. Eine Ausführungsform von 64-QAM wird in Tabelle 2 gezeigt. Die Konstellation der 64-QAM-Modulation in Tabelle 2 wird in 11 dargestellt. 12 zeigt eine zweidimensionale Koordinate, die eine Darstellung des 64-QAM-Konstellationsdiagramms anzeigt. Diese Konstellation bietet verschiedene Schutzlevels für die sechs Bits. Ähnlich wie 11, stellt jeder Punkt von 12 ein entsprechendes Symbol von b0b1b2b3b4b5 im komplexen I-Q Plan dar, wenn I und Q vorgegebene Werte aus Tabelle 2 haben. Das Schutzlevel von Bits b0 und b1 ist gleich, ebenso wie das Schutzlevel von Bits b2 und b3, und der Schutz von Bits b4 und b5. Die Schutzlevels von Bits b0 und b1 sind jedoch höher als die Schutzlevels von Bits b2 und b3, die wiederum höher sind als der Schutz von Bits b4 und b5. Der Einfachheit halber wird der Index eines Bits in einem Modulationssymbol als Modulationsposition dieses Bit definiert. Tabelle 2: 64-QAM-Modulationsmapping
    b0b1b2b3b4b5 I Q b0b1b2b3b4b5 I Q
    000000 3/√42 3/√42 100000 –3/√42 3/√42
    000001 3/√42 1/√42 100001 –3/√42 1/√42
    000010 1/√42 3/√42 100010 –1/√42 3/√42
    000011 1/√42 1/√42 100011 –1/√42 1/√42
    000100 3/√42 5/√42 100100 –3/√42 5/√42
    000101 3/√42 7/√42 100101 –3/√42 7/√42
    000110 1/√42 5/√42 100110 –1/√42 5/√42
    000111 1/√42 7/√42 100111 –1/√42 7/√42
    001000 5/√42 3/√42 101000 –5/√42 3/√42
    001001 5/√42 1/√42 101001 –5/√42 1/√42
    001010 7/√42 3/√42 101010 –7/√42 3/√42
    001011 7/√42 1/√42 101011 –7/√42 1/√42
    001100 5/√42 5/√42 101100 –5/√42 5/√42
    001101 5/√42 7/√42 101101 –5/√42 7/√42
    001110 7/√42 5/√42- 101110 –7/√42 5/√42
    001111 7/√42 7/√42 101111 –7/√42 7/√42
    010000 3/√42 –3/√42 110000 –3/√42 –3/√42
    010001 3/√42 –1/√42 110001 –3/√42 –1/√42
    010010 1/√42 –3/√42 110010 –1/√42 –3/√42
    010011 1/√42 –1/√42 110011 –1/√42 –1/√42
    010100 3/√42 –5/√42 110100 –3/√42 –5/√42
    010101 3/√42 –7/√42 110101 –3/√42 –7/√42
    010110 1/√42 –5/√42 110110 –1/√42 –5/√42
    010111 1/√42 –7/√42 110111 –1/√42 –7/√42
    011000 5/√42 –3/√42 111000 –5/√42 –3/√42
    011001 5/√42 –1/√42 111001 –5/√42 –1/√42
    011010 7/√42 –3/√42 111010 –7/√42 –3/√42
    011011 7/√42 –1/√42 111011 –7/√42 –1/√42
    011100 5/√42 –5/√42 111100 –5/√42 –5/√42
    011101 5/√42 –7/√42 111101 –5/√42 –7/√42
    011110 7/√42 –5/√42 111110 –7/√42 –5/√42
    011111 7/√42 –7/√42 111111 –7/√42 –7/√42
  • Zum Beispiel ist die Modulationsposition von b0 in einem 64-QAM 0, und die Modulationsposition von b1 in einem 64-QAM ist 1. Daher haben die ersten und zweiten Modulationspositionen, d. h., b0 und b1, für die gegebene 64-QAM-Konstellation den stärksten Schutz; die dritten und vierten Modulationspositionen, d. h., b2 und b3, haben schwächere Schutzlevels; die fünfte und sechste Modulationsposition, d. h., b4 und b5, haben das schwächste Schutzlevel.
  • In dieser Erfindung werden Vorrichtungen bereitgestellt, um die Leistung von Übertragungen mit Informationsbits oder Paritätsbits von mehreren codierten Paketen zu verbessern.
  • Aspekte, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden Detailbeschreibung offensichtlich, einfach durch die Darstellung einer Reihe bestimmter Ausführungsformen und Implementierungen, einschließlich des besten Modus, der für die Ausführung der Erfindung unterstellt wird. Die vorliegende Erfindung beinhaltet auch andere und verschiedene Ausführungsformen, und einige Details können auch in anderer vielfältiger Hinsicht genutzt werden, alles ohne von Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen.
  • Entsprechend sind die Zeichnungen und die Beschreibung als rein illustrativ anzusehen und nicht als einschränkend.
  • In den folgenden Darstellungen wird ein Downlink-Datenkanal in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen als Beispiel verwendet. Die hier erläuterte Technik kann sicherlich auch in Uplink-Datenkanälen in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen, Steuerkanälen im Downlink oder Uplink in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen sowie anderen Daten-, Steuer- oder anderen Kanälen in anderen Systemen eingesetzt werden, soweit anwendbar.
  • In dieser Erfindung wird ein verbessertes Design des Kanalinterleavers und Empfängers bereitgestellt, und eine separate Codierung mehrerer Codeblöcke wird in Betracht gezogen, um die Leistung zu verbessern. Wenn mehrere Codeblöcke gesendet werden, wird die Leistung der Übertragung durch den Codeblock vorgegeben, der die schlechteste Leistung bringt. Der Kanalinterleaver soll, einschließlich der Zuordnung der codierten Bits der verschiedenen Codeblöcke zu Modulationssymbolen, und der Zuordnung der Modulationssymbolen zu Zeit-, Frequenz- und Raumressourcen so genau entworfen werden, dass sichergestellt wird, dass jeder Codeblock etwa gleich gut geschützt ist. Auf der Empfängerseite kann, wenn einige Codeblöcke korrekt empfangen werden, andere aber nicht, das Signal der korrekt decodierten Codeblöcke rekonstruiert und aus dem empfangenen Signal gelöscht werden. Nach der Löschung kann der Empfänger versuchen, die anderen Codeblöcke erneut zu decodieren. Weil die Störung anderer Codeblöcke, die noch nicht erfolgreich decodiert wurden, stark verringert werden kann, kann die Wahrscheinlichkeit, dass der Empfänger in der Lage sein wird, die anderen Codeblöcke zu decodieren, wesentlich erhöht werden. Im Fall des Hybrid-ARQ (HARQ) sendet der Empfänger, wenn er nicht in der Lage ist, einen der Codeblöcke zu decodieren, NAK für den ganzen Transportblock zurück, wenn nur ein ACK-Kanal vorhanden ist. Da Knoten B nicht weiß, welcher Codeblock durch die UE erfolgreich decodiert wurde und welcher nicht, sendet Knoten B den gesamten Transportblock, für den NAK gesendet wurde, mit allen Codeblöcken neu. In diesem Fall sollte die UE in der Lage sein, das Wissen um diese erfolgreich decodierten Codeblöcke zu nutzen, um bei der Decodierung der Codeblöcke zu helfen, die nicht erfolgreich decodiert wurden. Das vorgeschlagene erfindungsgemäße Kanal Interleaverdesign erleichtert diese Operation. Bevorzugte Ausführungsformen des Empfängerbetriebs werden ebenfalls offenbart.
  • In einer erfindungsgemäßen Ausführungsform wird jedem Codeblock ein CRC angefügt, um die Fehlererkennung für jeden Codeblock zu ermöglichen. 13 zeigt ein Beispiel der Anfügung eines Codeblock-CRC. Im Vergleich mit 9 wird nach Anhängen des Transportblock-CRC, dem Bit-Scrambling und der Codeblocksegmentierung ein weiterer Schritt eingefügt, und der Codeblock-CRC wird an mindestens einen der Codeblöcke direkt nach dem Schritt der Codetaktsegmentierung nach 13 angefügt. Der Transportblock wird in einen oder mehrere Codeblöcke segmentiert. Wenn nur ein Codeblock im Transportblock enthalten ist, ist der Codeblock-CRC nicht unbedingt notwendig. Wenn mehr als ein Codeblock im Transportblock enthalten ist, ist es wichtig, dass ein Codeblock-CRC angefügt wird. Beispielsweise ist der Transportblock-CRC für HS-DSCH in HSDPA 24-Bit, was einen sehr geringe Erkennungsfehler möglich macht (ca. 2–24 ≃ 6 10–8). Ein Zweck des Anfügens des CRC an jeden Codeblock ist es, ausreichende Codeblockfehlererkennungssicherheit zu bieten, so dass der Empfänger die Signale der Codeblöcke ausschalten kann, die korrekt decodiert wurden. Ein CRC-Erkennungsfehler von ~10–2 kann für diese Operation ausreichen. Beachten Sie, dass ein 8-Bit-CRC eine Erkennungsfehlerrate von ca. 4 10–3 erreichen kann. In diesem Fall kann ein 8-Bit CRC für den Codeblock-CRC für Codeblockfehlererkennung und -ausschaltung verwendet werden, während ein 24-Bit CRC für die Transportblockfehlererkennung verwendet wird. Dies verringert das CRC-Overhead und bietet eine Möglichkeit, decodierte Codeblöcke erfolgreich zu entfernen. Offensichtlich kann das CRC-Overhead noch weiter verringert werden, indem nur ein Codeblock-CRC für mehrere Codeblöcke angefügt wird.
  • In dieser Erfindung wird eine Reihe von Schritten bereitgestellt, die auf das Kanal-Interleaverdesign anzuwenden sind. Es ist zu beachten, dass nicht alle diese Schritte umgesetzt werden müssen, um diese Erfindung anzuwenden. In anderen Worten, diese Erfindung deckt Interleaver ab, die mindestens einen der Schritte verwenden, die nachfolgend in dieser Erfindung beschrieben sind. Beachten Sie, dass die Konstellationsumsortierung für 16-QAM wie dargestellt in 13 für dieses Kanal-Interleaverdesign nicht notwendig sein muss.
  • Siehe 14, 15 und 16.
  • 14 stellt einen Kanalinterleaver für Orthogonal-Frequenzteilungsmultiplex-(OFDM)-Systeme dar, der sich für die Anwendung der Grundsätze einer Ausführungsform dieser Erfindung eignet. 15 stellt eine Ressourcenelementzuordnungstabelle für eine Datenübertragung dar, die sich für die Ausführung der Grundsätze einer Ausführungsform dieser Erfindung eignet. 16 zeigt eine Umsortierung codierter Bits nach Codeblöcken nach dem Rate Matching dar, die sich für die Anwendung der Grundsätze einer Ausführungsform dieser Erfindung eignet. 14 zeigt, dass die Ressource, die einer Datenübertragung zugeordnet ist, N OFDM-Symbole in der Zeit, und M Unterträger in der Frequenz beträgt. Jeder Unterträger eines OFDM-Symbols wird als ein Ressourcenelement bezeichnet. Ressourcenelemente umfassen Daten ressourcenelemente und Nicht-Datenressourcenelemente. Jedes Ressourcenelement trägt ein Modulationssymbol, das seinerseits mehrere codierte Bits trägt. Zum Beispiel können 2 Bits in einem QPSK-Modulationssymbol enthalten sein; 4 Bits können in einem 16-QAM Modulationssymbol enthalten sein usw. Die Anzahl der Bits in jedem Modulationssymbol wird als Modulationsordnung L angegeben, und jede Modulationsposition in einem Modulationssymbol wird durch einen Modulationspositionsindex angegeben, wie dargestellt in 14. Eine bevorzugte Ausführungsform des Kanal-Interleaverdesigns besteht aus mindestens einer der folgenden Operationen.
  • Schritt 1
  • Erstens sind für jeden Codeblock die Symbole S, P1, P2 jeweils die systematischen Bits, Paritätsbits von Codierer 1 eines Turbocodierers, und Paritätsbits von Codierer 2 eines Turbocodierers. Ein Turbocodierer wird durch parallele Verkettung zweier Recursive-Systematic-Convolutional-(RSC)-Codierer gebildet, die durch einen Interleaver getrennt sind. In einer erfindungsgemäßen Ausführungsform werden die codierten Bits nach dem zweiten Rate-Matching auf Grundlage der Codeblöcke umsortiert. Wie in 16 dargestellt, gibt es eine Anzahl von Ncb Codeblöcken in der Übertragung dieses Transportblocks. Wie 10 zeigt, folgt eine Stufe 913, die die Bits nach Codeblöcken umsortiert, direkt auf die Bitsammelstufe 617. In Stufe 913 werden die systematischen Bits, Parität 1-Bits, und Parität 2-Bits von Codeblock 1 gesammelt und in die Reihenfolge S, P1, P2 gebracht. Die Anzahl der systematischen Bits, Parität-Bits und Parität 2-Bits des i-ten Codeblocks werden jeweils durch Nt,i,sys, Nt,i,p1, Nt,i,p2, angegeben. Die umsortierten Bits treten dann in eine Stufe 915 ein, die als Kanalinterleaver-Stufe [channel interleaver stage] bezeichnet wird. Nt,sys, Nt,p1, Nt,p2 können jeweils in folgenden Gleichungen dargestellt werden:
    Figure 00280001
  • Die umsortierten Bits können verwendet werden, um die Zeit-Frequenz-Ressourcen und die Modulationspositionen in den Modulationssymbolen aufzufüllen.
  • Schritt 2
  • Zweitens werden diese Bits in einen dreidimensionalen Raum geschrieben, wie 14 zeigt. Diese Bits füllen den Raum zuerst entlang der Dimension des Frequenz-(d. h. Unterträger)-index. Dann füllen sie den Raum entlang der Dimension des Zeit-(d. h. OFDM-Symbol)-Index. Zuletzt füllen sie den Raum entlang der Dimension des Modulationspositionsindex. Beachten Sie, dass eine andere Anordnung der Dimensionen möglich ist und von dieser Erfindung abgedeckt wird. Jede Position des dreidimensionalen Raums kann durch eine Koordinate (b, t, f) angegeben werden. Wird das erste Bit auf (0, 0, 0) lokalisiert, sollte das zweite Bit auf (0, 0, 1), das dritte Bit auf (0, 0, 2) lokalisiert werden usw. Nach Erschöpfung der Frequenzdimension für einen bestimmten OFDM-Symbolindex wird der OFDM-Symbolindex erweitert. Zum Beispiel sollte das (M – 1)-te Bit auf (0, 0, M – 1), und das M-te Bit auf (0, 1, 0) lokalisiert werden. Nach Erschöpfung der Frequenz- und Zeitindices wir der Modulationspositionsindex erweitert. Zum Beispiel sollte das (MN – 1)-te Bit auf (0, N – 1, M – 1), und das MNte Bit auf (1, 0, 0) lokalisiert werden. Beachten Sie, dass es einige Ressourcenelemente geben kann, die durch andere Kanäle durchdrungen oder besetzt werden und daher nicht für die Datenkanalübertragung zur Verfügung stehen. In einer bevorzugten Ausführungsform dieser Erfindung werden die Zeit-Frequenz-Ressourcen mit einer Ressourcenelementzuordnungstabelle in 15 dargestellt. Die Ressourcenelemente, die einer Datenübertragung zugeordnet sind, werden zusammen gruppiert, um eine Ressourcenelementzuordnungstabelle zu bilden. Die Zuordnungstabelle zeigt die Ressourcenelemente, die für die Datenübertragung verfügbar sind, und die Ressourcenelemente, die von andere Kanälen belegt sind, wie etwa dem Referenzsignal, Downlink-Steuerkanälen usw. Die Ressourcenelemente, die von anderen Kanälen belegt sind, werden übersprungen. Beachten Sie, dass diese Ressourcenelementzuordnungstabelle für jede Modulationsposition erneut verwendet werden kann, wie dargestellt in 15. Schließlich kann der Raum, der die codierten Bits enthält, als Würfel beschrieben werden, wie dargestellt in 14, wobei einige Ressourcenelemente von anderen Kanälen belegt werden und diese belegten Ressourcenelemente als Nicht-Daten Ressourcenelemente bezeichnet werden.
  • Schritt 3
  • Drittens werden die Datenbits für jeden Modulationspositionsindex und jedes OFDM-Symbol entlang der Frequenzdimension einem Interleaving unterzogen. Zum Beispiel kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Jeder andere Interleaver kann ebenfalls zu diesem Zweck eingesetzt werden. Manchmal werden ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet. Zum Beispiel sind dies zyklische Verschiebungen; es können auch vorgegebene Interleaving-/Umsortierungs-/Misch-/Tauschmuster verwendet werden. Diese Muster können, müssen sich aber nicht für jedes OFDM-Symbol und/oder jeden Modulationspositionsindex ändern. Manchmal unterscheidet sich die Anzahl der in jedem OFDM-Symbol verfügbaren Ressourcenelemente aufgrund der verschiedenen Durchdringungsmenge oder Verwendung dieser OFDM-Symbole durch andere Kanäle. In diesem Fall können Interleaver mit verschiedenen Größen für verschiedene OFDM-Symbole verwendet werden.
  • Schritt 4
  • Viertens werden die Datenbits für jeden Modulationspositionsindex und jeden Unterträger einem Interleaving entlang der Zeitdimension unterzogen. Zum Beispiel kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Auch jeder andere Interleaver kann zu diesem Zweck eingesetzt werde. Manchmal können ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet werden. Beispielsweise können zyklische Verschiebungen oder vorgegebene Interleaving/Umsortierungs-/Misch-/Tauschmuster verwendet werden. Diese Muster können, müssen sich aber nicht für jede Modulationsposition und/oder jeden Unterträgerindex ändern. Manchmal unterscheidet sich die Anzahl der Ressourcenelemente, die für jeden Unterträgerindex verfügbar ist, aufgrund der verschiedenen Durchdringungsmenge oder Verwendung dieses Unterträgers durch andere Kanäle. In diesem Fall können Interleaver mit verschiedenen Größen für verschiedene Unterträger verwendet werden.
  • Schritt 5
  • Fünftens werden die Datenbits für jeden Unterträger und jedes OFDM-Symbol einem Interleaving entlang der Dimension des Modulationspositionsindex unterzogen. Zum Beispiel kann ein Bit-Reverse-Order-(BRO)-Interleaver oder ein Pruned-Bit-Reverse-Order-Interleaver verwendet werden. Auch jeder andere Interleaver kann zu diesem Zweck eingesetzt werde. Manchmal können ein oder mehrere vereinfachte Mischmuster verwendet werden. Beispielsweise können zyklische Verschiebungen oder vorgegebene Interleaving-/Umsortierungs-/Misch-/Tauschmuster verwendet werden. Diese Muster können, müssen sich aber nicht Unterträger und/oder OFDM-Symbol. Bevorzugte Muster werden später in dieser Erfindung erklärt.
  • Eine bevorzugte Ausführungsform des Kanal-Interleaverdesigns enthält mindestens einen der obigen fünf Schritte.
  • In der folgenden Beschreibung werden Ausführungsformen und Variationen der obigen Schritte erklärt. Beachten Sie, dass diese Ausführungsformen nur einen oder mehrere Zwischenschritte des gesamten Interleavings darstellen. Vor allem die bildlichen Darstellungen werden ausschließlich verwendet, um die Wirkung eines oder mehrerer Zwischenschritte zu erklären, und stellen nicht immer das Endergebnis des Interleavings dar. Zum Beispiel zeigt 19 die codierten Bits eines Codeblocks in ihrer Verteilung über die Zeit-, Frequenz-, und Raumdomäne. Die codierten Bits des Codeblocks sind aber alle in der ersten Modulationsposition aller Modulationssymbole. Nachfolgende Interleavingschritte interleaven diese codierten Bits in der Zeit-, Frequenz- und Raumdimension und verschieben die Modulationspositionen dieser codierten Bits in den Modulationssymbolen.
  • Schritte 1 und 2 sollen die codierten Bits jedes Codeblocks in den Frequenz- und Zeitdomänen soweit wie möglich spreizen, um die Diversität in Frequenz und Zeit zu maximieren. Für Long-Term-Evolution-(LTE)-Systeme, ist die Frequenzdiversität üblicherweise stärker ausgeprägt als die Zeitdiversität derselben Übertragung. Daher ist es vorzuziehen, zuerst den Frequenzunterträgerindex zu erweitern und dann den OFDM-Symbolindex. Verschiedene Anordnungen der Erweiterung der Indices der verschiedenen Dimensionen werden durch diese Erfindung abgedeckt. Normale vorwärtsgerichtete Fehlerkorrekturcodes, vor allem bei Umsetzung mit praktischen Decodierern, handhaben getrennte oder zufällige Fehler besser als Burst- oder benachbarte Fehler. Schritt 3 sendet Burstfehler in der Frequenzdomäne auf getrennte Fehler. Schritt 4 sendet Burstfehler in der Zeitdomäne auf getrennte Fehler. Für die Modulation einer höheren Ordnung kann jede Modulationsposition in einem Modulationssymbol einen anderen Schutz genießen. Schritt 5 versucht, die Bits jedes Codeblocks zufällig oder einheitlich den verschiedenen Modulationspositionen der Modulationssymbole zuzuordnen, so dass im Durchschnitt die codierten Bits jedes Codeblocks dasselbe Schutzlevel genießen. Die Reihenfolge von Schritt 3, Schritt 4 und Schritt 5 kann ohne Abweichen vom Gedanken dieser Erfindung geändert werden. Bestimmte Schritte können außerdem in einen einzigen Schritt kombiniert werden. Zum Beispiel, lassen sich Schritt 2 und Schritt 5 leicht durch einen Suchlauf eine andere Modulationsposition bei Änderung der Frequenz- und Zeitindices ändern.
  • Es gibt viele alternative Ausführungsformen für Schritte 2, 3 und 4, die ähnliche Wirkungen erzielen, was die Spreizung der codierten Bits jedes Codeblocks auf der Zeit-Frequenzdomäne betrifft. In einer Ausführungsform der Erfindung können andere zweidimensionale Matrizen verwendet werden, um die Zeit-Frequenz-Ressourcen darzustellen, statt der Ressourcenelementzuordnungstabelle. Zum Beispiel kann eine zweidimensionale Matrix mit einer Anzahl von Zeilen, die der Anzahl der Ressourcenblocks entspricht, und einer Anzahl der Spalten, die der Anzahl der Ressourcenelemente entspricht, die für Daten in jedem Ressourcenblock zur Verfügung stehen, verwendet werden. Angenommen, dass die Datenübertragung als Anzahl von Nblock Ressourcenblocks zugewiesen ist und es eine Anzahl von NDataRE Bits gibt, die für die Datenübertragung pro Ressourcenblock verfügbar sind, so können die codierten Bits im L Nblock NDataRE Raum lokalisiert werden. Vorzugsweise wird der Blockindex zuerst erweitert, dann der Ressourcenelementindex, dann der Modulationspositionsindex. Dadurch werden benachbarte codierte Bits auf verschiedene Ressourcenblocks aufgeteilt, die wahrscheinlich verschiedene Kanalzustände annehmen werden. Dieselbe Operation kann auch als Zeilen-Spalten-Interleaving/Permutation beschrieben werden, wobei der Wert Nblock NDataRE, die auf jede Modulationsposition angewandt wird, oder als Zeilen-Spalten-Interleaving/Permutation, wobei der Wert Nblock NDataRE auf die Modulationssymbole angewandt wird. In jeder Modulationsposition werden die codierten Bits in eine Matrix Nblock NDataRE geschrieben, wobei der Blockindex sich zuerst erhöht. Interleaving entlang des Blockindex oder des Datenressourcenelement(RE)-index kann durchgeführt werden, wenn dies gewünscht wird. Der Zweck des Interleaving entlang des Blockindex ist das zufällige Anordnen der Orte der codierten Bits in Blocks, die weit auseinander liegen. Der Zweck des Interleaving entlang des Daten-RE-Index ist die zufällige Anordnung des Orts der codierten Bits in einem Ressourcenblock. Schließlich, werden diese Bits, wenn sie den Zeit-Frequenz-Ressourcen zugeordnet sind, ausgelesen und auf Zeit-Frequenz-Ressourcen angeordnet, wobei sich der Ressourcenelementindex zuerst erhöht, um den Effekt des Zeilen-Spalten-Interleaving zu erreichen. Beachten Sie wieder, dass diese Operation auch auf die gesamten Modulationssymbole angewandt werden kann, statt auf jede Modulationsposition.
  • Alternativ kann als Erleichterung der Ausführungsform von Schritt 2, 3 und 4 eine Dimension verwendet werden, um die Zeit-Frequenz-Ressourcen darzustellen. Die Ressourcenelemente werden in der Ressourcenelementzuordnungstabelle indiziert. Die Zuordnung der Indices zu Ressourcenelementen kann zufällig sein. Zum Beispiel können die Ressourcenelemente beginnend mit dem geringsten OFDM-Symbolindex und dem geringsten Unterträgerindex erschöpft werden, indem zuerst der Unterträgerindex erweitert wird, und dann der OFDM-Symbolindex. Alternativ können die Ressourcenelemente erschöpft werden, indem zuerst der OFDM-Symbolindex erweitert wird und dann der Unterträgerindex. Ein Beispiel sehen Sie in 17(a) und 17(b). 17(b) zeigt einen Zeit-(OFDM-Symbolindex)-Frequenz(Unterträgerindex)-Raum für die Akkommodation der datencodierten Bits; diesen Zeit-Frequenz-Raum sehen Sie als eine Dimension in 17(a), und diese Dimension wächst entlang der Modulationspositionsindexrichtung und wird zu einer zweidimensionalen Matrix wie dargestellt in 17(a). Die Ressourcenelemente, die durch Daten belegt sind, wie dargestellt in 17(b), d. h., Ressourcenelemente 1–32, werden im Modulationspositionsindex verwendet und werden zu einer zweidimensionalen Matrix wie dargestellt in 17(a). Nach Füllung des Zeit-Frequenz-Raums wie dargestellt in 17(b) durch die codierten Bits mehrerer Ressourcenblocks i, j, kann ein Interleaving entlang der Ressourcenelementdimension dargestellt werden, um angrenzende codierte Bits in den Zeit-Frequenz-Ressourcen zu spreizen. Ein Bit-Reverse-Order-, oder Pruned-Bit-Reversal-Order, oder jeder andere Interleaver kann verwendet werden.
  • Alternativ können die Ausführungsform von Schritt 1, 2, 3, und 4 stärker in die Codierung vor diesen Schritten integriert werden. Zum Beispiel nimmt das HSDPA-System an, dass die systematischen Bits aller Codeblöcke zusammen lokalisiert sind, gefolgt von den Parity-1-Bits aller codierten Blocks und dann von den Parity-2-Bits alter codierten Blocks. Um die systematischen Bits, Parity-1-Bits, und Parity-2-Bits von mindestens einem Codeblock nach dem Rate Matching zu gruppieren, ist dies auch möglich, indem dar gesamte Rate-Matching-Prozess für die Codeblöcke getrennt durchgeführt wird. 18 zeigt eine Ausführungsform für Rate Matching und Bit Collection auf Codeblockbasis. Jeder Codeblock, d. h., Codeblock 1, Codeblock 2, ..., Codeblock Ncb, wird durch den BitSeparator 610, die erste Rate-Matching-Stufe 611, den virtuellen IR-Puffer 613, die zweite Rate-Matching-Stufe 615 und die Bitsammelstufe 617 nacheinander verarbeitet. Alle umsortierten Bits gehen dann auf Stufe 915 über, welche als Kanalinterleaver-Stufe bezeichnet wird. Pro Codeblock ist das Verfahren ähnlich zu dem Verfahren wie beschrieben in 10. Daher wird hier keine detaillierte Erklärung gegeben. In dieser Ausführungsform durchläuft die Codiererausgabe von mindestens einem Codeblock die erste Rate-Matching-Stufe 611, den virtuellen IR-Puffer 613, und die zweite Rate-Matching-Stufe 615 getrennt. Daher sind in der Ausgabe des zweiten Rate Matching natürlich die systematischen Bits, Parity-1-Bits, und Parity-2-Bits des Codeblocks gruppiert. Auch wenn der tatsächliche Rate-Matching-Prozess für mehrere Codeblöcke getrennt erfolgt, müssen die Parameter und die Konfiguration dieser Rate-Matching-Prozesse für mehrere Codeblöcke möglicherweise koordiniert werden. Diese Erfindung deckt auch andere Versionen der Ausführungsform ab, bei denen einige Schritte des Rate-Matching-Prozesses vereinfacht, geändert oder übersprungen werden, solange der Rate-Matching-Prozess auf Codeblock-Basis stattfindet. Zum Beispiel kann die erste Rate-Matching-Stufe 611, der virtuelle IR-Puffer 613, und der zweite Rate-Matching-Prozess 615 vereinfacht und in einen Schritt kombiniert werden, der einfach die entsprechend codierten Bits für jede Übertragung wählt. Zum Beispiel sind die Bittrennstufe 610 und Bitsammelstufe 617 nicht unbedingt notwendig, wenn die Codiererausgabe bereits zu systematischen Bits, Parity-1-Bits, und Parity-2-Bits gruppiert ist.
  • Für eine suboptimale aber einfachere Ausführungsform kann Schritt 1 übersprungen werden. In diesem Fall werden die systematischen Bits, Parity-1-Bits, und Parity-2-Bits jedes Codeblocks nicht gruppiert. Mit den Anstrengungen der restlichen Interleavingschritte werden die codierten Bits jedes Codeblocks dennoch ausreichend gespreizt und eine gute Leistung kann erreicht werden.
  • Die obigen Ausführungsformen des Kanalinterleaver-Designs kann leicht auf einen Fall von MIMO-Übertragungen erweitert werden. Angenommen, mehrere Schichten sind einem MIMO-Codewort zugeordnet. Dieses Szenario kann für Long-Term-Evolution-(LTE)-Systeme zutreffen, z. B. wenn die SU-MIMO-Übertragung einen höheren Rang hat als 1. In diesem Fall wird dem Kanal-Interleaverdesign eine Raumdimension hinzugefügt. Der Raum für die codierten Bits lässt sich als vierdimensionaler Raum in Zeit, Frequenz, Raum und Modulationspositionen beschreiben. Zur Erklärung des Gedankens in einem dreidimensionalen Raum, der uns eine bildliche Darstellung gestattet, wird die Zeit-Frequenz-Dimension zu einer Dimension von Ressourcenelementen vereinfacht, wie dargestellt in 17. Daher kann der Raum für die codierten Bits vereinfacht werden, so dass er als dreidimensionaler Raum für Ressourcenelemente, Raum, und Modulationspositionen erscheint, wie dargestellt in 19. 19 stellt eine Spreizung der codierten Bits jedes Codetakts in Zeit, Frequenz und Raum dar. Der Interleaver ordnet die codierten Bits jedes Codeblocks erst entlang der Raumdimension zu, dann entlang der Ressourcenelementdimension, um sicherzustellen, dass der Codeblock die maximale Diversität in Zeit, Frequenz, und Raum erreicht. Der Ressourcenelementindex bezieht sich auf die Ressourcenelementedimension, die Raumdimension bezieht sich auf die Raumdimension, und der Modulationspositionsindex bezieht sich auf die Modulationspositionsdimension. Wenn mehrere Codeblöcke gesendet werden, sollten die Codeblöcke in jedem der Codewörter über Zeit, Frequenz und Raum gespreizt werden. In 19 gehören die codierten Bits 1, 2, 3, ..., 16 zu einem Codeblock, während die codierten Bits 1', 2', 3', ..., 16' zu einem anderen Codeblock gehören.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden die oben genannten Ausführungsformen auf MIMO-Übertragungen mit verschiedenen Raumdimensionen in verschiedenen Ressourcenelementen erweitert.
  • In einem MIMO-System kann sich der Rang (Anzahl der Raumdimensionen oder Schichten) für verschiedene Frequenz-Ressourcenelemente unterscheiden. Die obigen Ausführungsformen können auch auf Übertragungen erweitert werden, die verschiedene Modulationsreihenfolgen für verschiedene Ressourcen nutzen. Zum Beispiel kann der Sender, wenn zwei Ressourcenblocks sehr verschiedene CQI haben, verschiedene Modulationsstufen für diese beiden Ressourcenblocks verwenden. In diesem Fall ist das Designziel nach wie vor die bestmögliche Spreizung der codierten Bits jedes Codeblocks über Zeit, Frequenz, Raum und Modulationspositionen. Eine Sonderbehandlung ist notwendig, wenn verschiedene Raumdimensionen oder verschiedene Modulationsstufen zu verschiedenen Zeit-Frequenz-Ressourcen vorliegen. Zum Beispiel kann ähnlich der Ressourcenelementzuordnungstabelle eine Zuordnungstabelle so aufgebaut werden, dass sie die Raum- und Modulationspositionsdimension umfasst. Die Schichten oder die Modulationspositionen, die nicht verfügbar sind, werden übersprungen. 20 zeigt ein Beispiel für das Schreiben der codierten Bits in Ressourcen mit verschiedenen Schichten und verschiedenen Modulationsstufen. In 20 werden die verschiedenen Modulationsstufen wie QPSK, 16-QAM und 64-QAM dargestellt, sowie Rang 2 des Ressourcenelementindex 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, und 15 und Rang 1 des Ressourcenelementindex 4, 5, 6, 7, 8 und 9. In diesem Beispiel wird nach wie vor versucht, die beiden Codeblöcke erst so weit wie möglich über die Raumdimension zu spreizen. Wenn die Raumdimension auf 1 verringert wird, wie bei Ressourcenelementen 4, 5, 6, 7, 8, 9, werden die zwei Codeblöcke beide auf derselben Ebene der Raumdimension lokalisiert. Jeder Codeblock wird aber nach wie vor in der Zeit- und Frequenzdimension gespreizt (nicht dargestellt in 20, da die Zeit- und Frequenzdimensionen als eine Dimension der Ressourcenelemente dargestellt werden). Nachdem alle codierten Bits Ressourcenelementen zugeordnet sind, können andere Interleavingverfahren durchgeführt werden, wie etwa Zeilen-Spalten-Interleaving oder Interleaving von Modulationspositionen, um die Orte der codierten Bits weiter zufällig zu ändern.
  • Eine bildliche Darstellung des Kanalinterleavers bei Verwendung verschiedener Modulationsstufen für verschiedene Ressourcen sehen Sie auch in 21. 21 stellt einen Kanalinterleaver mit unterschiedlicher Modulationsordnung der Ressourcen dar. In diesem Fall verwendet Ressourcenblock A 16-QAM, aber Ressourcenblock B 64-QAM. Die codierten Bits füllen den Raum, der durch Zeit, Frequenz, und verfügbare Modulationspositionen definiert wird, für jedes Ressourcenelement auf und überspringen Ressourcenelemente, die durch andere Kanäle belegt sind. Zusammengefasst gelten die obigen Interleavingschritte und Ausführungsformen in diesem Fall ebenfalls.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung erhalten systematische Bits Priorität in der Zuordnung codierter Bits, und Modulationssymbole, die durch diese codierten Bits gebildet werden, zu Ressourcenelementen und Raumdimensionen. 22 zeigt ein Beispiel der gespreizten codierten Bits für Ressourcen mit verschiedenen Raumdimensionen. Zum Beispiel, wie dargestellt in 22, haben Ressourcenelement 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15 den Rang (Anzahl der Raumdimensionen oder Schichten) 2 und Ressourcenelement 4, 5, 6, 7, 8, 9 den Rang 1. In diesem Beispiel wird dieselbe Modulationsordnung auf alle Ressourcen und alle Schichten angewandt, und die Modulationsordnung ist 16-QAM. Durch die Störung zwischen den MIMO-Schichten ist der CQI (Channel Quality Indicator) von Ressourcenelement 4, 5, 6, 7, 8, 9 oft höher als der CQI pro Schicht der Ressourcenelemente 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15. In diesem Fall sind die systematischen Bits noch besser geschützt, indem sie bei der Platzierung höhere Priorität erhalten als Ressourcenelemente mit einer kleineren Anzahl von Schichten. Andererseits erhalten Paritätsbits bei der Platzierung höhere Priorität als Ressourcenelemente mit einer größeren Lagenanzahl. In dem Beispiel aus 22 werden alle systematischen Bits, d. h., S0, S1, S2, S3, S4, S6, S7, S8, S9, auf dem Ressourcenelementeindex 4, 5, 6, 7, 8, 9 lokalisiert, und alle Paritätsbits, d. h., P0,0, P1,1, P0,2, P1,3, P1,0, P0,1, P1,2, P0,3, P0,4, P1,5, P0,6, P1,7, P0,8, P1,9, P1,4, P0,5, P1,6, P0,7, P1,8, P0,9, auf den Ressourcenelementen 0, 1, 2, 3, 10, 11, 12, 13, 14, 15.
  • Die Priorisierung der systematischen Bits kann auch umgesetzt werden, indem mehrere Regionen entlang der Dimension der Modulationspositionen definiert werden. Zum Beispiel werden für die 64-QAM Konstellation wie in Tabelle 2 und 12 zwei Regionen definiert, d. h. eine erste Region mit b0, b1, b2, b3 für systematische Bits und eine zweite Region mit b4, b5 für Paritätsbits. Systematische Bits haben in der ersten Region Priorität, und Paritätsbits in der zweiten Region. Die erste Region kann in bestimmten Fällen einige Paritätsbits enthalten, z. B. wenn nicht genug systematische Bits vorliegen, um die erste Region zu füllen. Gleichermaßen kann die zweite Region einige systematische Bits enthalten, z. B. wenn nicht genug Paritätsbits da sind, um die zweite Region zu füllen. Alle der obigen Ausführungsformen und Interleavingschritte können in den beiden Regionen getrennt durchgeführt werden. Da die Modulationspositionen in zwei Regionen aufgeteilt sind, muss das Interleaving/die Permutation entlang der Modulationspositionen für diese beiden Regionen getrennt erfolgen. In anderen Worten wird die Region {b0, b1, b2, b3} permutiert, so als wäre sie eine 16-QAM-Modulation, während {b4, b5} permutiert wird, als wäre sie eine QPSK-Modulation. Wieder kann es Variationen dieses Gedanken geben. Zum Beispiel können statt der Definition von zwei Regionen auch zwei Startpunkte und -richtungen für systematische Bits und Paritätsbits getrennt definiert werden. Systematische Bits beginnen in den Modulationspositionen mit dem stärksten Schutz und bewegen sich auf die Modulationspositionen mit dem schwächeren Schutz zu, während die Paritätsbits in den Modulationspositionen mit dem schwächsten Schutz beginnen und sich auf die Modulationspositionen mit dem stärkeren Schutz zu bewegen.
  • In einer anderen Ausführungsform dieser Erfindung werden die codierten Bits jedes Codeblocks so einheitlich wie möglich den verschiedenen Modulationspositionen zugeordnet. Es gibt verschiedene Wege, dieses Ziel zu erreichen. Ein Ansatz ist die Aufzählung aller Permutationsmuster der Modulationspositionen. Die Permutationsmuster für die Modulationspositionen des QPSK und 16-QAM werden in Tabelle 3 dargestellt. Durch Zuordnung der verschiedenen Permutationsmuster zu verschiedenen Modulationssymbolen werden die Modulationspositionen der codierten Bits in einem Codeblock geändert. Dadurch sind die codierten Bits jedes Codeblocks grob einheitlich unter allen Modulationspositionen verteilt. Daher wird kein Codeblock besonders begünstigt oder benachteiligt. Ein anderer Vorteil des Interleaving oder der Permutation entlang der Modulationspositionen ist die Beseitigung des Problems durch das I-Q-Ungleichgewicht. Wenn das SNR auf dem I-Zweig und dem Q-Zweig unterschiedlich ist, können Interleaving oder Permutation sicherstellen, dass die codierten Bits jedes Codeblocks über die I- und Q-Zweige verteilt werden. Tabelle 3
    Modulation Modulationspositionspermutation
    QPSK 01, 10
    16-QAM 0123, 0132, 0213, 0231, 0312, 0321, 1023, 1032, 1230, 1203, 1302, 1320, 2013, 2031, 2103, 2130, 2301, 2310, 3012, 3021, 3102, 3120, 3201, 3210
  • Offensichtlich kann eine Teilmenge der Permutationsmuster gewählt werden. Zum Beispiel kann ein Seed-(Startwerte)-Permutationsmuster mit seinen zyklisch verschobenen Versionen als eine Musterteilmenge verwendet werden. Einige Beispiele für QPSK, 16-QAM und 64-QAM sehen Sie in Tabelle 4. In Tabelle 4 werden natürliche Ordnungsmuster als Seed-Muster verwendet. Die Teilmengen der Permutationsmuster werden durch zyklische Verschiebungen des Seed-Musters erzeugt. Diese Permutationsmuster können auf Modulationssymbole auf verschiedenen Ressourcenelementen angewandt werden. Diese Musterteilmengen können sich mit jedem Ressourcenelement oder nach jeweils einigen Ressourcenelementen ändern. Dadurch werden die codierten Bits jedes Codeblocks in verschiedenen Modulationssymbolen an verschiedene Modulationspositionen verschoben.
  • Daher erhält jeder Codeblock etwa gleich viel Schutz durch die Modulation. Diese Technik kann auch auf die erneute Übertragung in HARQ angewandt werden. Eine Ausführungsform ist die Änderung der Permutationsmuster derselben Modulationssymbole während Übertragungen.
  • Dies kann durch Verwendung verschiedener zyklischer Verschiebungen desselben Seed-Permutationsmusters erreicht werden, oder durch Verwendung verschiedener Seed-Permutationsmuster in der erneuten Übertragung. Tabelle 4
    Modulation Seed-Permutationsmuster Zyklische Verschiebungen der Seed-Permutationsmuster
    QPSK 01 01, 10
    16-QAM 0123 0123, 1230, 2301, 3012
    64-QAM 012345 012345, 123450, 234501, 345012, 450123 501234
  • Die Auswahl einer Teilmenge von Permutationsmustern kann natürlich variieren und ist abhängig von anderen Designzielen. Zum Beispiel sind nicht alle zyklischen Verschiebungen für die gewählte Teilmenge notwendig. Es können zyklische Verschiebungen aus mehreren Seed-Permutationsmustern ausgewählt werden. Der bevorzugte Seed für QPSK, 16-QAM (wie dargestellt in 11), 64-QAM (wie dargestellt in 12) für eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Tabelle 5 dargestellt. Aufgrund der Modulation relativ höherer Ordnung ist das Schutzlevel einiger Positionen gleich, während das Schutzlevel einiger anderer Positionen unterschiedlich ist. Für die Konstellation von 16-QAM, wie dargestellt in 11, und die Konstellation von 64-QAM, wie dargestellt in 12, erhält b0 und b1 den stärksten Schutz, b2 und b3 erhalten weniger Schutz und b4 und b5 (bei 64-QAM) erhalten am wenigsten Schutz. Nach Tabelle 5 werden 0213 und seine zyklisch verschobenen Versionen für 16-QAM verwendet, während 042153 und seine zyklisch verschobenen Versionen für 64-QAM verwendet werden. Eine weitere bevorzugte Seed-Permutation für 16-QAM ist 0312 (nicht in Tabelle 5 dargestellt). Weitere bevorzugte Seed-Permutationen für 64-QAM sind 024135, 052143, 043152, 053142, 025134, 034125, 035124 (nicht dargestellt in Tabelle 5). Das bevorzugte Seed-Permutationsmuster kann sich ändern, wenn sich das Konstellationsdesign von 16-QAM oder 64-QAM ändert. Tabelle 5
    Modulation Bevorzugtes Seed-Permutationsmuster Zyklische Verschiebungen von Seed-Permutationsmustern
    QPSK 01 01, 10
    16-QAM 0213 0213, 2130, 1302, 3021
    64-QAM 042153 042153, 421530, 215304, 153042, 530421, 304215
  • 23 zeigt ein allgemeines Verfahren, um ein bevorzugtes Permutationsmusters für 64-QAM zu erhalten. Die Modulationspositionen sind an den Enden eines Kreisdurchmessers mit gleichem Schutzlevel lokalisiert, und die Modulationspositionen werden mit unterschiedlichen Schutzlevels entlang des Kreises in unterschiedlichen Winkeln lokalisiert.
  • Zum Beispiel werden die Modulationspositionen b0 und b1 mit dem stärksten Schutz an den beiden Enden des Kreisdurchmessers A-A' lokalisiert, dargestellt in 23, die Modulationspositionen b2 und b3 werden mit schwächerem Schutz an zwei Enden des Kreisdurchmessers B-B' lokalisiert, und die Modulationspositionen b4 und b5 werden mit dem schwächsten Schutz an den beiden Enden des Kreisdurchmessers C-C' lokalisiert. Es können verschiedene bevorzugte Seed-Permutationsmuster und deren zyklische Verschiebungen erreicht werden, indem die Positionen entlang des Kreises eingelesen werden, beginnend mit einer beliebigen Position, im oder gegen den Uhrzeigersinn. So kann eine maximale Trennung der Modulationspositionen innerhalb eines Schutzlevels erreicht werden. Dieses Verfahren gilt auch für andere Modulationsstufen. Wie in Tabelle 5 gezeigt, ist 042153 ein bevorzugter Seed für 64-QAM. Nach 23 wird, wenn mit Punkt A' begonnen und gegen den Uhrzeigersinn entlang des Kreisumfangs gezählt wird, wird b0b4b2b1b5b3 erreicht. Daher ist 046153 ein bevorzugter Seed für 64-QAM. Nach demselben Verfahren können alle bevorzugten Permutationsmuster für 64-QAM erreicht werden. Wiewohl die Seed-Permutationsmuster, die so generiert werden, und deren zyklische Verschiebungen zu bevorzugen sind, deckt diese Erfindung auch die Anwendung von Modulationspositions-Interleaving, Permutation, Mischung [Shuffling], Austausch [Swapping] und Umsortierung in Ressourcenelementen und/oder über Rückübertragungen mit jedem Muster und in jeder denkbaren Art und Weise
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform wird ein iterativer Vorgang für den Empfang von mehreren Codeblöcke vorgeschlagen, die innerhalb von Modulationssymbolen zusammen gemultiplext sind. Mit dem oben erwähnten Kanal-Interleaverdesign werden die codierten Bits verschiedener Codeblöcke im selben Modulationssymbol gemultiplext. 24 stellt einen iterativen Empfänger für die Decodierung mehrerer Codeblöcke vor, die im gleichen Modulationssymbol gemultiplext sind. Hier wird eine iterative Operation dargestellt, die die Empfängerleistung verbessert. Eine Darstellung dieser Operation sehen Sie in 24. Nach der Verarbeitung durch das Empfänger-Frontend und eine Basisband-Verarbeitungsstufe 690, z. B. FFT, Kanalschätzung, Equalisierung usw., werden die weichen Werte der codierten Bits durch Demodulation des Modulationssymbols durch den Demodulator 692 erhalten. Diese weichen Werte werden dann durch die Entschachtelungsvorrichtung [Deinterleaver] 694 einer Entschachtelung unterzogen und in Decodierer 696 eingespeist. Es gibt mehrere Codeblöcke. Decodierer 696 versucht, einen oder mehrere oder alle Codeblöcke zu decodieren. Parallelverarbeitung ist in der Decodierungsoperation ebenfalls möglich. Nach der Decodierungsoperation können einige Codeblöcke erfolgreich decodiert werden, andere aber nicht. In diesem Fall werden die Codeblöcke dieser decodierten Codeblöcke rekonstruiert. Da die codierten Bits dieser Blöcke in denselben Modulationssymbolen wie die codierten Bits oder Codeblöcke gemultiplext sind, die nicht erfolgreich waren, werden die Informationen dieser codierten Bits verwendet, um die Erkennung der codierten Blocks zu erleichtern, die nicht erfolgreich waren. Codetakte, die erfolgreich decodiert wurden, werden zurück an Codierer 698 geschickt und dann in einen Interleaver 699 eingespeist. Daher werden die Informationen aus diesen erfolgreich decodierten Codeblöcken verwendet, um bei der Erkennung der codierten Blocks zu helfen, die noch nicht erfolgreich waren.
  • 25 zeigt ein Beispiel für eine reduzierte Konstellation, die die Detektierleistung der Übertragung verbessert. Zum Beispiel sehen Sie in Teilfigur (a) von 24 eine 16-QAM Konstellation b3b2b1b0. b3 soll zu Codeblock 1 gehören, b2 und b1 zu Codeblock 2 und b0 zu Codeblock 3. Wenn Codeblock 2 erfolgreich decodiert wurde, wird Kenntnis über den Wert von b2 und b1 erlangt. Wenn b2 = 0 und b1 = 1, dann wird die Konstellation wie in 25 dargestellt reduziert. In diesem Fall kann die Demodulation von b3 und b0 auf Grundlage der reduzierten Konstellation eine bessere Leistung haben.
  • In einer anderen Ausführungsform der Erfindung kann die iterative Operation ohne korrekte Decodierung und Recodierung einiger Codeblöcke erfolgen. Stattdessen kann die Zuverlässigkeit der codierten und Informationsbits verwendet werden, um die Iterationen zu durchlaufen und Detektierleistung zu versbessern. Eine Darstellung der Zuverlässigkeit wird als extrinsische Information bezeichnet, welches die neue Wahrscheinlichkeitsinformation zu jedem Bit ist, das zwischen den verschiedenen Verarbeitungsblocks innerhalb der iterativen Schleife weitergegeben wird. Ein Beispiel sehen Sie in 26. 26 stellt einen alternativen iterativen Empfänger für die Decodierung mehrerer Codetaktgeber dar, die in demselben Modulationssymbol gemultiplext sind. Da 26 fast identisch ist mit 24, wird sie nicht im Detail erklärt, sondern nur der Unterschied wird beschrieben. Extrinsische Informationen werden zwischen Demodulator 692 und Decodierer 696 weitergegeben. Jeder davon entnimmt die extrinsischen Informationen des anderen als vorherige Informationen für die Berechnung der Wahrscheinlichkeit jedes Bits und generiert eine neue Runde extrinsischer Informationen. Für eine erfolgreiche Decodierung erhöht sich während der Fortführung der Iteration die Wahrscheinlichkeit der Bits, was schließlich zur erfolgreichen Decodierung führt.
  • Die Downlink-Teilrahmenstruktur in einem Long-Term-Evolution-(LTE)-System sehen Sie in 27.
  • Wie dargestellt in 27 enthält jeder Subframe zwei Slots und jeder Slot sieben OFDM-Symbole (d. h. OFDM-Symbole 0–6) in der Zeitdomäne. Steuerkanalsignale befinden sich in den ersten zwei oder drei OFDM-Symbolen in einem Subframe. In diesem Fall befinden sich die Steuerkanalsignale in den ersten beiden OFDM-Symbolen. Referenzsignale befinden sich im OFDM-Symbol 0, 4, 7 und 11. Aus Gründen der Einfachheit werden nur die Referenzsignale der ersten Senderantenne diskutiert. In der Frequenzdomäne können Daten durch mehrere Ressourcenblöcke dargestellt werden, wie etwa Ressourcenblocks i und j. Der Gedanke dieser Erfindung lässt sich natürlich auf Systeme mit mehreren Senderantennen und mehreren Referenzsignalen erweitern. Um eine gute Kanalschätzungsleistung, Interpolation oder Durchschnittsbildung des Downlink zu erreichen, werden meist Referenzsignale verwendet. Zum Beispiel, wie dargestellt in 27, kann eine Interpolation der Referenzsignale bei Ressourcenelementen A, B, C, und D verwendet werden, um die Kanalschätzung für Ressourcenelement S mit verbesserter Leistung zu erreichen. Dies bedeutet jedoch, dass die Demodulation des Modulationssymbols in Ressourcenelement S warten muss, bis Referenzsignale in Ressourcenelement C und D empfangen werden. In anderen Worten: Wenn die Demodulation von Ressourcenelement S vor OFDM-Symbol 11 erfolgt, das die Ressourcenelemente C und D enthält, kann dies eine negative Auswirkung auf die Kanalschätzungsleistung für Ressourcenelement S haben.
  • In dieser Erfindung werden auch Vorrichtungen vorgestellt, die die schnelle Decodierung von Übertragungen mit Informationsbits oder Paritätsbits aus mehreren codierten Paketen ermöglichen.
  • Aspekte, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung sind aus der folgenden Detailbeschreibung offensichtlich, einfach durch die Darstellung einer Reihe bestimmter Ausführungsformen und Implementierungen, einschließlich des besten Modus, der für die Ausführung der Erfindung unterstellt wird. Die vorliegende Erfindung beinhaltet auch andere und verschiedene Ausführungsformen, und einige Details können auch in anderer vielfältiger Hinsicht genutzt werden, alles ohne von Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen. Entsprechend sind die Zeichnungen und die Beschreibung als rein illustrativ anzusehen und nicht als einschränkend. Diese Erfindung wird in den Figuren der anhängenden Zeichnungen durch Beispiele, und nicht durch Anwendungsgrenzen dargestellt. In den folgenden Darstellungen wird ein Downlink-Datenkanal in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen als Beispiel verwendet. Die hier erläuterte Technik kann sicherlich auch in Uplink-Datenkanälen in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen, Steuerkanälen im Downlink oder Uplink in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen sowie anderen Daten-, Steuer- oder anderen Kanälen in anderen Systemen eingesetzt werden, soweit anwendbar.
  • Wenn mehrere Codeblöcke gesendet werden, wird die Leistung der Datenübertragung durch den Codeblock vorgegeben, der die schlechteste Leistung hat. Der Kanalinterleaver muss, einschließlich der Zuordnung von codierten Bits von verschiedenen Codeblöcken zu Modulationssymbolen und der Zuordnung von Modulationssymbolen zu Zeit, Frequenz, und Raumressourcen, so genau ausgelegt sein, dass sichergestellt wird, dass jeder Codeblock in etwa das gleiche Schutzlevel erhält. Wenn mehrere Codeblöcke gesendet werden ist es hilfreich, den Empfänger mit der Decodierung einiger Codeblöcke beginnen zu lassen, während der Empfänger noch die Modulationssymbole für andere Codeblöcke demoduliert. In einem Long-Term-Evolution-(LTE)-System stellt dies eine Herausforderung dar, da die Kanalschätzungsleistung beeinflusst werden kann, wenn bei der Demodulation und Decodierung nicht genügend Referenzsignale vorliegen. In dieser Erfindung, werden Techniken vorgestellt, die eine schnelle Decodierung mehrerer Codeblöcke ermöglichen, während eine gute Kanalschätzungsleistung erhalten bleibt.
  • In einem OFDMA-System, z. B. bei Long-Term-Evolution (LTE), gibt es normalerweise mehrere OFDM-Symbole in einem Subframe. In Long-Term-Evolution (LTE) sind Referenzsignale in einigen OFDM-Symbolen vorhanden, die als Referenzsignal-OFDM-Symbole bezeichnet werden, während sie in anderen OFDM-Symbolen fehlen.
  • In einer Ausführungsform dieser Erfindung werden mehrere OFDM-Symbole in einem Subframe in Gruppen aufgeteilt, wobei die Grenze zwischen mindestens zwei Gruppen in den Referenzsignal-OFDM-Symbolen oder den OFDM-Symbolen direkt vor oder direkt nach den Referenzsignal-OFDM-Symbolen lokalisiert ist. Jede Gruppe enthält Ressourcenelemente, die codierte Bits aus mindestens einem Codeblock tragen. Die Ressourcenelemente jeder Gruppe sind angrenzend oder liegen in der Zeitdomäne eng aneinander. Der Empfänger kann mit der Decodierung von zumindest einem Codeblock beginnen, wenn er alle Ressourcenelemente jeder Gruppe erhalten hat.
  • 28(a) zeigt ein Beispiel für die Konfiguration der Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, der nach einer Ausführungsform dieser Erfindung erstellt wurde.
  • Wie in 28(a) dargestellt, befinden sich die Steuerkanalsignale in den ersten zwei oder drei OFDM-Symbolen in einem Subframe. In diesem Fall befinden sich die Steuerkanalsignale in den ersten beiden OFDM-Symbolen. Gruppe 1 ist definiert als ein Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 2, 3 und 4, die für den Datenkanal zur Verfügung stehen; Gruppe 2 ist definiert als ein Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 5, 6 und 7, die für den Datenkanal zur Verfügung stehen; Gruppe 3 ist definiert als ein Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 8, 9 und 10, die für den Datenkanal zur Verfügung stehen; Gruppe 4 ist definiert als ein Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 11, 12 und 13, die für den Datenkanal zur Verfügung stehen. OFDM-Symbol 4 enthält das Downlink-Referenzsignal; die Grenze zwischen Gruppe 1 und Gruppe 2 befindet sich zwischen OFDM-Symbol 4 und 5. OFDM-Symbol 11 enthält Downlink-Referenzsignale; die Grenze zwischen Gruppe 3 und Gruppe 4 befindet sich zwischen OFDM-Symbol 10 und 11. Weil die Grenze immer an oder in der Nähe des Referenzsignals liegt, kann der Empfänger mit der Decodierung der Codeblöcke beginnen, die in einer Gruppe enthalten sind, direkt nachdem die Gruppe empfangen wurde, oder auf ein weiteres OFDM-Symbol warten, ohne Kanalschätzungsleistung zu aufzugeben. Der Empfänger kann das neueste verfügbare Referenzsignal für die Demodulation und Decodierung der Codeblöcke in einer Gruppe nutzen. Zum Beispiel können bei 8 Codeblöcken die codierten Bits von zwei Codeblöcken in jede Gruppe gelegt werden. Zum Beispiel sind die codierten Bits von Codeblock 1 und 2 in Gruppe 1 enthalten. Nachdem der Empfänger das OFDM-Symbol 2, 3, 4 erhalten hat, hat er, da alle Ressourcenelemente in Gruppe 1 in diesen OFDM-Symbolen enthalten sind, alle codierten Bits für Codeblock 1 und 2 erhalten. Daher kann der Empfänger mit der Decodierung dieser beiden Codeblöcke beginnen. So muss der Empfänger nicht bis zum Ende des Teilrahmens warten (nach OFDM-Symbol 13), um mit der Decodierung zu beginnen. Diese Designausführung bringt einige Vorteile für das Design des Empfängers in Bezug auf Hardwarekomplexität und Stromverbrauch.
  • 28(b) ist ein Flussdiagramm, das die Übertragung von Datensignalen durch Trennung der Ressourcenelemente mit codierten Bits zeigt, das sich für die Ausführung der Grundsätze einer Ausführungsform dieser Erfindung eignet. 28(c) ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren für den Empfang und die Decodierung gruppierter Ressourcenelemente mit codierten Bits an einem Empfänger darstellt. In 28(b) werden Datenbits in Schritt 911 moduliert und dann in Schritt 912 seriell-parallel gewandelt. Dann werden die Daten durch das IFFT-Verfahren in Schritt 915 gewandelt und in Schritt 916 parallel-seriell gewandelt. Dann werden die Daten der verschiedenen Codeblöcke den Ressourcenelementen in Schritt 917 zugeordnet, die auf die verschiedenen Gruppen aufgeteilt sind. Schließlich sendet das übertragende Frontend mit einer oder mehreren Sendeantennen die OFDM-Symbole, die eine oder mehrere Gruppen der Ressourcenelemente enthalten. In 28(c) beginnt der Empfänger mit dem Empfang der OFDM-Symbole, die einer Gruppe der Ressourcenelemente enthalten, das Empfangs-Frontendverfahren in Schritt 951. Dann werden die empfangenen OFDM-Symbole durch die seriell-parallel Stufe in Schritt 952 und durch das FFT-Verfahren in Schritt 953 verarbeitet. Die Gruppe der Ressourcenelemente wird in Schritt 956 verarbeitet durch parallel-serielle Wandlung und schließlich in Schritt 957 demoduliert. Der Empfänger decodiert dann die codierten Bits der Ressourcenelemente innerhalb einer Gruppe in Schritt 958. Da der Empfänger weiterhin OFDM-Symbole empfängt, können die folgenden Gruppen der Ressourcenelemente empfangen und verarbeitet werden.
  • 29 zeigt ein weiteres Beispiel für die Konfiguration einer Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, der sich für die Ausführung der Grundsätze dieser Erfindung eignet. In diesem Beispiel werden zwei Gruppen definiert. Steuerkanalsignale befinden sich in den ersten zwei oder drei OFDM-Symbolen in einem Subframe. Gruppe 1 umfasst die Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 2, 3, 4, 5, 6, 7 und Gruppe 2 in OFDM-Symbol 8, 9, 10, 11, 12, 13. Die OFDM-Symbole 2–13 in einem Subframe werden in zwei Gruppen aufgeteilt, wobei die Grenze zwischen den beiden Gruppen sich in OFDM-Symbol 7 und 8 befindet. Beachten Sie, dass das OFDM-Symbol 7 Referenzsignale trägt. Eine andere Gruppenkonfiguration ist in anderen Situationen möglich, einschließlich, aber nicht beschränkt auf verschiedene UEs, verschiedene Subframes, verschiedene Dienstequalitäten usw., ohne vom Geist dieser Erfindung abzuweichen.
  • 30 zeigt ein weiteres Beispiel für die Konfiguration einer Gruppierung mehrerer OFDM-Symbole in einem Subframe, der sich für die Ausführung der Grundsätze dieser Erfindung eignet. In diesem Beispiel umfasst zwar jede Gruppe Ressourcenelemente aus benachbarten OFDM-Symbolen, aber einige OFDM-Symbole, z. B. die OFDM-Symbole 5, 8 und 11, können mehreren Gruppen enthalten. Es ist wiederum zu beachten, dass die Grenzen zwischen den Gruppen alle in OFDM-Symbolen lokalisiert sind, die Referenzsignale tragen, oder in OFDM-Symbolen, die direkt vor oder nach den OFDM-Symbolen lokalisiert sind, die Referenzsignale tragen. Dieses Design gestattet eine flexiblere Gruppendefinition als die OFDM-Symbol-basierte Gruppierung bei gleichzeitiger Beibehaltung des Vorteils der schnellen Decodierung ohne Kanalschätzungsleistungsverluste.
  • In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform werden Gruppen auf der Grundlage von Codeblöcken anstatt von Ressourcenelementen definiert. 32 zeigt ein Beispiel der Konfiguration des Gruppierungscodeblocks, der sich für die Ausführung der Grundsätze dieser Ausführungsform dieser Erfindung eignet. Jede Gruppe enthält codierte Bits von mindestens einem Codeblock und kann mehrere Codeblöcke enthalten. Zum Beispiel können Codeblock 1 und 2 als erste Gruppe, Codeblock 3 und 4 als zweite Gruppe, Codeblock 5 und 6 als dritte Gruppe, und Codeblock 7 und 8 als vierte Gruppe gruppiert werden. Die erste Gruppe befindet sich in den ersten paar OFDM-Symbolen, und die zweite Gruppe in den nächsten OFDM-Symbolen usw. So kann die schnelle Decodierung einiger Codeblöcke ohne Warten auf das Ende eines Teilrahmens erfolgen.
  • Mit der Gruppendefinition in den obigen Ausführungsformen auf Grundlage der Ressourcenelemente oder Codeblöcke kann der Rest der Kanal-Interleaving-Operationen in jeder Gruppe definiert werden. Der Kanalinterleaver kann sehr allgemein sein. Zum Beispiel kann der Kanalinterleaver die codierten Bits jedes Codeblocks innerhalb einer Gruppe auf so viele Ressourcenelemente der Gruppe spreizen wie möglich. Der Kanalinterleaver kann die codierten Bits jedes Codeblocks innerhalb einer Gruppe so gleichmäßig wie möglich auf verschiedene Modulationspositionen spreizen. Der Kanalinterleaver kann versuchen, sicherzustellen, dass jedes Modulationssymbol innerhalb einer Gruppe codierte Bits aus mehreren Codeblöcke enthält, so dass Burstfehler in Modulationssymbolen auf diese Codeblöcke verteilt werden.
  • Die obigen Ausführungsformen des Kanal-Interleaverdesigns lassen sich auf den Fall von MIMO-Übertragungen erweitern. Angenommen, mehreren Schichten sind einem MIMO-Codewort zugeordnet. Dieses Szenario kann in Long-Term-Evolution-(LTE)-Systemen vorkommen, z. B. wenn die SU-MIMO-Übertragung einen höheren Rang hat als 1. In diesem Fall kann der Definition einer Gruppe eine Raumdimension hinzugefügt werden. Ein Multi-Input-Multi-Output-(MIMO)-Codewort stellt einen Transportblock dar. Ein Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Prozessor generiert Softbitss für mindestens einen von mehreren Codeblöcken eines Multiple-Input-Multiple-Output-(MIMO)-Codeworts.
  • 31 zeigt Beispiel der parallelen Verarbeitung aufeinander folgender Störungsentfernungen entweder mit oder ohne Cyclic Delay Diversity (CRC) der Gruppe, die sich für die Ausführung der Grundsätze dieser Erfindung eignet.
  • Wie in 31 gezeigt, werden vier Gruppen innerhalb eines Teilrahmens definiert: Gruppe 1 kann als Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 2, 3 und 4 definiert werden, einschließlich mehrerer MIMO-Schichten oder MIMO-Ströme dieser Ressourcenelemente; Gruppe 2 kann definiert werden als Satz Ressourcenelemente in OFDM-Symbol 5, 6 und 7, einschließlich mehrerer MIMO-Schichten oder MIMO-Ströme dieser Ressourcenelemente; usw.
  • Wie dargestellt in Teilfigur (a) von 31 gibt es in jeder Gruppe zwei Schichten; in jeder Gruppe gibt es zwei Schichten oder Ströme; in jeder MIMO-Schicht oder jedem MIMO-Strom gibt es vier Gruppen. In einer Mehrfachcodewort-MIMO-Übertragung kann jede Schicht ein entsprechendes MIMO-Codewort (CW) enthalten, d. h. CW1 und CW2, und jedes CW trägt mehrere Codeblöcke und einen 24-Bit CRC wie dargestellt in Teilfigur (b) von 31. Für jedes MIMO-Codewort wird dieser CRC auf das ganze MIMO-Codewort (ein Transportblock mit mehreren Codeblöcken) angewandt, d. h., alle Codeblöcke in Gruppe 1, 2, 3 und 4, die zu dem MIMO-Codewort gehören. Daher kann bei der Gruppendefinition die Decodierung von Codeblöcken in MIMO CW 1 sofort nach der Demodulation der Modulationssymbole in Gruppe 1 begonnen werden. Dadurch läuft die Demodulation der späteren Gruppen parallel zu der Decodierung der früheren Gruppen. Weiterhin kann mit Hilfe dieses CRC die Interferenz von CW1 auf CW2 durch sukzessive Interferenzlöschung unterdrückt werden.
  • Weiterhin kann die parallele Verarbeitungskapazität wesentlich verbessert werden. In einer anderen erfindungsgemäßen Ausführungsform wird der CRC einem oder mehreren Codeblöcken eines Codeworts in einer Gruppe hinzugefügt. Ein Beispiel sehen Sie in Teilfigur (c) von 31: Ein CRC kann jeder Gruppe angefügt werden. Mit der Gruppendefinition kann die Decodierung der Codeblöcke in CW1 umgehend nach der Demodulation von Gruppe 1 beginnen. Dadurch läuft die Demodulation späterer Gruppen parallel mit der Decodierung vorheriger Gruppen. Mit dem CRC pro Gruppe können die Interferenzen von CW2 durch CW1 in Gruppe 1 ausgeschaltet werden und die Decodierung der Codeblöcke von CW2 in Gruppe 1 kann sofort nach Decodierung dieser Codeblöcke von CW1 in Gruppe 1 beginnen. Dadurch kann die Demodulation der späteren Gruppen in CW1, die Decodierung der früheren Gruppen in CW1, die sukzessive Interferenrlöschung, die Demodulation späterer Gruppen in CW2 und die Decodierung früherer Gruppen in CW2 komplett auf die eine oder andere Weise parallel verarbeitet werden.
  • Natürlich kann ein CRC auch Gruppen mit den MIMO-Codewörtern CW1 und CW2 getrennt hinzugefügt werden. In diesem Fall ermöglicht der CRC die parallele Verarbeitung auch im Falle eines iterativen Empfängers. In anderen Worten: Wird ein iterativer Empfänger verwendet, um CW1 und CW2 zu decodieren, so wird der iterative Empfänger für Gruppe 1 für die Decodierung der Codeblöcke von CW1 in Gruppe 1 verwendet sowie für die Decodierung der Codeblöcke von CW2 in Gruppe 1. In diesem Fall kann selbst der iterative Empfänger zwischen den Gruppen parallel geschaltet werden.
  • Natürlich sind viele Varianten und Empfängerstrukturen möglich. Zum Beispiel muss die Gruppendefinition über diese beiden Schichten nicht genau synchronisiert werden. Dies kann zu einer Verzögerung der Verarbeitung oder einer Leistungsverschlechterung führen, gestattet aber auch höhere Flexibilität in der Gruppendefinition. Selbst die Anzahl der Gruppen innerhalb jeder Schicht kann sich unterscheiden.

Claims (10)

  1. Sender, umfassend: einen ersten Cyclic-Redundancy-Check-(CRC)-Rechner, der konfiguriert ist zum Erzeugen eines Transportblock-CRC für jeden Transportblock von Informationsbits; einen Separator, der konfiguriert ist zum selektiven Segmentieren des Transportblocks in eine Vielzahl von Codeblöcken; einen zweiten CRC-Rechner, der konfiguriert ist zum Erzeugen einer Vielzahl von Codeblock-CRCs für die Vielzahl von Codeblöcken, wobei wenigstens eines der Codeblock-CRCs auf Grundlage eines entsprechenden Codeblocks berechnet wird; und eine Frontendeinheit, die konfiguriert ist zum Senden der Vielzahl von Codeblöcken und der Vielzahl von Codeblock-CRCs über einen ersten Knoten zu einem zweiten Knoten.
  2. Sender nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen Codierer, der konfiguriert ist zum Codieren von Bits in jedem Codeblock in der Vielzahl von Codeblöcken unter Verwendung eines Vorwärtsfehlerkorrekturcodes, wobei der zweite CRC-Rechner konfiguriert ist zum Berechnen der Codeblock-CRCs auf Grundlage der codierten Codeblöcke.
  3. Sender nach Anspruch 1, wobei jedes der Vielzahl von Codeblock-CRCs auf Grundlage eines entsprechenden Codeblocks der Vielzahl von Codeblöcken berechnet wird.
  4. Sender nach Anspruch 1, wobei die Vielzahl von Codeblöcken wenigstens einen Codeblock umfasst, aus dem kein Codeblock-CRC erzeugt wird.
  5. Sender nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen Codierer, der konfiguriert ist zum Codieren von Datenbits der Vielzahl von Codeblöcken unter Verwendung einer Vorwärtsfehlerkorrekturcodeart.
  6. Sender nach Anspruch 1, wobei der erste CRC-Rechner weiterhin konfiguriert ist zum Anfügen des Transportblock-CRC an den Transportblock und wobei der zweite CRC-Rechner weiterhin konfiguriert ist zum Anfügen des wenigstens einen Codeblock-CRC an den entsprechenden Codeblock.
  7. Sender nach Anspruch 1, wobei der erste CRC-Rechner konfiguriert ist zum Erzeugen des Transportblock-CRC für den Transportblock, bevor der Transportblock in die Vielzahl von Codeblöcken segmentiert wird.
  8. Sender nach Anspruch 1, wobei jedes der Vielzahl von Codeblock-CRCs auf Grundlage eines verschiedenen Codeblocks der Vielzahl von Codeblöcken erzeugt wird.
  9. Sender nach Anspruch 1, wobei der zweite CRC-Rechner die Vielzahl von Codeblöcken nur dann berechnet, wenn die Anzahl von Codeblöcken größer als eins ist.
  10. Sender nach Anspruch 1, wobei eine Größe des Codeblock-CRC gleich 24 ist.
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Families Citing this family (189)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4445467B2 (ja) 2003-07-02 2010-04-07 パナソニック株式会社 通信装置および通信方法
US7992070B2 (en) * 2006-12-27 2011-08-02 Nec Laboratories America, Inc. Bit-interleaved LDPC-coded modulation for high-speed optical transmission
US8379738B2 (en) 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
JP4906915B2 (ja) * 2007-03-20 2012-03-28 三菱電機株式会社 無線通信方法、無線通信システムおよび基地局
JP4976543B2 (ja) 2007-04-27 2012-07-18 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 移動通信システムにおいて下り制御チャネルを伝送する方法並びにブロックインターリーバを用いて制御チャネルを物理リソースにマッピングする方法
US8265175B2 (en) 2007-06-05 2012-09-11 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations
US9191148B2 (en) 2007-06-05 2015-11-17 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations in a Raleigh fading channel
ES2712914T3 (es) 2007-06-05 2019-05-16 Constellation Designs Inc Método y aparato para la señalización con constelaciones de capacidad optimizada
US8266508B2 (en) 2007-06-08 2012-09-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Computational efficient convolutional coding with rate matching
US8009758B2 (en) * 2007-06-20 2011-08-30 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for channel-interleaving and channel-deinterleaving data in a wireless communication system
US8386878B2 (en) * 2007-07-12 2013-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to compute CRC for multiple code blocks
US20090074103A1 (en) * 2007-09-14 2009-03-19 Texas Instruments Incorporated Rate matching to maintain code block resource element boundaries
KR20090036534A (ko) 2007-10-09 2009-04-14 엘지전자 주식회사 성상 재배열을 이용한 데이터 전송 방법
US8656248B2 (en) 2007-12-13 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Hierarchical CRC scheme
AU2007254595B2 (en) * 2007-12-20 2011-04-07 Canon Kabushiki Kaisha Constellation detection
US9130712B2 (en) * 2008-02-29 2015-09-08 Google Technology Holdings LLC Physical channel segmentation in wireless communication system
US20090245423A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 Qualcomm Incorporated De-Interlever That Simultaneously Generates Multiple Reorder Indices
US8155063B2 (en) * 2008-04-28 2012-04-10 Apple Inc. Apparatus and methods for transmission and reception of data in multi-antenna systems
US8199836B2 (en) * 2008-05-02 2012-06-12 Nec Laboratories America, Inc. Multi-resolution precoding codebook
EP2286530A4 (de) * 2008-06-12 2012-12-05 Nortel Networks Ltd Systeme und verfahren für sc-fdma-übertragungsdiversität
JPWO2009157184A1 (ja) * 2008-06-24 2011-12-08 パナソニック株式会社 Ｍｉｍｏ送信装置、ｍｉｍｏ受信装置、ｍｉｍｏ伝送信号形成方法、及びｍｉｍｏ伝送信号分離方法
US8867565B2 (en) 2008-08-21 2014-10-21 Qualcomm Incorporated MIMO and SDMA signaling for wireless very high throughput systems
US8638722B2 (en) * 2008-09-18 2014-01-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement in a mobile communications network
US20100202302A1 (en) * 2008-09-21 2010-08-12 Research In Motion Limited System and method for reserving and signaling hybrid automatic repeat request identifiers
US8780817B2 (en) 2008-09-22 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for reducing overhead for communications
CN101729513B (zh) 2008-10-27 2014-02-19 华为数字技术（成都）有限公司 网络认证方法和装置
KR101629298B1 (ko) * 2008-10-30 2016-06-10 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 제어 신호를 전송하는 방법 및 이를 위한 장치
WO2010054474A1 (en) 2008-11-13 2010-05-20 Nortel Networks Limited Method and system for reduced complexity channel estimation and interference cancellation for v-mimo demodulation
US8660094B2 (en) * 2008-11-14 2014-02-25 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for data transmission using a plurality of resources in a multiple antenna system
FR2938990B1 (fr) * 2008-11-27 2011-01-21 Canon Kk Procede et dispositif de pointage d'antenne
CN101754394B (zh) 2008-12-10 2012-01-04 华为技术有限公司 用户设备、资源确定方法、资源上报方法及资源分配系统
CN101783700B (zh) * 2009-01-21 2013-03-27 电信科学技术研究院 对上行数据传输的指示方法、上行数据传输方法及装置
US8780821B2 (en) * 2009-02-20 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Channel interleaver for transmission of multiple code blocks in a wireless communication system
KR101633326B1 (ko) 2009-02-27 2016-06-24 엘지전자 주식회사 전송 방법
KR101452732B1 (ko) 2009-03-10 2014-10-21 삼성전자주식회사 기지국 협력 시스템 및 방법
KR101826671B1 (ko) 2009-03-10 2018-02-08 삼성전자 주식회사 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 시스템에서 데이터 송수신 방법 및 장치
US8737503B2 (en) * 2009-03-17 2014-05-27 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multiple input, multiple output layer mapping
JP5212539B2 (ja) * 2009-03-25 2013-06-19 富士通株式会社 無線通信システム、移動局装置、基地局装置、及び無線通信システムにおける無線通信方法
RU2011147727A (ru) * 2009-04-24 2013-05-27 Панасоник Корпорэйшн Устройство беспроводной связи и способ беспроводной связи
JP5404776B2 (ja) 2009-04-27 2014-02-05 パナソニック株式会社 無線通信装置、無線通信方法及び集積回路
US8638745B2 (en) * 2009-05-15 2014-01-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reference symbol distribution method and apparatus
US8543884B2 (en) * 2009-06-16 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Communications channel parallel interleaver and de-interleaver
WO2011004948A1 (ko) * 2009-07-10 2011-01-13 엘지전자주식회사 무선 통신 시스템에서 복수의 자원을 이용한 데이터 전송 방법 및 장치
KR101641968B1 (ko) 2009-09-14 2016-07-29 엘지전자 주식회사 다중입출력 무선 통신 시스템에서 하향링크 신호 전송 방법 및 장치
US20110244877A1 (en) 2009-10-08 2011-10-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using channel state information reference signal in wireless communication system
US10193678B2 (en) 2009-10-08 2019-01-29 Qualcomm Incorporated Muting schemes for channel state information reference signal and signaling thereof
US8917796B1 (en) * 2009-10-19 2014-12-23 Marvell International Ltd. Transmission-mode-aware rate matching in MIMO signal generation
KR101159165B1 (ko) 2009-11-11 2012-06-22 한국전자통신연구원 디레이트 매칭과 디인터리빙을 처리하는 방법 및 장치
KR101311504B1 (ko) 2009-12-14 2013-09-25 연세대학교 산학협력단 다중 입력 다중 출력 반복 수신기의 반복 결정 방법 및 장치
US8621319B2 (en) * 2009-12-14 2013-12-31 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for iterative determination of MIMO iterative receiver
US9407409B2 (en) 2010-02-23 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Channel state information reference signals
US8451964B2 (en) * 2010-02-23 2013-05-28 Qualcomm Incorporated Code block interference cancellation
CN102792597A (zh) * 2010-03-08 2012-11-21 日本电气株式会社 纠错码解码装置、纠错码解码方法以及纠错码解码程序
CN102202029B (zh) 2010-03-24 2015-01-28 中兴通讯股份有限公司 正交频分复用系统中的信道估计方法及装置
JP5537212B2 (ja) * 2010-03-25 2014-07-02 京セラ株式会社 無線基地局
JP5537211B2 (ja) 2010-03-25 2014-07-02 京セラ株式会社 無線基地局
CN101834705B (zh) * 2010-03-30 2012-08-01 重庆大学 一种无线通信系统的信号映射与解映射方法
CN102255840B (zh) * 2010-05-20 2014-10-22 中兴通讯股份有限公司 一种解调方法及装置
BR112013003381B1 (pt) 2010-08-13 2021-09-21 Sun Patent Trust Dispositivo de terminal, dispositivo de estação base, método de retransmissão e método de alocação de recursos
WO2012023807A2 (ko) * 2010-08-20 2012-02-23 한국전자통신연구원 스테레오스코프 3차원 비디오 데이터의 다차원 계층 송수신 장치 및 방법
KR20120018269A (ko) 2010-08-20 2012-03-02 한국전자통신연구원 스테레오스코프 3차원 비디오 데이터의 다차원 계층 송수신 장치 및 방법
CN102404072B (zh) 2010-09-08 2013-03-20 华为技术有限公司 一种信息比特发送方法、装置和系统
US8638761B2 (en) * 2010-10-06 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Low-latency interleaving for low-density parity-check (LDPC) coding
US8769365B2 (en) 2010-10-08 2014-07-01 Blackberry Limited Message rearrangement for improved wireless code performance
CA2818447C (en) 2010-12-02 2018-11-27 Aclara Power-Line Systems Inc. Mains-synchronous power-line communications system and method
US10200166B2 (en) 2011-01-17 2019-02-05 Qualcomm Incorporated Rate matching for coordinated multipoint transmission schemes
US11575478B2 (en) 2011-01-17 2023-02-07 Qualcomm Incorporated Rate matching for coordinated multipoint transmission schemes
CN102611522B (zh) * 2011-01-25 2014-12-31 中兴通讯股份有限公司 数据重构方法及装置
CN103430459A (zh) * 2011-02-07 2013-12-04 英特尔公司 来自多个基础设施节点的传送的共定相
WO2012112872A1 (en) 2011-02-17 2012-08-23 Massachusetts Institute Of Technology Rateless and rated coding using spinal codes
US9265033B2 (en) * 2011-03-11 2016-02-16 Lg Electronics Inc. Method for receiving downlink signal and method for transmitting same, and device for receiving same and device for transmitting same
US8797881B2 (en) * 2011-06-13 2014-08-05 Cisco Technology, Inc. Coexistence mechanism for multiple channels
CN102340341A (zh) * 2011-07-08 2012-02-01 中兴通讯股份有限公司 一种上行系统中多天线的信号处理方法及装置
US9548802B2 (en) * 2011-08-12 2017-01-17 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for multiple-input multiple-output operation
TW201310953A (zh) * 2011-08-19 2013-03-01 Realtek Semiconductor Corp 無線接收裝置及其處理方法
US9094179B2 (en) * 2011-12-20 2015-07-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Apparatus for providing multimedia services and method thereof
CA2826288C (en) * 2012-01-06 2019-06-04 Microsoft Corporation Supporting different event models using a single input source
KR101286019B1 (ko) * 2012-01-20 2013-07-19 주식회사 이노와이어리스 터보 인코더 장치
US20130216003A1 (en) * 2012-02-16 2013-08-22 Qualcomm Incorporated RESETTABLE VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATORS (VCOs) FOR CLOCK AND DATA RECOVERY (CDR) CIRCUITS, AND RELATED SYSTEMS AND METHODS
US9397786B2 (en) * 2012-02-20 2016-07-19 Tyco Electronics Subsea Communications Llc System and method including modified bit-interleaved coded modulation
US9160399B2 (en) 2012-05-24 2015-10-13 Massachusetts Institute Of Technology System and apparatus for decoding tree-based messages
US10098095B2 (en) * 2012-05-25 2018-10-09 Qualcomm Incorporated Feedback to enhance rate prediction with bursty interference
US9071315B2 (en) * 2012-06-29 2015-06-30 Qualcomm Incorporated Interference signal diversity combining for interference cancellation
US10440644B2 (en) * 2012-06-29 2019-10-08 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for turbo decoder throttling
WO2014031050A1 (en) 2012-08-24 2014-02-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods of receiving mimo transmissions and related devices
US9154983B2 (en) * 2013-01-14 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for detecting or signaling the presence of bursty interference on wireless networks
WO2014110812A1 (zh) * 2013-01-18 2014-07-24 华为技术有限公司 信息传输方法和设备
WO2014169947A1 (en) * 2013-04-15 2014-10-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Methods and nodes for using precoding in a wirless communication network
CN104219019B (zh) 2013-05-31 2021-06-22 华为技术有限公司 编码方法及编码设备
US9270412B2 (en) * 2013-06-26 2016-02-23 Massachusetts Institute Of Technology Permute codes, iterative ensembles, graphical hash codes, and puncturing optimization
US9124477B2 (en) * 2013-08-28 2015-09-01 Broadcom Corporation Frequency interleave within communication systems
US9294147B2 (en) 2013-10-01 2016-03-22 Aclara Technologies Llc TWACS transmitter and receiver
CN111224913B (zh) 2013-11-11 2022-07-15 Lg 电子株式会社 发送广播信号的设备和方法及处理广播信号的设备和方法
US9807770B1 (en) 2013-12-06 2017-10-31 Sprint Spectrum Lp Efficient use of assigning resources in the uplink of a wireless communication network
CN104753653B (zh) * 2013-12-31 2019-07-12 中兴通讯股份有限公司 一种解速率匹配的方法、装置和接收侧设备
CN104202281B (zh) * 2014-02-26 2018-12-07 中兴通讯股份有限公司 多元码调制映射方法及装置
JP6509242B2 (ja) * 2014-03-06 2019-05-08 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド Ｍｉｍｏ受信機の受信信号処理方法
WO2015139297A1 (zh) 2014-03-21 2015-09-24 华为技术有限公司 极性码的速率匹配方法和速率匹配装置
WO2015143593A1 (zh) 2014-03-24 2015-10-01 华为技术有限公司 极性码的速率匹配方法和速率匹配装置
GB201411341D0 (en) 2014-06-26 2014-08-13 Rolls Royce Plc Wireless communication system and method
CN113595699A (zh) * 2014-08-01 2021-11-02 苹果公司 用于窄带部署的pdcch设计
BR112017010162A2 (pt) * 2014-11-14 2018-06-19 Huawei Tech Co Ltd sistemas e métodos para adaptação de interface aérea configurável por software
CN106105068B (zh) * 2014-12-08 2019-03-12 Lg电子株式会社 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
US10484135B2 (en) 2014-12-15 2019-11-19 Qualcomm Incorporated Mitigation of bursty interference
KR102265052B1 (ko) 2014-12-17 2021-06-15 삼성전자주식회사 적응적으로 인터리빙 깊이를 결정하는 인터리빙 방법 및 장치
WO2016108556A1 (en) * 2014-12-28 2016-07-07 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for performing uplink transmission for user equipment requiring coverage enhancements in wireless communication system
CN105812107B (zh) * 2014-12-31 2019-12-06 中兴通讯股份有限公司 Ofdma系统中数据包处理方法及装置
US9853840B2 (en) * 2015-03-02 2017-12-26 Sony Corporation Receiver unit and receiving method
US10541780B2 (en) * 2015-03-15 2020-01-21 Qualcomm Incorporated Code block level error correction and media access control (MAC) level hybrid automatic repeat requests to mitigate bursty puncturing and interference in a multi-layer protocol wireless system
DE102015103809B3 (de) * 2015-03-16 2016-07-07 Intel IP Corporation Verfahren und Vorrichtung zum Schützen eines Datentransportblocks gegen Speicherfehler und Übertragungsfehler
MX2017012006A (es) * 2015-03-26 2018-01-30 Sony Corp Aparato.
CN107710708B (zh) * 2015-06-11 2021-05-07 瑞士优北罗股份有限公司 调制解调器装置、通信系统和处理循环前缀的方法
DE102015110066B3 (de) * 2015-06-23 2016-07-21 Intel IP Corporation Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung von Kanalzustandsinformationen
EP3582420A1 (de) 2015-09-24 2019-12-18 IDAC Holdings, Inc. Verfahren zum verbesserten multiplexen in drahtlosen systemen
WO2017059885A1 (en) * 2015-10-05 2017-04-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and nodes for communication of a message over a radio link
US10348466B2 (en) 2015-11-03 2019-07-09 Qualcomm Incorporated Transport block segmentation and signaling
TR201911200T4 (tr) * 2015-12-01 2019-08-21 Ericsson Telefon Ab L M Tahmine dayalı onay geri bildirim mekanizması.
KR20170075627A (ko) * 2015-12-23 2017-07-03 삼성전자주식회사 통신 또는 방송 시스템에서 채널 부호화/복호화 방법 및 장치
WO2017111559A1 (en) 2015-12-23 2017-06-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for encoding and decoding channel in communication or broadcasting system
EP3419190A4 (de) * 2016-03-10 2019-01-02 Huawei Technologies Co., Ltd. Übertragungsdiversitätsverfahren, -vorrichtung und -system
KR101995435B1 (ko) 2016-04-22 2019-07-02 엘지전자 주식회사 무선통신 시스템에서 harq ack/nack 신호를 전송/수신하는 방법 및 이를 위한 장치
US10291356B2 (en) * 2016-05-11 2019-05-14 Futurewei Technologies, Inc. Decoding procedures in systems with codeblock segmentation
EP3455993A2 (de) * 2016-05-12 2019-03-20 Interdigital Patent Holdings, Inc. Modulation eines satzes von bits in zwei symbole und symbolübertragung über verschiedene kommunikationsressourcen
CN106100810A (zh) * 2016-06-16 2016-11-09 北京汇通金财信息科技有限公司 基于载波聚合技术的通信装置和方法
US9858636B1 (en) 2016-06-30 2018-01-02 Apple Inc. Configurable convolution engine
BR112019000080A8 (pt) * 2016-07-08 2023-04-25 Sharp Kk Aparelho de estação-base, aparelho terminal, método de comunicação e circuito integrado
JP2019149589A (ja) * 2016-07-08 2019-09-05 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
EP3832922A1 (de) * 2016-07-15 2021-06-09 Sharp Kabushiki Kaisha Sendevorrichtung, empfangsvorrichtung, sendeverfahren und empfangsverfahren
JP2019149592A (ja) * 2016-07-15 2019-09-05 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信方法、および、集積回路
CN107634824B (zh) * 2016-07-19 2021-02-12 华为技术有限公司 传输信号的方法和装置
US10326558B2 (en) * 2016-07-20 2019-06-18 Intel Corporation Apparatus, system and method of communicating a single carrier (SC) transmission
CN107645370B (zh) * 2016-07-20 2020-12-08 华为技术有限公司 资源映射方法和装置
CN107733592B (zh) 2016-08-10 2020-11-27 华为技术有限公司 传输方案指示方法、数据传输方法、装置及系统
US20180083750A1 (en) * 2016-09-22 2018-03-22 Mediatek Inc. Design For Communication Systems Suffering Burst Error
CN109804577B (zh) * 2016-09-26 2021-09-14 诺基亚技术有限公司 用于传输块的错误检测和信道编码的方法和装置
US10912046B2 (en) * 2016-09-29 2021-02-02 Sharp Kabushiki Kaisha Terminal apparatus, base station apparatus, communication method, and integrated circuit
KR20190062392A (ko) * 2016-10-12 2019-06-05 광동 오포 모바일 텔레커뮤니케이션즈 코포레이션 리미티드 데이터 전송 방법, 수신단 기기 및 송신단 기기
WO2018128873A1 (en) * 2017-01-09 2018-07-12 Intel IP Corporation Systems, methods and devices for meeting cellular data turnaround time
JP7075409B2 (ja) * 2017-02-03 2022-05-25 アイディーエーシー ホールディングス インコーポレイテッド Ｌｄｐｃ基底行列の選択によるコードブロックのセグメント化
EP3577762B1 (de) * 2017-02-06 2022-09-14 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Codeblocksegmentierung durch ofdm-symbol
US11190975B2 (en) 2017-02-13 2021-11-30 Qualcomm Incorporated Feedback techniques for wireless communications
EP3584977B1 (de) * 2017-02-22 2022-01-26 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Verfahren und vorrichtung zur informationsübertragung
CA3052414C (en) 2017-03-08 2022-04-19 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting and receiving radio signals in a wireless communication system
US10742234B2 (en) * 2017-03-15 2020-08-11 Qualcomm Incorporated Code block group definition configuration for wireless communication
IL269331B1 (en) * 2017-03-20 2024-03-01 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp Ltd Data transmission method, terminal device and network device
CN108631956A (zh) * 2017-03-23 2018-10-09 株式会社Ntt都科摩 反馈方法和通信设备
US11171758B2 (en) * 2017-03-24 2021-11-09 Qualcomm Incorporated Code block grouping and feedback that support efficient retransmissions
CN110495114B (zh) * 2017-03-24 2022-08-30 瑞典爱立信有限公司 用于码块分组的方法和设备
US10176551B2 (en) * 2017-04-27 2019-01-08 Apple Inc. Configurable convolution engine for interleaved channel data
US10742271B2 (en) 2017-05-04 2020-08-11 At&T Intellectual Property I, L.P. Code block group configuration with code block segmentation for 5G systems
US10833897B2 (en) 2017-05-04 2020-11-10 At&T Intellectual Property I, L.P. Employing modulation layer mapping to improve performance of MIMO communication systems
US10608790B2 (en) 2017-05-04 2020-03-31 At&T Intellectual Property I, L.P. Data transmission with code block segmentation for 5G systems
US10440685B2 (en) * 2017-05-05 2019-10-08 Motorola Mobility Llc Interleaving sequential data in time and frequency domains
CN108809506B (zh) * 2017-05-05 2020-09-04 华为技术有限公司 一种编码方法及装置
CN108809592B (zh) * 2017-05-05 2021-06-15 华为技术有限公司 数据传输方法和设备
US11296823B2 (en) 2017-05-30 2022-04-05 Qualcomm Incorporated Priority based mapping of encoded bits to symbols
US20200083990A1 (en) * 2017-06-06 2020-03-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods, Apparatus and Machine-Readable Mediums for Generation and Transmission of a Message in a Wireless Communications Network
CN110663205B (zh) 2017-06-16 2021-07-09 华为技术有限公司 一种数据处理方法及数据处理装置
CN109150199A (zh) 2017-06-17 2019-01-04 华为技术有限公司 一种极化Polar码的交织处理方法及装置
EP3416325B1 (de) * 2017-06-16 2021-01-13 Acer Incorporated Vorrichtung und verfahren zur handhabung von codeblockgruppenbasierten kommunikationsvorgängen
CN110603796B (zh) * 2017-06-19 2022-07-08 松下电器（美国）知识产权公司 发送装置、接收装置、发送方法及接收方法
CN109274600B (zh) * 2017-07-18 2022-04-29 华为技术有限公司 一种检测块发送和接收的方法、网络设备和系统
CN110999180B (zh) * 2017-08-06 2022-03-01 Lg电子株式会社 在无线通信系统中用于接收信号的方法和设备
CN109391347B (zh) * 2017-08-07 2021-10-22 华为技术有限公司 编译码方法及装置
US10536240B2 (en) 2017-08-07 2020-01-14 Huawei Technologies Co., Ltd. Channel encoding method and apparatus in wireless communications
US10420089B2 (en) 2017-08-10 2019-09-17 At&T Intellectual Property I, L.P. Adaptive two-stage downlink control channel structure for code block group based fifth generation (5G) or other next generation systems
CN115664595A (zh) 2017-08-11 2023-01-31 瑞典爱立信有限公司 相等大小码块的传输块大小确定
US11601223B2 (en) * 2017-08-18 2023-03-07 Qualcomm Incorporated Systems and methods for HARQ transmission and retransmission using multiple code words
CN111183590B (zh) * 2017-09-08 2021-11-19 华为技术有限公司 用于比特交织编码调制的列行交织
US11184141B2 (en) 2017-10-18 2021-11-23 Ntt Docomo, Inc. Terminal, communication method, and base station for mapping transport blocks
CN108540278A (zh) * 2018-03-19 2018-09-14 重庆邮电大学 Lte通信系统中一种物理广播信道系统消息的快速解码方法
DE102018206132B4 (de) * 2018-04-20 2019-11-21 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Decodergestützte iterative Kanalschätzung
US11096172B2 (en) * 2018-04-27 2021-08-17 Qualcomm Incorporated Spatial diversity for data transmissions using multiple beams
CN110535554B (zh) * 2018-05-25 2020-11-06 大唐移动通信设备有限公司 一种数据块的编译码方法及装置
US11216443B2 (en) * 2018-06-20 2022-01-04 EMC IP Holding Company LLC Processing device configured for data integrity testing utilizing signature-based multi-phase write operations
US11387932B2 (en) 2018-10-19 2022-07-12 Qualcomm Incorporated Systematic bit priority mapping interleaving for layers with different modulation orders
CN109792321B (zh) 2018-12-25 2021-10-08 北京小米移动软件有限公司 数据传输方法及装置
US10956259B2 (en) * 2019-01-18 2021-03-23 Winbond Electronics Corp. Error correction code memory device and codeword accessing method thereof
EP4351007A2 (de) * 2019-05-15 2024-04-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Verfahren und vorrichtung zur decodierung von daten in einem kommunikations- oder rundfunksystem
US11327832B2 (en) * 2020-01-22 2022-05-10 Micron Technology, Inc. Bit and signal level mapping
US11316616B2 (en) * 2020-02-21 2022-04-26 Qualcomm Incorporated Constraint-based code block interleaver for data aided receivers
CN113098818B (zh) * 2021-04-01 2022-04-22 北京交通大学 一种正交扩频数据的交织与映射方法
KR20230164057A (ko) * 2021-04-02 2023-12-01 인텔 코포레이션 Dft-s-ofdm 파형들에 대한 코드 블록 인터리빙
CN113067677A (zh) * 2021-04-21 2021-07-02 江苏亨通太赫兹技术有限公司 应用于高速通讯的智能编解码处理系统及方法
WO2022250417A1 (ko) * 2021-05-24 2022-12-01 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호 부호화 및 복호화 방법 및 장치와 이를 제공하기 위한 시스템
WO2023014813A1 (en) * 2021-08-04 2023-02-09 Intel Corporation Efficient handling of user equipment (ue) processing capability and time dimensioning
KR20230081244A (ko) * 2021-11-30 2023-06-07 삼성전자주식회사 통신 및 방송 시스템에서 데이터 복호화 방법 및 장치
CN114337923B (zh) * 2021-12-27 2022-12-16 同济大学 一种基于连续干扰消除的低复杂度分组解码方法和设备
KR20230157584A (ko) * 2022-05-10 2023-11-17 이남윤 블록 직교 희소 중첩 코드의 순차적 인코더 및 이를 이용한 인코딩 방법과 2단계 map 디코더와 mmse-a-map 디코더 및 이를 이용한 디코딩 방법

Family Cites Families (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0609595B1 (de) * 1993-02-05 1998-08-12 Hewlett-Packard Company Verfahren und Gerät zum Nachprüfen von CRC-Koden, wobei CRC Teilkode kombiniert werden
JP3263706B2 (ja) 1995-09-29 2002-03-11 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 誤り訂正復号方法
JPH09259537A (ja) * 1996-03-25 1997-10-03 Toshiba Corp 交替領域を持つ情報記録ディスク
CN1153378C (zh) * 1998-02-14 2004-06-09 三星电子株式会社 具有专用控制信道的移动通信系统的数据通信装置和方法
DE69912075T2 (de) 1998-03-31 2004-05-19 Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon TURBOENKODER/DEKODER UND VON DER SERVICEQUALITÄT (QoS) ABHÄNGIGES RAHMENVERARBEITUNGSVERFAHREN
EP0959580A1 (de) 1998-05-19 1999-11-24 Lucent Technologies Inc. Iterativer Entzerrer/Dekodierer
US6173431B1 (en) * 1998-07-01 2001-01-09 Motorola, Inc. Method and apparatus for transmitting and receiving information packets using multi-layer error detection
US6490260B1 (en) * 1998-08-03 2002-12-03 Samsung Electronics, Co., Ltd. Transmitter with increased traffic throughput in digital mobile telecommunication system and method for operating the same
CN100442679C (zh) 1999-05-19 2008-12-10 三星电子株式会社 涡式交织装置
RU2212103C2 (ru) 1999-05-19 2003-09-10 Самсунг Электроникс Ко., Лтд. Устройство и способ для турбоперемежения
FR2797736B1 (fr) 1999-08-19 2001-10-12 Mitsubishi Electric France Procede de configuration d'un systeme de telecommunications
KR100324768B1 (ko) 2000-02-29 2002-02-20 구자홍 차세대 이동 통신 시스템의 전송율 매칭 장치 및 방법
JP3297668B2 (ja) * 2000-04-26 2002-07-02 松下電器産業株式会社 符号／復号化装置及び符号／復号化方法
EP1179934A1 (de) 2000-08-11 2002-02-13 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Adaptive Turbo-Entzerrung
US6798826B1 (en) 2000-11-06 2004-09-28 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for performing reverse rate matching in a CDMA system
US7010740B1 (en) * 2001-05-17 2006-03-07 Emc Corporation Data storage system having no-operation command
US6983166B2 (en) 2001-08-20 2006-01-03 Qualcomm, Incorporated Power control for a channel with multiple formats in a communication system
KR100762632B1 (ko) * 2001-10-17 2007-10-01 삼성전자주식회사 부호 분할 다중 접속 통신 시스템에서 전송 채널 다중화/역다중화 장치 및 방법
US7260770B2 (en) * 2001-10-22 2007-08-21 Motorola, Inc. Block puncturing for turbo code based incremental redundancy
KR100810350B1 (ko) 2002-01-07 2008-03-07 삼성전자주식회사 안테나 어레이를 포함하는 부호분할다중접속 이동통신시스템에서 다양한 채널상태에 따른 데이터 송/수신 장치 및 방법
DE10238841B4 (de) 2002-08-23 2010-01-28 Infineon Technologies Ag Parallelverarbeitung der Decodierung und der zyklischen Redundanzüberprüfung beim Empfang von Mobilfunksignalen
KR20040046649A (ko) 2002-11-28 2004-06-05 삼성전자주식회사 에러 정정을 위한 부호화 장치 및 방법과 복호화 장치 및방법
JP2004288283A (ja) * 2003-03-20 2004-10-14 Hitachi Ltd 情報記録フォーマット、情報記録再生符号化方法・回路およびこれを用いた磁気ディスク記録再生装置、情報記録再生装置、並びに情報通信装置
US6999498B2 (en) 2003-04-24 2006-02-14 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Multiuser detection aided multiple access differential frequency-hopped spread spectrum
KR101000388B1 (ko) 2003-05-15 2010-12-13 엘지전자 주식회사 이동 통신 시스템 및 이 이동 통신 시스템에서 신호를처리하는 방법
JP2005033399A (ja) 2003-07-10 2005-02-03 Fujitsu Ltd パケット送受信装置
KR20050020526A (ko) 2003-08-23 2005-03-04 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 비트 인터리빙장치 및 방법
US8908496B2 (en) * 2003-09-09 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Incremental redundancy transmission in a MIMO communication system
SE0303031D0 (sv) 2003-11-12 2003-11-12 Ericsson Telefon Ab L M Inter-Frequency and inter-rat handover measurements
KR100594021B1 (ko) 2003-11-13 2006-06-30 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 패킷 송수신을 위한 비트 스크램블링방법 및 장치
WO2005050885A1 (ja) * 2003-11-21 2005-06-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システム
JP4268025B2 (ja) * 2003-12-01 2009-05-27 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信機及び受信機
JP4005974B2 (ja) * 2004-01-09 2007-11-14 株式会社東芝 通信装置、通信方法、および通信システム
KR100866237B1 (ko) 2004-01-20 2008-10-30 삼성전자주식회사 고속 무선 데이터 시스템을 위한 변조 차수 결정 장치 및 방법과 그 데이터 수신 장치 및 방법
JP2007520139A (ja) 2004-01-28 2007-07-19 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ ダイバーシティシステム、装置、方法、処理プログラム、変換モジュール、処理モジュール
US8611283B2 (en) * 2004-01-28 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages
JP4622263B2 (ja) * 2004-02-27 2011-02-02 富士通株式会社 送信装置、受信装置、再送制御方法
US8588203B2 (en) * 2004-06-04 2013-11-19 Qualcomm Incorporated Wireless communication system with improved broadcast coverage
JP4501566B2 (ja) 2004-07-13 2010-07-14 富士通株式会社 無線通信装置及び移動局
KR20060006542A (ko) * 2004-07-16 2006-01-19 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ기반의 무선랜 시스템을 위한 ｍｉｍｏ 전송장치및 전송방식
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
JP4415789B2 (ja) * 2004-08-20 2010-02-17 株式会社日立製作所 無線通信システム
EP1832030B1 (de) 2004-12-23 2012-02-08 ST-Ericsson SA Blinde transportformaterkennung mit niedriger komplexität
US8406695B2 (en) 2004-12-23 2013-03-26 Qualcomm Incorporated Joint interference cancellation of pilot, overhead and traffic channels
JP2006186557A (ja) 2004-12-27 2006-07-13 Nec Corp 無線通信システム
JP4284280B2 (ja) 2005-01-18 2009-06-24 株式会社東芝 無線通信システムおよび無線送信装置
JP4494238B2 (ja) * 2005-02-03 2010-06-30 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ Ｍｉｍｏ多重送信装置およびｍｉｍｏ多重送信方法
KR20060095225A (ko) * 2005-02-28 2006-08-31 삼성전자주식회사 광대역 코드분할 다중접속 시스템에서 고속 하향링크 공유채널 송신 장치
US7929407B2 (en) * 2005-03-30 2011-04-19 Nortel Networks Limited Method and system for combining OFDM and transformed OFDM
KR20070015997A (ko) * 2005-08-02 2007-02-07 삼성전자주식회사 무선 이동 통신 시스템에서 차별화 된 다수준 변복조방식을 이용한 신호 송/수신 장치 및 방법
WO2007021153A1 (en) * 2005-08-19 2007-02-22 Electronics And Telecommunications Research Institute Virtual multiple antenna method for ofdm system and ofdm-based cellular system
US7903628B2 (en) 2005-08-22 2011-03-08 Qualcomm Incorporated Configurable pilots in a wireless communication system
US8265768B2 (en) * 2005-08-30 2012-09-11 Boston Scientific Neuromodulation Corporation Telemetry protocol for ultra low error rates useable in implantable medical devices
JP4092352B2 (ja) 2005-11-16 2008-05-28 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 復号装置、復号方法、及び受信装置
US8340006B2 (en) * 2006-04-12 2012-12-25 Panasonic Corporation Transmission of multicast/broadcast services in a wireless communication network
JP4945751B2 (ja) 2006-11-06 2012-06-06 国立大学法人九州大学 伝送システム、伝送方法、受信フィルタ、及び復号方法
WO2008093619A1 (ja) 2007-01-29 2008-08-07 Panasonic Corporation 無線通信システム、無線通信装置及び再送制御方法
CA2677065C (en) * 2007-02-13 2016-06-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and systems for combined cyclic delay diversity and precoding of radio signals
US8379738B2 (en) 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
US8386878B2 (en) * 2007-07-12 2013-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to compute CRC for multiple code blocks
KR100928261B1 (ko) 2007-09-08 2009-11-24 엘지전자 주식회사 비검출 오류 저감을 위한 신호 분할 및 ｃｒｃ 부착 방법
US7853857B2 (en) 2007-09-14 2010-12-14 Motorola Mobility, Inc. Multi-layer cyclic redundancy check code in wireless communication system
WO2009096658A1 (en) 2008-01-31 2009-08-06 Lg Electronics Inc. Method for determining transport block size and signal transmission method using the same
KR101633326B1 (ko) 2009-02-27 2016-06-24 엘지전자 주식회사 전송 방법

Also Published As

Publication number Publication date
EP3490211A1 (de) 2019-05-29
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KR101463890B1 (ko) 2014-11-20
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US9525513B2 (en) 2016-12-20
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EP3490211B1 (de) 2020-09-30
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