TWI484795B - 具多個碼區塊之傳輸的效能改善與加速解碼的方法及其裝置 - Google Patents

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TWI484795B
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Description

具多個碼區塊之傳輸的效能改善與加速解碼的方法及其裝置
本發明是關於用於通信系統中之資料傳輸之方法以及裝置，且更特定言之，是關於通信系統中具有多個碼區塊之傳輸的效能改善與具有多個碼區塊之傳輸的加速解碼之方法以及裝置。
正交分頻多工(OFDM)為在頻域中多工資料之技術。在頻率副載波(sub-carrier)上載運調變符號且副載波在頻域上彼此重疊。然而，在假設發射器以及接收器具有完全頻率同步之情況下，正交性在取樣頻率下得到保持。在歸因於不完全頻率同步或歸因於高行動性(mobility)之頻率偏移(offset)的情況下，副載波在取樣頻率下之正交性遭到破壞，此導致載波間干擾(ICI)。
所接收信號之循環前置項(CP)部分經常由於多路徑衰退(fading)之先前正交分頻多工(OFDM)符號而惡化。當循環前置項(CP)部分足夠長時，不具有循環前置項(CP)部分之所接收的正交分頻多工(OFDM)符號應僅包含由多路徑衰退頻道回旋的(convoluted)其自己之信號。正交分頻多工(OFDM)勝於其他傳輸機制之主要優勢在於正交分頻多工(OFDM)展示了補償多路徑衰退之強健性。
利用單載波調變以及頻域均衡(equalization)之單載波分頻多重存取(SC-FDMA)為一種在效能及複雜性上都與正交分頻多工存取(OFDMA)系統類似的技術。在第三 代合作夥伴計劃(3GPP)長期演進(LTE)中選擇單載波分頻多重存取(SC-FDMA)作為上行鏈路(uplink)多重存取機制。3GPP LTE為一種第三代合作夥伴計劃內用以改善全球行動電信系統行動電話標準以妥善處理未來需求之計劃。
在通信系統中廣泛使用混合自動重複請求(HARQ)以防止解碼失敗且改善可靠性。由於N-頻道同步混合自動重複請求(HARQ)之簡單性而經常在無線通信系統中使用N-頻道同步混合自動重複請求(HARQ)。在3GPP中已接受同步混合自動重複請求(HARQ)作為用於長期演進(LTE)上行鏈路之HARQ機制。在LTE系統之下行鏈路上，非同步適應性HARQ歸因於其靈活性以及超過同步HARQ之額外效能益處而已被接受作為HARQ機制。
在無線通信中廣泛使用通常稱為多輸入多輸出(MIMO)系統之多天線通信系統以改善通信系統之效能。在MIMO系統中，發射器具有能夠傳輸獨立信號之多個天線，且接收器配備多個接收天線。在進階無線系統中經常使用許多MIMO機制。
當頻道條件有利時(例如，當行動速度較低時)，有可能使用封閉迴路多輸入多輸出(MIMO)機制來改善系統效能。在封閉迴路MIMO系統中，接收器向發射器反饋頻道條件及/或較佳的傳輸MIMO處理機制。發射器利用此反饋資訊連同諸如排程(scheduling)優先權、資料以及資源可用性之其他考慮因素來共同地最佳化傳輸機制。一種風 行的封閉迴路MIMO機制稱為MIMO預編碼。在預編碼之情況下，傳輸資料流在被傳遞至多個傳輸天線之前由預編碼矩陣預乘(pre-multiplied)。
多輸入多輸出(MIMO)系統之另一方面為對用於傳輸之多個資料流進行分別編碼還是一同編碼。在單碼字組(SCW)MIMO系統中對用於資料傳輸之所有層一同進行編碼，而在多碼字組(MCW)系統中可對所有層分別進行編碼。在長期演進(LTE)之下行鏈路上採用單使用者MIMO(SU-MIMO)以及多使用者MIMO(MU-MIMO)。在長期演進(LTE)之上行鏈路上亦採用MU-MIMO，然而，SU-MIMO針對長期演進(LTE)上行鏈路之採用仍在討論中。
在長期演進(LTE)系統中，當輸送區塊較大時，將輸送區塊分割為多個碼區塊以使得可產生多個經編碼的封包。輸送區塊之此種分解(breakdown)提供諸如致能並行處理或管線(pipeline)實施、以及功率消耗與硬體複雜性之間的靈活折衷(trade-off)之益處。
可使用諸如正交相移鍵控(QPSK)、二進位相移鍵控(BPSK)、8相移鍵控(8-PSK)、16正交調幅(16-QAM)或64正交調幅(64-QAM)之不同調變機制來進行適應性調變且用於增大調變之頻譜效率。在16-QAM調變之情況下，將位元之四元組b0b1b2b3映射至複數值調變符號x=I+jQ。然而，不同調變位置具有不同保護水準。
在傳輸多個碼區塊時，由具有最差效能之碼區塊來決 定傳輸之效能。包括自不同碼區塊之經編碼的位元至調變符號之映射以及自調變符號至時間、頻率以及空間資源之映射的頻道交錯器需經謹慎設計以確保每一碼區塊獲得大略相同之保護水準。在傳輸多個碼區塊時，允許接收器在接收器仍在解調變其他碼區塊之調變符號時開始對一些碼區塊之解碼為有益的。在長期演進(LTE)系統中，上述方式提出了挑戰，因為若在解調變以及解碼時無足夠的參考信號，則頻道估計效能可能受到有害影響。
為了保持良好的頻道估計效能，經常使用參考信號在位於待估計之資源要素周圍的選定資源要素處之內插以獲得具有改善效能的對資源要素之頻道估計。然而，此意謂待估計之資源要素中的調變符號之解調變需等待直至接收到經選定用於估計資源要素之所有資源要素。換言之，若對待估計之資源要素之解調變的需要在接收包含經選定用於估計資源要素的資源要素中之一些或全部之正交分頻多工(OFDM)符號之前發生，則資源要素之頻道估計效能可能受到有害影響。
因此，本發明之目標為提供具有多個碼區塊之信號傳輸的改善方法以及裝置。
本發明之另一目標為提供頻道交錯器之改善設計以及改善之無線接收器。
本發明之另一目標為提供多個碼區塊之加速解碼同時保持良好的頻道估計效能之方法以及裝置。
本發明之另一目標為提供用於藉由致能載運多個碼區塊之信號傳輸的加速解碼而傳輸資料之改善方法以及改善裝置。
在本發明之一實施例中，提供頻道交錯器以及接收器之改善設計，且考慮多個碼區塊之單獨編碼方法以改善效能。包括自不同碼區塊之經編碼的位元至調變符號之映射以及自調變符號至時間、頻率以及空間資源之映射的頻道交錯器之設計確保每一碼區塊獲得大略相同之保護水準。在接收器側，當一些碼區塊被正確接收且一些未被正確接收時，可重建成功解碼之碼區塊的信號且將其自接收之信號消除。在消除之後，接收器可試圖重新解碼其他碼區塊。因此可極大地減小對尚未成功解碼之其他碼區塊的干擾，且接收器將能夠解碼其他碼區塊之機率因此可顯著增大。
在本發明之一實施例中，在傳輸之前，向每一碼區塊添加CRC以致能(enable)針對每一碼區塊之錯誤偵測。在輸送區塊CRC附著、位元拌碼(scrambling)以及碼區塊分割之後，將碼區塊CRC附著至碼區塊中之至少一者，且傳輸信號。注意，若在輸送區塊中僅存在一個碼區塊，則碼區塊CRC可不必要。可藉由在傳輸之前針對多個碼區塊僅附著一碼區塊CRC而進一步減小CRC附加項(overhead)。
在本發明中，提供許多步驟以應用於改善的頻道交錯器設計中。
步驟1
第一，對於每一碼區塊，符號S、P 1 、P 2 分別預期系 統位元，來自渦輪碼(turbo)編碼器之編碼器1的同位位元以及來自渦輪碼編碼器之編碼器2的同位位元。在本發明之一實施例中，基於碼區塊而對第二速率匹配之後的經編碼位元進行重新排列。可使用經重新排列之位元來填充時間頻率資源以及調變符號中之調變位置。
步驟2
第二，此等位元首先填充沿頻率(亦即，副載波)索引之維度的空間。接著，其填充沿時間(亦即，OFDM符號)索引之維度的空間。最後，其填充沿調變位置索引之維度的空間。其他的維度排序當然為可能的，且由本發明所包括。
步驟3
第三，對於每一調變位置索引以及每一正交分頻多工(OFDM)符號，沿頻率維度使資料位元交錯。舉例而言，可使用位元逆序(BRO)交錯器或剪除式(pruned)位元逆序交錯器。或者，可出於此目的使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗(shuffling)圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換(swapping)圖案。此等圖案可能或可能不對於每一OFDM符號及/或每一調變位置索引而改變。有時，每一OFDM符號中可用的資源要素之數目可能歸因於此等OFDM符號中不同量的刪除或由其他頻道的使用而不同。在此情況下，可對不同OFDM符號使用具有不同大小之交錯器。
步驟4
第四，對於每一調變位置索引以及每一副載波，沿時間維度來交錯資料位元。舉例而言，可使用位元逆序(bit-reverse-order；BRO)交錯器或剪除式位元逆序交錯器。或者，可出於此目的而使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換圖案。此等圖案可能或可能不對於每一調變位置及/或副載波索引而改變。有時，每一副載波索引上可用的資源要素之數目可能歸因於此副載波上不同量的刪除或其他頻道的使用而不同。在此情況下，可對不同副載波使用具有不同大小之交錯器。
步驟5
第五，對於每一副載波以及每一OFDM符號，沿調變位置索引之維度來交錯資料位元。舉例而言，可使用位元逆序(BRO)交錯器或剪除式位元逆序交錯器。或者，可出於此目的而使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換圖案。此等圖案可能或可能不對於每一副載波及/或每一OFDM符號而改變。將稍後於本發明中闡述較佳圖案。
頻道交錯器設計之另一較佳實施例由上文陳述之五個步驟中之至少一者組成。
頻道交錯器設計之前述實施例可易於延伸至MIMO傳輸之情況。設想將多個層分配至MIMO碼字組 (codeword)。此情境可應用於長期演進(LTE)系統，例如，在SU-MIMO傳輸具有大於1之等級(rank)時。在此情況下，在頻道交錯器設計中添加空間維度。可將經編碼的位元之空間描述為時間、頻率、空間以及調變位置的四維空間。
在本發明之另一實施例中，前述實施例延伸至在不同資源要素上具有不同空間維度的MIMO傳輸。
在MIMO系統中，等級(空間維度或層之數目)可能在不同頻率資源要素上為不同的。前述實施例亦可延伸至在不同資源上具有不同調變階數(order)之傳輸。舉例而言，若兩個資源區塊具有非常不同之CQI，則發射器可在此等兩個資源區塊上使用不同調變階數。在此情況下，儘可能多地在時間、頻率、空間以及調變位置上展開(spreading)每一碼區塊之經編碼的位元的設計目標仍適用。需實施特定處理以處理不同時間-頻率資源上之不同空間維度或不同調變階數之情況。舉例而言，類似於資源要素映射，可建構一種映射以包括空間以及調變位置維度。將跳過不可用的層或調變位置。
在本發明之另一實施例中，在將經編碼的位元以及由此等經編碼的位元形成之調變符號映射至資源要素以及空間維度中給出系統位元優先權。
亦可藉由沿調變位置之維度來界定多個區域而實施系統位元之優先化。
在本發明之另一實施例中，儘可能均勻地在不同調變 位置上分配每一碼區塊之經編碼的位元。存在各種方式來達成此目標。一方法為列舉調變位置之所有排列圖案。
可選擇排列圖案之子集。舉例而言，可使用一個種子(seed)排列圖案連同其循環移位版本作為圖案之一子集。
當然，對排列圖案之子集的選擇可為各種各樣的，且視其他設計目標而定。舉例而言，所選子集中並不需要所有循環移位。可選擇來自多個種子排列圖案之循環移位。
可藉由自任何位置開始沿一圓而讀取位置且藉由順時針方向或逆時針方向行進而獲得不同的較佳種子排列圖案以及其循環移位。以此方式，達成具有相同保護水準之調變位置的最大分離。此方法亦可適用於其他調變階數。雖然以此方式產生種子排列圖案且其循環移位為較佳的，但本發明當然包括以任何圖案或以任何方式在資源要素上及/或在重新傳輸間的調變位置交錯、排列、混洗、調換、重新排列之應用。
在本發明之另一實施例中，建議用於接收在調變符號內一同經多工之多個碼區塊的重複操作。在前述頻道交錯器設計之情況下，不同碼區塊之經編碼的位元在同一調變符號中經多工。
在解碼操作中，並行處理亦為可能的。在解碼操作之後，一些碼區塊可能被成功解碼而一些其他碼區塊未被成功解碼。在此情況下，彼等經解碼之碼區塊的碼區塊得以重建。因為此等區塊之經編碼的位元與未成功之彼等碼區塊之經編碼的位元在相同的調變符號中經多工，所以使用 此等經編碼的位元之資訊來幫助偵測尚未成功的經編碼的區塊。
在本發明之另一實施例中，縮減之集群(constellation)可改善傳輸之偵測效能。
在本發明之另一實施例中，可在未對一些碼區塊作正確解碼及重新編碼的情況下執行重複操作。替代地，可使用經編碼的位元以及資訊位元之可靠性來通過上述的重複操作以改善偵測效能。將可靠性之一種表示稱為外來(extrinsic)資訊，其為與在重複循環內之多個處理方塊之間傳遞的每一位元有關之新的似然性(likelihood)資訊。
在本發明之另一實施例中，將子訊框(subframe)中之多個OFDM符號分離為許多組，其中至少兩個組之間的邊界位於參考信號(RS)OFDM符號中或者恰在RS OFDM符號之前或恰在參考信號OFDM符號之後的彼等OFDM符號中。每一組包含將載運來自至少一碼區塊之經編碼的位元的資源要素。每一組中之資源要素在時域上彼此鄰接或接近。因此，接收器可在接收到每一組中之所有資源要素之後開始對至少一碼區塊進行解碼。在不脫離本發明之精神的情況下，各組之不同組態可用於不同情形中，諸如(但不限於)不同UE、不同子訊框、不同服務品質等等。
在本發明之另一實施例中，基於碼區塊而非資源要素來界定各組。每一組包含至少一碼區塊之經編碼的位元且可包含多個碼區塊。
在前述實施例中所界定之組(基於資源要素或碼區塊) 的情況下，可界定每一組內剩餘的頻道交錯操作。
頻道交錯器設計之前述實施例可延伸至MIMO傳輸之情況。在SU-MIMO傳輸具有大於1之傳輸等級時，將多個層分配至MIMO碼字組。在此情況下，可向一組之定義添加空間維度。因此，在每一組內可能存在多個層或流(stream)，且在每一MIMO層或MIMO流內可能存在多個組。在多碼字組MIMO傳輸中，層或流可包含多個MIMO碼字組(CW)，MIMO碼字組(CW)中之每一者載運多個碼區塊以及24位元循環冗餘檢查(CRC)。使稍後之組的解調變與早先之組的解碼並行。借助於CRC，藉由連續之干擾消除而消除自一碼字組至另一碼字組之干擾。
在本發明之另一實施例中，可向組內之碼字組的一或多個碼區塊添加循環冗餘檢查(CRC)。藉由如此做，一碼字組中之稍後之組的解調變、此碼字組中之早先之組的解碼、連續之干擾消除、另一碼字組中之稍後之組的解調變以及另一碼字組中之早先之組的解碼均可並行地以某一方式或其它方式而得到處理。
在本發明之另一實施例中，可分別地向多個MIMO碼字組之組添加循環冗餘檢查(CRC)。在此實施例中，即使對於一重複式接收器亦可使並行處理致能。
可在不偏離本發明之原理的情況下獲得若干變化以及接收器結構。
對本發明以及其附帶優勢中之許多者之較為完整的瞭 解在相同內容於結合隨附圖式而考慮下，藉由參看以下的詳細描述而變得較佳理解時將為顯而易見的，在隨附圖式中，相似的參考符號指出相同或類似的組件。
在本發明之詳細描述中，將頻繁使用以下術語，且提供每一術語之定義。
子封包(subpacket)為經編碼封包之部分，且為全體經編碼的位元之子集。
資料位元為經編碼以產生經編碼的位元的資訊位元之流。
交纏(interlace)是指傳輸槽(slot)或子訊框之子集。
同步混合自動重複請求(S-HARQ)為由當前高速率封包資料(HRPD)標準使用之技術，其建立用於四個不同資料集合之並行傳輸的四個分時交纏之傳輸頻道之集合。有時將此等交纏之傳輸頻道稱為“HARQ交纏”。
傳輸槽為經配置之預定數目的連續時脈週期。許多此等傳輸槽形成傳輸訊框。
空間時間編碼(STC)為用以改善使用多個傳輸天線之無線通信系統中的資料傳輸之可靠性之方法。STC依賴於向接收器傳輸資料流之多個冗餘複本以使得資料流複本中之至少一些可在傳輸方與接收方之間的實體路徑中以良好狀態繼續存在以允許可靠解碼。
傳輸分集(diversity)方法為經由不同獨立頻道傳輸一資料位元之方法。
接收分集方法為經由不同獨立頻道接收一資料位元之 方法。
頻道品質指示符(CQI)為對無線頻道之通信品質的量測。頻道品質指示符(CQI)可為表示給定頻道之頻道品質之量測結果的值。
冗餘版本參數指示發送資料之哪一冗餘版本。
頻道交錯器發送經由不同頻道交錯之資料以使得在一些頻道處之強衰退或衝突不使傳輸無效。
資源區塊為載運待由發射器傳輸且待由接收器接收之信號的時間以及頻率資源要素之區塊。
將參看隨附圖式詳細描述根據本發明而建構的具有多個碼區塊之傳輸之加速解碼之方法以及裝置。遍及本說明，相似參考數字表示相似元件。
又，頻繁用於本發明中之若干首字母縮寫詞連同其全名而列出如下。
SC-FDMA：單載波分頻多重存取
CP：循環前置項
FFT：快速傅立葉變換
OFDM：正交分頻多工
ICI：載波間干擾
3GPP：第三代合作夥伴計劃
LTE：長期演進
HARQ：混合自動重複請求
MIMO：多輸入多輸出
QPSK：正交相移鍵控
16-QAM：16正交調幅
64-QAM：64正交調幅
IFFT：快速傅立葉逆變換
CW：碼字組
碼區塊：資料位元之區塊或藉由對資料位元之區塊進行編碼而產生的經編碼位元之區塊。
圖1展示具有發射器鏈以及接收器鏈之正交分頻多工(OFDM)收發器鏈。
正交分頻多工(OFDM)為在頻域中多工資料之技術。在頻率副載波上載運調變符號。圖1中展示正交分頻多工(OFDM)收發器鏈之樣本。在發射器鏈100處，藉由調變器101調變控制信號或資料信號，且藉由串行至並行轉換器112對經調變信號進行串行至並行轉換。使用快速傅立葉逆變換(IFFT)單元114以將經調變信號或資料自頻域轉移至時域，且藉由並行至串行轉換器116對經轉移至時域的經調變信號進行並行至串行轉換。在CP插入級118處向每一OFDM符號添加循環前置項(CP)或零前置項(ZP)以避免或減輕歸因於多路徑衰退頻道122處之多路徑衰退的影響。將來自循環前置項(CP)插入級118之信號傳輸至發射器前端處理單元120(例如，傳輸天線(在圖1上未展示))。在接收器鏈140處，假設達成完全時間以及頻率同步，在移除所接收信號之循環前置項(CP)的循環前置項(CP)移除級126處處理由接收器前端處理單元124(例如，接收天線(在圖1上未展示))接收的信號。 進一步藉由串行至並行轉換器128對在循環前置項(CP)移除級126處經處理之信號進行串行至並行轉換。快速傅立葉變換(FFT)單元130將所接收信號自時域轉移至頻域用於進一步處理，諸如由並行至串行轉換器132進行並行至串行轉換以及藉由解調變器134進行解調變。因此，接收器鏈140接收發射器鏈100所傳輸之信號。
圖2說明正交分頻多工(OFDM)理論之正交性。
因為每一OFDM符號在時域上具有有限持續時間，所以副載波在頻域上彼此重疊。舉例而言，如圖2所示，副載波0 10、副載波1 11以及副載波2 12在頻域上彼此重疊。副載波0 10、副載波1 11以及副載波2 12具有幾乎相同或類似之波形。此等三個副載波在數學上彼此垂直，換言之，副載波中之任何兩者的內積為零。因此，假設發射器以及接收器具有完全頻率同步，正交分頻多工(OFDM)理論之正交性在取樣頻率下得到保持。在歸因於不完全頻率同步或高行動性之頻率偏移的情況下，副載波在取樣頻率下之正交性遭到破壞，此導致載波間干擾(ICI)。
圖3A為對在時域中的經傳輸OFDM符號之說明，且圖3B為對在時域中的所接收OFDM符號之說明。
如圖3A中所示，多路徑衰退頻道可在時域中近似作為脈衝回應頻道，且可在頻域中呈現為頻率選擇頻道。由於如圖1所示的正交分頻多工(OFDM)收發器鏈中之多路徑衰退頻道122，插入至一接收之符號的CP部分經常由於先前OFDM符號而惡化。傳輸信號20具有連續傳輸之 OFDM符號(亦即，OFDM符號1、OFDM符號2……)，且循環前置項(CP)部分(亦即，CP1以及CP2)位於兩個OFDM符號中之任一者之間。在經由多路徑衰退頻道122傳輸之後，接收信號27具有連續經CP插入之OFDM符號(亦即，Rx OFDM符號1 28、Rx OFDM符號2 29……)。Rx OFDM符號1 28以及Rx OFDM符號2 29分別由於其自己的CP而惡化。舉例而言，CP3摻混至Rx OFDM符號1 28中。然而，當循環前置項(CP)之長度足夠長時，不具有循環前置項(CP)部分之所接收OFDM符號應僅包含由多路徑衰退頻道回旋的其自己之信號。一般而言，在接收器側採取由如圖1所示之FFT單元130進行的FFT處理以允許在頻域中之進一步處理。正交分頻多工(OFDM)勝於其他傳輸機制之優勢為針對多路徑衰退之強健性。時域上之多路徑衰退轉譯為頻域中之頻率選擇性衰退。藉由插入循環前置項或零前置項，避免或在較大程度上減輕鄰近OFDM符號之間的符號間干擾。此外，因為在窄頻寬上載運每一調變符號，所以每一調變符號經歷單路徑衰退。可使用簡單均衡機制來對抗頻率選擇性衰退。
利用單載波調變以及頻域均衡之單載波分頻多重存取(SC-FDMA)為具有與正交分頻多工存取(OFDMA)系統之效能以及複雜性類似的效能以及複雜性之技術。單載波分頻多重存取(SC-FDMA)之一優勢在於單載波分頻多重存取(SC-FDMA)信號具有較低峰值平均功率比(PAPR)，因為單載波分頻多重存取(SC-FDMA)具有固有單載波結 構。低PAPR通常導致功率放大器之高效率，此對於上行鏈路傳輸中之行動台尤為重要。在3GPP長期演進(LTE)中選擇單載波分頻多重存取(SC-FDMA)作為上行鏈路多重存取機制。
圖4展示用於單載波分頻多重存取(SC-FDMA)之收發器鏈的實例。
圖4中展示用於單載波分頻多重存取(SC-FDMA)之收發器鏈的實例。在發射器鏈200處，藉由調變器201調變時域資料或控制資料，且藉由串行至並行轉換器212對經調變資料進行串行至並行轉換。離散傅立葉變換(DFT)單元213藉由離散傅立葉變換過程處理經轉換資料。為了確保低PAPR，接著在副載波映射級211處將經變換資料映射至鄰接副載波之集合。接著，IFFT單元214將信號變換回時域，且IFFT單元通常具有比DFT單元213之大小大的IFFT大小。並行至串行轉換器216對所接收之資料進行並行至串行轉換。在資料經傳輸且由傳輸前端處理單元220處理之前在CP插入級228處添加循環前置項(CP)。前端處理單元220具有致能經編碼之資料位元的多個組經由多個傳輸天線以預定序列進行之無線傳輸的放大級。通常將添加有循環前置項的經處理之信號稱為單載波分頻多重存取(SC-FDMA)區塊。在經處理信號通過通信頻道(例如，無線通信系統中之多路徑衰退頻道222)之後，接收器鏈240在接收器前端處理單元224處執行接收器前端處理，藉由CP移除器226移除循環前置項(CP)， 藉由串行至並行轉換器228對資料進行串行至並行轉換，藉由FFT單元230變換資料且在副載波解映射/均衡單元231處於頻域中對資料進行解映射。離散傅立葉逆變換(IDFT)單元233在經均衡之信號於頻域中受到解映射之後處理資料。IDFT單元235之輸出進一步由並行至串行轉換器232以及解調變器236處理。
圖5為對混合自動重複請求(HARQ)操作之說明。
在通信系統中廣泛使用混合自動重複請求(HARQ)以防止解碼失敗且改善資料傳輸之可靠性。圖5中展示HARQ操作。藉由使用編碼器311以特定類型之前向錯誤校正(FEC)機制對資料封包進行編碼。資料封包由子封包產生器312處理，且產生一組子封包。子封包(例如，子封包k)可僅包含經編碼位元之部分。若藉由收發器300進行的針對子封包k之傳輸失敗(如由反饋確認頻道314提供之NAK否定確認所指示)，則提供重新傳輸子封包(子封包k+1)來重新傳輸此資料封包。若成功收發子封包k+1，則由反饋確認頻道314提供ACK確認。重新傳輸子封包可包含來自先前子封包的不同經編碼位元。接收器可藉由解碼器313以軟性方式組合或共同地解碼所有接收之子封包以改善解碼的機會。通常地，考慮到可靠性、封包延遲以及實施複雜性而對最大數目之傳輸進行組態。
由於簡單而經常在無線通信系統中使用N頻道同步混合自動重複請求(HARQ)。舉例而言，在3GPP中已接受同步混合自動重複請求(HARQ)作為用於長期演進(LTE) 上行鏈路之混合自動重複請求(HARQ)機制。
圖6展示四頻道同步混合自動重複請求(HARQ)之實例。
由於後續傳輸之間的固定時序關係，個別HARQ頻道中之傳輸槽顯示出交纏結構。舉例而言，交纏0包括槽0、4、8……4k……；交纏1包括槽1、5、9……4k+1……；交纏2包括槽2、6、10……4k+2……；交纏3包括槽3、7、11……4k+3……。在槽0中傳輸封包。在正確解碼封包之後，接收器將ACK確認發送回發射器。接著，發射器開始在此交纏中之下一槽(亦即，槽4)處傳輸新的封包。然而，在槽4中傳輸之新封包的第一子封包未能正確被接收。在發射器自接收器接收到NAK否定確認之後，發射器在交纏0中之下一槽(亦即，槽8)處傳輸同一封包之另一子封包。交纏1至3以與交纏0類似之方式而起作用。有時，接收器可能難以偵測封包邊界，亦即，子封包為新封包之第一子封包還是重新傳輸子封包。為了減輕此問題，新封包指示符可在載運封包之傳輸格式資訊的控制頻道中被傳輸。有時，可提供HARQ頻道資訊之較為精細的版本(諸如子封包ID及/或HARQ頻道ID)以幫助接收器偵測並解碼封包。
在無線通信中廣泛使用經常被稱為多輸入多輸出(MIMO)之多天線通信系統以改善系統效能。在MIMO系統中，發射器具有能夠傳輸獨立信號之多個天線，且接收器配備多個接收天線。MIMO系統在僅存在一傳輸天線 或僅傳輸一個資料流之情況下退化為單輸入多輸出(SIMO)。MIMO系統在僅存在一接收天線之情況下退化為多輸入單輸出(MISO)。MIMO系統在僅存在一傳輸天線以及一接收天線之情況下退化為單輸入單輸出(SISO)。MIMO技術可在無頻寬或總體傳輸功率之任何增加的情況下顯著增大系統之輸貫量以及範圍。一般而言，MIMO技術藉由利用空間域中歸因於多個天線之額外自由維度而增加無線通信系統之頻譜效率。存在許多類別之MIMO技術。舉例而言，空間多工機制藉由允許經由多個天線傳輸之多個資料串流而增大傳輸速率。諸如空間時間編碼之傳輸分集方法利用歸因於多個傳輸天線之空間分集。接收器分集方法利用歸因於多個接收天線之空間分集。波束成形技術改善接收信號增益且減少對其他使用者之干擾。分域多重存取(SDMA)允許自或至多個使用者之信號流在相同時間頻率資源上傳輸。接收器可藉由此等資料流之空間特徵而分離多個資料流。注意，此等MIMO傳輸技術不相互排斥。實際上，可在進階無線系統中使用多個MIMO機制。
當頻道有利(例如，行動速度較低)時，可使用封閉迴路MIMO機制來改善系統效能。在封閉迴路MIMO系統中，接收器提供對頻道條件及/或較佳發射器MIMO處理機制之反饋。發射器可利用此反饋資訊連同諸如排程優先權、資料以及資源可用性之其他考慮因素來共同地最佳化傳輸機制。
將風行封閉迴路MIMO機制稱為MIMO預編碼。在預編碼過程期間，待傳輸之資料流在被傳遞至多個傳輸天線之前經預編碼，亦即由矩陣預乘。
圖7展示多輸入多輸出(MIMO)系統。
如圖7所示，發射器401具有Nt數目個傳輸天線411，且接收器402具有Nr數目個接收天線421。資料流1至Ns由此MIMO系統收發。將矩陣H表示為傳輸天線411與接收天線421之間的收發頻道，且頻道H為Nt乘Nr矩陣。若發射器401知曉頻道矩陣H，則發射器401可基於頻道矩陣H而選擇最為有利的傳輸機制。舉例而言，當最大化輸貫量為傳輸系統之目標時，若對於H之瞭解在發射器401處可用，則可選擇預編碼矩陣為頻道矩陣H之右奇異矩陣。因此，接收器側用於多個資料流之有效頻道可經對角線化，多個資料流之間的干擾可消除。然而，反饋頻道H之確切值所需之附加項經常非常高。
圖8展示用於封閉迴路MIMO系統中之預編碼過程。
如圖8中所示，藉由處理級510處理資料流1至N，在處理級510中執行排程過程、功率以及速率調適過程、預編碼碼簿與預編碼向量選擇過程、流-層映射過程以及一些其他相關過程。經由層1至NL 將經映射之資料流傳輸至預編碼級509，亦即，發射器MIMO處理級。進一步將經預編碼之資料傳輸至傳輸天線1至Nt。接收器512接收資料流1-Nr且在接收器MIMO處理級508處對其進行恢復。為了減小反饋附加項，在發射器511處界定多個預編 碼矩陣以量化頻道矩陣H可具體化之可能值的空間。藉由空間量化，接收器512反饋較佳預編碼機制，其通常為較佳預編碼矩陣之索引、傳輸等級以及較佳預編碼向量之索引的形式。接收器512亦可反饋較佳預編碼機制之相關聯的頻道品質指示(CQI)值。
MIMO系統的另一方面為待傳輸的多個資料流是被單獨編碼還是被一同編碼。若對所有傳輸層一同進行編碼，則將此MIMO系統稱為單碼字組(SCW)MIMO系統，否則將其稱為多碼字組(MCW)MIMO系統。在長期演進(LTE)下行鏈路系統中，當使用單使用者MIMO(SU-MIMO)時，可將高達兩個MIMO碼字組傳輸至單一使用者設備(UE)。在將兩個MIMO碼字組傳輸至使用者設備(UE)之情況下，UE需分別確認此等兩個碼字組。另一MIMO技術稱為分域多重存取(SDMA)，其有時亦稱為多使用者MIMO(MU-MIMO)。在SDMA中，分別對多個資料流進行編碼且在相同時間頻率資源上將其傳輸至不同所欲接收器。藉由使用不同空間特徵(例如，天線、虛擬天線或預編碼向量)，接收器將能夠區分多個資料流。此外，藉由對接收器之適當組進行排程且基於頻道狀態資訊選擇每一資料流之適當空間特徵，可對於所關注之接收器增強所關注之信號，而同時可對於其他相應接收器增強其他信號。因此可改善系統容量。在長期演進(LTE)之下行鏈路中採用單使用者MIMO(SU-MIMO)以及多使用者MIMO(MU-MIMO)。在長期演進(LTE)之上行鏈路 中亦採用MU-MIMO，然而，針對長期演進(LTE)上行鏈路之SU-MIMO仍在討論中。
在長期演進(LTE)系統中，當輸送區塊較大時，將輸送區塊分割為多個碼區塊以使得可產生多個經編碼封包，此由於諸如致能並行處理以及管線實施以及功率消耗與硬體複雜性之間的靈活折衷之益處而為有利的。
作為實例，在圖9中說明在高速下行鏈路封包存取(HSDPA)系統中高速資料共用頻道(HS-DSCH)之編碼過程。
如圖9所示，資料位元aim1 、aim2 、aim3 ……aimA 在循環冗餘檢查(CRC)級611處經處理且被變換為資料位元bim1 、bim2 、bim3 ……bimB 。附著有CRC之資料位元在位元拌碼級612處經位元拌碼，且經變換為資料位元dim1 、dim2 、diim3 ……dimB 。經拌碼資料位元在碼區塊分割級613經分割且形成為碼區塊oir1 、oir2 、oir3 ……oirK 。碼區塊接著於頻道編碼級614處經編碼且變為經編碼碼區塊cir1 、cir2 、cir3 ……cirE 。於實體層混合ARQ功能性級615對此等經編碼碼區塊進行處理。於實體頻道分割級616處再次分割所得資料位元。混合ARQ功能性匹配經編碼位元的位元w1 、w2 、w3 ……wR 之數目與HS-DSCH實體頻道之位元的總數目。藉由HS-DSCH交錯級617交錯所得的經頻道分割之資料位元uP,1 、uP,2 、uP,3 ……uP,U 。接著在集群重新排列級618處重新排列經交錯之資料位元vP,1 、vP,2 、vP,3 ……vP,U 且在實體頻道映射級619處進一步映射經重新排列之位元 rP,1 、rP,2 、rP,3 ……rP,U 。最終將所得經映射位元輸出至實體頻道#1、實體頻道#2……實體頻道#P。在當前HS-DSCH設計中，對於整個輸送區塊僅出於針對彼區塊之錯誤偵測的目的而產生一個24位元循環冗餘檢查(CRC)。若產生並在一傳輸時間間隔(TTI)中傳輸多個碼區塊，則接收器可正確地解碼碼區塊中之一些但不正確地解碼其他碼區塊。在彼情況下，接收器須向發射器反饋NAK否定確認，因為針對輸送區塊之CRC將不檢查。
混合ARQ功能性匹配頻道編碼器(亦即，頻道編碼級614)之輸出處的位元之數目與HS-DSCH映射至的HS-PDSCH集合之位元之總數目。由冗餘版本(RV)參數控制混合ARQ功能性。混合ARQ功能性之輸出處的位元之確切集合取決於輸入位元之數目、輸出位元之數目以及RV參數。
如圖10所示，混合ARQ功能性具有兩個速率匹配級以及虛擬緩衝器。
藉由位元分離器610將來自來源C之資料位元流NTTI 分離為系統位元、同位1位元以及同位2位元。在第一速率匹配級611處以不同方式處理此等三組位元。第一速率匹配級611匹配輸入位元之數目與虛擬IR緩衝器613，且由較高層提供關於緩衝器613之資訊。直接將系統位元提供至緩衝器613，由速率匹配器RM_P1_1處理同位1位元且由速率匹配器RM_P2_1處理同位2位元。將緩衝器613之輸出提供至第二速率匹配級615。第二速率匹配級615 匹配第一速率匹配級611之後的位元之數目與HS-PDSCH集合中在傳輸時間間隔(TTI)中可用的實體頻道位元之數目。將輸出Nsys 提供至第二速率匹配級615之速率匹配器RM_S，將輸出Np1 提供至第二速率匹配級615之速率匹配器RM_P1_2且將輸出NP2 提供至第二速率匹配級615之速率匹配器RM_P2_2。將輸出Nsys 、Np1 以及Np2 提供至位元收集級617。因此，將所得資料位元流Ndata 提供至終端機W。注意，若輸入位元之數目不超過虛擬IR緩衝器613之緩衝能力，則第一速率匹配級611為透明的。
可使用諸如正交相移鍵控(QPSK)、二進位相移鍵控(BPSK)、8相移鍵控(8-PSK)、16正交調幅(16-QAM)或64正交調幅(64-QAM)之不同調變機制來進行適應性調變且增大調變之頻譜效率。在16-QAM調變之情況下，將位元之四元組b0b1b2b3映射至複數值調變符號x=I+jQ。
表1中說明16-QAM之一實施。
圖11中展示表1中的16-QAM調變之集群(constellation)。圖11展示二維座標，其展示對16-QAM集群圖之一說明。集群圖為對由數位調變機制調變的信號之表示。集群圖顯示於符號取樣時刻，在複平面中之二維座標圖上的信號。集群圖將給定調變機制選擇之可能符號表示為複平面中之點。圖11上之每一點說明當I以及Q具 有如表1所示之預定值時，b0b1b2b3在I-Q複平面上之相應符號。此集群在四個位元(亦即，位元b0、b1、b2以及b3)上提供不同保護水準。如圖11所示，位元b0與b1上之保護水準相同，位元b2與b3上之保護水準相同。然而，b0以及b1上之保護水準高於位元b2以及b3上之保護水準。
在64QAM調變之情況下，將位元之六元組b0b1b2b3b4b5映射至複數值調變符號x=I+jQ。在表2中展示64-QAM之一實施。圖11中展示表2中之64-QAM調變的集群。圖12展示二維座標，其展示對64-QAM集群圖之一說明。此集群在六個位元上提供不同保護水準。類似於圖11，圖12上之每一點說明當I以及Q具有如表2所示之預定值時b0b1b2b3b4b5在I-Q複平面上之相應符號。位元b0與b1上之保護水準相同，位元b2與b3上之保護水準相同，且位元b4與b5上之保護水準相同。然而，位元b0以及b1上之保護水準強於位元b2以及b3上之保護水準，位元b2以及b3上之保護水準強於位元b4以及b5上之保護水準。為了便利起見，在調變符號中將位元之索引界定為彼位元之調變位置。
舉例而言，b0在64-QAM中之調變位置為0，b1在64-QAM中之調變位置為1。因此，對於給定64-QAM集群，第一以及第二調變位置(亦即，b0以及b1)具有最強保護；第三以及第四調變位置(亦即，b2以及b3)具有較弱保護水準；第五以及第六調變位置(亦即，b4以及b5)具有最弱保護水準。
在本發明中，提供方法以及裝置來改善具有來自多個經編碼的封包之資訊位元或同位位元的傳輸之效能。
簡單地藉由說明許多特定實施例以及實施(包括預期用於執行本發明之最佳模式)，本發明之態樣、特徵以及優勢自以下的詳細描述為顯而易見的。本發明亦允許其他以及不同實施例，且可將本發明之若干細節修改為各種顯而易見的方面(均不脫離本發明之精神以及範疇)。因此，應將圖式以及描述視為本質上為說明性且非限制性的。在隨附圖式之圖中經由實例且非限制性地說明本發明。
在以下的說明中，使用長期演進(LTE)系統中之下行鏈路資料頻道作為實例。然而，此處說明之技術在適用時當然可用於長期演進(LTE)系統中之上行鏈路資料頻道、長期演進(LTE)系統中之下行鏈路或上行鏈路中的控制頻道以及其他系統中之其他資料頻道、控制頻道或其他頻道中。
在本發明中，提供頻道交錯器以及接收器之改善設計且考慮多個碼區塊之分離編碼方法以改善效能。當傳輸多個碼區塊時，由具有最差效能之碼區塊來決定傳輸之效 能。本發明理念為謹慎設計包括自不同碼區塊之經編碼位元至調變符號之映射以及自調變符號至時間、頻率以及空間資源之映射的頻道交錯器以確保每一碼區塊獲得大略相同之保護水準。在接收器側，當一些碼區塊經正確接收且一些未經正確接收時，可重建成功解碼之碼區塊的信號且將其自接收之信號消除。在消除之後，接收器可試圖重新解碼其他碼區塊。因為可極大地減小對尚未經成功解碼之其他碼區塊的干擾，所以接收器將能夠解碼其他碼區塊之機率可能顯著增大。在混合ARQ(HARQ)之情況下，若接收器不能夠解碼碼區塊中之一者，則接收器將反饋對於整個輸送區塊之NAK(假設僅存在一ACK頻道)。因為節點B不知曉哪一碼區塊由UE成功解碼且哪一碼區塊未成功解碼，所以節點B將如同包括所有碼區塊之整個輸送區塊經NAKed(裸露)一般而重新傳輸。在此情況下，UE應能夠利用關於彼等已成功解碼之碼區塊的認識來幫助對尚未成功解碼之彼等碼區塊進行解碼。本發明中提議之頻道交錯器設計促進此操作。亦揭露接收器操作之較佳實施例。
在本發明之一實施例中，向每一碼區塊添加CRC以致能針對每一碼區塊之錯誤偵測。圖13展示碼區塊CRC之附著的實例。與圖9相比，在輸送區塊CRC附著、位元拌碼以及碼區塊分割之後，將碼區塊CRC附著至碼區塊中之至少一者的額外步驟如圖13所示緊隨碼區塊分割之步驟之後。將輸送區塊分割為一或多個碼區塊。若在輸送區塊中僅存在一個碼區塊，則碼區塊CRC可能不必要。若在輸 送區塊中存在一個以上的碼區塊，則碼區塊CRC之附著變得重要。作為實例，HSDPA中之HS-DSCH的輸送區塊CRC為24位元，其提供非常低之偵測錯誤(約2-24 6 x 10-8 )。向每一碼區塊附著CRC之一目的為提供充足碼區塊錯誤偵測以使得接收器可消除經正確解碼之彼等碼區塊的信號。~10-2 之CRC偵測錯誤對於此操作可為足夠的。注意，8位元CRC可提供約4×10-3 之偵測錯誤率。在此情況下，對於碼區塊CRC可使用8位元CRC用於碼區塊錯誤偵測以及消除，而可使用24位元CRC用於輸送區塊錯誤偵測。藉由如此做，在提供用以促進經成功解碼之碼區塊之消除的手段之同時最小化CRC附加項。顯然，可藉由針對多個碼區塊僅附著一碼區塊CRC而進一步減小CRC附加項。
在本發明中，提供許多步驟以應用於頻道交錯器設計中。注意，並非所有此等步驟均需被併入以使用本發明。換言之，本發明包括使用本發明中所說明之步驟中之至少一者的交錯器以及交錯方法。注意，如圖13所示的針對16-QAM之集群重新排列在所提議之頻道交錯器設計的情況下可能並非必要的。
現轉向圖14、圖15以及圖16。
圖14說明適於實踐本發明之一實施例之原理的正交分頻多工(OFDM)系統之頻道交錯器。圖15說明適於實踐本發明之一實施例之原理的用於資料傳輸之資源要素映射。圖16展示適於實踐本發明之一實施例之原理的在速率 匹配之後按碼區塊對經編碼位元進行之重新排列。如圖14所示，分配至資料傳輸之資源為時間上的N個OFDM符號以及頻率上的M個副載波。將一OFDM符號之每一副載波稱為一個資源要素。資源要素包括資料資源要素以及非資料資源要素。每一資源要素載運調變符號，調變符號又載運多個經編碼位元。舉例而言，可在一QPSK調變符號中載運2個位元，可在一16-QAM調變符號中載運4個位元等等。將每一調變符號中載運的位元之數目表示為調變階數L，調變符號中之每一調變位置由一調變位置索引表示(如圖14所示)。頻道交錯器設計之一較佳實施例由以下操作中之至少一者組成。
步驟1
第一，對於每一碼區塊，符號S、P 1 、P 2 分別為系統位元，來自渦輪碼編碼器之編碼器1的同位位元以及來自渦輪碼編碼器之編碼器2的同位位元。渦輪碼編碼器藉由兩個由交錯器隔開之遞歸式(recursive)系統回旋(RSC)編碼器之並行級聯(concatenation)而形成。在本發明之一實施例中，基於碼區塊而對第二速率匹配之後的經編碼的位元進行重新排列。如圖16中所說明，在此輸送區塊之傳輸中存在N cb 個碼區塊。與圖10相比，稱為按碼區塊之位元重新排列的級913緊隨位元收集級617之後。在級913中，碼區塊1之系統位元、同位1位元以及同位2位元經收集至一起且以S、P 1 、P 2 之次序而排列。分別由Nt,i,sys 、Nt,i,p1 、Nt,i,p2 來表示第i個碼區塊之系統位元、同位1位元以及同 位2位元的數目。經重新排列之位元接著進入稱為頻道交錯器級之級915。可分別將Nt,Sys 、Nt,p1 、Nt,p2 表示為下式。
可使用經重新排列之位元來填充時間頻率資源以及調變符號中之調變位置。
步驟2
第二，如圖14所示將此等位元寫入至三維空間中。此等位元首先填充沿頻率(亦即，副載波)索引之維度的空間。接著，其填充沿時間(亦即，OFDM符號)索引之維度的空間。最後，其填充沿調變位置索引之維度的空間。注意，其他維度排序當然為可能的，且由本發明所包括。三維空間中之每一位置可由座標(b,t,f)表示。若將第一位元置放於(0,0,0)，則第二位元應置放於(0,0,1)，第三位元應置放於(0,0,2)等等。在對於給定OFDM符號索引，頻率維度用盡之後，OFDM符號索引增大。舉例而言，第(M-1)個位元應置放於(0,0,M-1)，且第M個位元可置放於(0,1,0)。在頻率以及時間索引用盡之後，調變位置索引增大。舉例而言，第(MN-1)個位元應置放於(0,N-1,M-1)，且第MN個位元應置放於(1,0,0)。注意， 可能存在一些資源要素經刪除或由其他頻道佔據且因此不可用於資料頻道傳輸。在本發明之較佳實施例中，在圖15中表示具有資源要素映射之時間頻率資源。將指派給資料傳輸之資源要素分組至一起以形成資源要素映射。映射顯示可用於資料傳輸之資源要素以及由其他頻道(諸如參考信號、下行鏈路控制頻道等等)佔據之資源要素。跳過由其他頻道佔據之資源要素。注意，如圖15所示，可對於每一調變位置再用此資源要素映射。最後，如圖14所示，可將容納經編碼的位元之空間描述為立方體，其中一些資源要素由其他頻道佔用，且此等經佔用之資源要素被稱為非資料資源要素。
步驟3
第三，對於每一調變位置索引以及每一OFDM符號，沿頻率維度交錯資料位元。舉例而言，可使用位元逆序(BRO)交錯器或剪除式位元逆序交錯器。或者，可出於此目的而使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換圖案。此等圖案可能或可能不對於每一OFDM符號及/或每一調變位置索引而改變。有時，每一OFDM符號中可用的資源要素之數目可能歸因於不同量的刪除或此等OFDM符號中之其他頻道的使用而不同。在此情況下，可在不同OFDM符號上使用具有不同大小之交錯器。
步驟4
第四，對於每一調變位置索引以及每一副載波，沿時間維度來交錯資料位元。舉例而言，可使用位元逆序(BRO)交錯器或剪除式位元逆序交錯器。或者，可出於此目的而使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換圖案。此等圖案可能或可能不對於每一調變位置及/或副載波索引而改變。有時，每一副載波索引上可用的資源要素之數目可能歸因於不同量的刪除或此副載波上之其他頻道的使用而不同。在彼情況下，可在不同副載波上使用具有不同大小之交錯器。
步驟5
第五，對於每一副載波以及每一OFDM符號，沿調變位置索引之維度來交錯資料位元。舉例而言，可使用位元逆序(BRO)交錯器或剪除式位元逆序交錯器。或者，可出於此目的而使用任何其他交錯器。有時，可使用簡化的混洗圖案中之一或多者。舉例而言，可使用循環移位或預定的交錯/重新排列/混洗/調換圖案。此等圖案可能或可能不對於每一副載波及/或每一OFDM符號而改變。將稍後於本發明中闡述較佳圖案。
頻道交錯器設計之一較佳實施例由上文陳述之五個步驟中之至少一者組成。
在以下描述中，揭露前述步驟之實施例以及變化。注意，此等實施例僅描述整個交錯過程之一或多個中間步驟。特定言之，所使用之圖像說明僅展示一或多個中間步 驟之效應，且可能不反映交錯過程之最終結果。舉例而言，圖19展示碼區塊之經編碼的位元在時域、頻域以及空間域上展開。然而，碼區塊之經編碼位元均處於所有調變符號之第一調變位置中。後續交錯步驟將在時間、頻率以及空間維度上交錯此等經編碼位元，且將使此等經編碼位元在調變符號中的調變位置移位。
步驟1以及步驟2試圖儘可能多地在頻域以及時域上展開每一碼區塊之經編碼的位元來最大化頻率以及時間分集。對於長期演進(LTE)系統，在一傳輸內，頻率分集通常比時間分集顯著。因此，較佳地首先增大頻率副載波索引且接著增大OFDM符號索引。本發明當然包括增大不同維度之索引的不同排序。通常，前向錯誤校正碼(尤其在結合實用解碼器實施時)處理分離或隨機錯誤優於處理叢發或鄰接錯誤。步驟3將頻域中之叢發錯誤轉移為分離錯誤。步驟4將時域中之叢發錯誤轉移為分離錯誤。對於較高階之調變，調變符號內之每一調變位置可享有不同保護。步驟5試圖將每一碼區塊之位元隨機化或均勻分佈至調變符號之不同調變位置中，以使得平均而言，每一碼區塊之經編碼位元享有相同保護水準。可在不脫離本發明之理念的情況下改變步驟3、步驟4以及步驟5之次序。亦可將某些步驟組合為單一步驟。舉例而言，可易於藉由隨著頻率以及時間索引改變跳至不同調變位置而組合步驟2與步驟5。
存在著將每一碼區塊之經編碼的位元展開至時域-頻 域中達成類似效應的步驟2、3以及4之許多替代實施。在本發明之一實施例中，可使用一些其他二維矩陣來表示時間頻率資源而非資源要素映射。舉例而言，可使用具有等於資源區塊之數目的數目之列以及等於可用於每一資源區塊中之資料之資源要素之數目的數目之行之二維矩陣。設想將資料傳輸指派為Nblock 數目之資源區塊，且每一資源區塊中存在可用於資料傳輸的NDataRE 數目之位元，則可將經編碼位元置放於L x Nblock x NDataRE 之空間中。較佳地，區塊索引首先增大，接著為資源要素索引，接著為調變位置索引。藉由如此做，將鄰近經編碼位元分離至有可能經歷不同頻道條件的不同資源區塊中。亦可將同一操作描述為施加於每一調變位置的具有大小Nblock x NDataRE 之列-行交錯/排列，或描述為施加於調變符號的具有大小Nblock x NDataRE 之列-行交錯/排列。在每一調變位置上，將經編碼位元寫入矩陣Nblock x NDataRE ，其中區塊索引首先增大。必要時，當然可執行沿區塊索引或資料資源要素(RE)索引之交錯。沿區塊索引之交錯的目的為將經編碼位元之位置隨機化至遠離的區塊中。沿資料RE索引之交錯的目的為在資源區塊內隨機化經編碼位元之位置。最後，在將此等位元映射至時間頻率資源時，其經讀出且置放於時間頻率資源上，其中資源要素索引首先增大以達成列-行交錯之效應。再次，注意可在整個調變符號上施加此操作而非在每一調變位置上施加。
或者，為了使步驟2、3以及4之實施簡單，可使用一 維來表示時間頻率資源。在資源要素映射上索引資源要素。索引至資源要素之指派可為任意的。舉例而言，自具有最低OFDM符號索引以及最低副載波索引之一者開始，資源要素可藉由首先增大副載波索引且接著增大OFDM符號索引而用盡。或者，資源要素可藉由首先增大OFDM符號索引且接著增大副載波索引而用盡。圖17A以及圖17B中展示一實例。圖17B展示用於容納資料經編碼位元之時間(OFDM符號索引)-頻率(副載波索引)空間，在圖17A中將此時間-頻率空間展示為一維，且此維度如圖17A所示沿調變位置索引方向增長且變為二維矩陣。如圖17B所示由資料佔據之資源要素(亦即，資源要素1-32)在調變位置索引中擴展且如圖17B所示變為二維矩陣。在如圖17B示之時間-頻率空間由多個資源區塊i、j之經編碼位元填充之後，可沿資源要素維度進行交錯以在時間-頻率資源中展開鄰近經編碼的位元。可使用位元逆序或剪除式位元逆序或任何其他類型之交錯器。
或者，步驟1、2、3以及4之實施可以較大程度與此等步驟之前的編碼過程整合。舉例而言，HSDPA系統假設所有碼區塊之系統位元置放在一起，隨後為所有經編碼區塊之同位1位元且接著隨後為所有經編碼區塊之同位2位元。為了在速率匹配之後分組至少一碼區塊之系統位元、同位1位元以及同位2位元，此亦可藉由對於碼區塊分別地執行整個速率匹配過程而達成。圖18展示在碼區塊基礎上進行的速率匹配以及位元收集之實施。每一碼區塊(亦 即，碼區塊1、碼區塊2……碼區塊Ncb)順次由位元分離器610、第一速率匹配級611、虛擬IR緩衝器613、第二速率匹配級615以及位元收集級617處理。所有經重新排列之位元接著進入稱為頻道交錯器級之級915。對於每一碼區塊，過程類似於在圖10之描述中所教示之過程。因此，此處省略詳細闡述。在此實施中，至少一碼區塊之編碼器輸出分別地通過第一速率匹配級611、虛擬IR緩衝器613以及第二速率匹配級615。因此，第二速率匹配之輸出將自然地具有分組至一起的碼區塊之系統位元、同位1位元以及同位2位元。雖然分別地進行多個碼區塊之實際速率匹配過程，但針對多個碼區塊的此等速率匹配過程之參數以及組態可能需要協調。當然，本發明包括實施之其他變體，其中簡化、修改或跳過速率匹配過程中之一些步驟，只要是在碼區塊基礎上進行速率匹配過程便可。舉例而言，可簡化第一速率匹配級611、虛擬IR緩衝器613以及第二速率匹配過程615且將其組合為對於每一傳輸簡單地選擇適當經編碼位元之一個步驟。舉例而言，若已將編碼器輸出分組為系統位元、同位1位元以及同位2位元，則位元分離級610以及位元收集級617可能並非必要。
對於次最佳(suboptimal)但較簡單之實施，可跳過步驟1。在此情況下，不將每一碼區塊之系統位元、同位1位元以及同位2位元分組至一起。藉由在交錯步驟之剩餘部分中的努力(efforts)，每一碼區塊之經編碼的位元仍充分展開且可達成良好效能。
頻道交錯器設計之前述實施例可易於延伸至MIMO傳輸之情況。設想將多個層分配至MIMO碼字組。此情境可應用於長期演進(LTE)系統，例如，在SU-MIMO傳輸具有大於1之等級時。在此情況下，在頻道交錯器設計中添加空間維度。可將經編碼位元之空間描述為時間、頻率、空間以及調變位置的四維空間。為了在向吾人提供圖像表示的三維空間中說明本理念，如圖17所示將時間-頻率維度簡化為資源要素之一維。因此，可如圖19所示將經編碼位元之空間表示為資源要素、空間以及調變位置的三維空間。圖19說明在時域、頻域以及空間域上展開每一碼區塊之經編碼的位元。交錯器將首先沿空間維度，接著沿資源要素維度分配每一碼區塊之經編碼位元以確保碼區塊收集時間、頻率以及空間上的最大分集。資源要素索引是指資源要素維度，空間(spatial)維度是指空間(space)維度，且調變位置索引是指調變位置維度。若傳輸多個碼區塊，則碼字組中之每一者內的碼區塊應在時域、頻域以及空間域上展開。在圖19中，經編碼位元1、2、3……16屬於一個碼區塊，而經編碼位元1'、2'、3'……16'屬於另一碼區塊。
在本發明之另一實施例中，前述實施例延伸至在不同資源要素上具有不同空間維度的MIMO傳輸。
在MIMO系統中，等級(空間維度或層之數目)可能在不同頻率資源要素上為不同的。前述實施例亦可延伸至在不同資源上具有不同調變階數之傳輸。舉例而言，若兩 個資源區塊具有非常不同之CQI，則發射器可在此等兩個資源區塊上使用不同調變階數。在此情況下，儘可能多地在時間、頻率、空間以及調變位置上展開每一碼區塊之經編碼的位元的設計目標仍適用。需實施特定處理以處理不同時間-頻率資源上之不同空間維度或不同調變階數之情況。舉例而言，類似於資源要素映射，可建構映射以包括空間以及調變位置維度。將跳過不可用的層或調變位置。圖20展示將經編碼位元寫入具有不同層以及不同調變階數之資源的實例。在圖20中，展示諸如QPSK、16-QAM以及64-QAM之不同調變階數，以及資源要素索引0、1、2、3、10、11、12、13、14以及15上之等級2與資源要素索引4、5、6、7、8以及9上之等級1。在此實例中，兩個碼區塊仍試圖首先在空間維度上展開，當空間維度壓縮至1時(如在資源要素4、5、6、7、8、9中)，兩個碼區塊均將置放於空間維度之同一層中。然而，每一碼區塊仍將在時間以及頻率維度上展開(圖20中未展示，因為時間以及頻率維度被展示為一個資源要素維度)。在將所有經編碼位元映射至資源要素中之後，可執行諸如列-行交錯、調變位置之交錯的其他交錯處理以進一步隨機化經編碼位元之位置。
圖21中亦展示當在不同資源上使用不同調變階數時對頻道交錯器之圖像說明。圖21說明在資源上具有不同調變階數之頻道交錯器。在此情況下，資源區塊A使用16-QAM而資源區塊B使用64-QAM。經編碼位元填充由 時間、頻率以及每一資源要素上可用的調變位置界定之空間，跳過由其他頻道佔據之資源要素。總的來說，前述交錯步驟以及實施例在此情況中適用。
在本發明之另一實施例中，在將經編碼位元以及由此等經編碼位元形成之調變符號映射至資源要素以及空間維度中給出系統位元優先權。圖22展示具有不同空間維度之資源上之經展開的編碼位元的實例。舉例而言，如圖22中所示，等級(空間維度或層之數目)在資源要素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15上為2；且等級在資源要素4、5、6、7、8、9上為1。在此實例中，對所有資源以及所有層應用相同調變階數，且調變階數為16-QAM。歸因於MIMO層之間的干擾，資源要素4、5、6、7、8、9上之CQI(頻道品質指示符)通常高於資源要素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15上的每層之CQI。在此情況下，系統位元藉由經給予被置放於具有較小數目之層的彼等資源要素上之優先權而經給予較多的保護。另一方面，同位位元經給予被置放於具有較大數目之層的彼等資源要素上之優先權。在圖22所示之實例中，將所有系統位元(亦即，S0 、S1 、S2 、S3 、S4 、S6 、S7 、S8 、S9 )置放於資源要素索引4、5、6、7、8、9上，而將所有同位位元(亦即，P0,0 、P1,1 、P0,2 、P1,3 、P1,0 、P0,1 、P1,2 、P0,3 、P0,4 、P1,5 、P0,6 、P1,7 、P0,8 、P1,9 、P1,4 、P0,5 、P1,6 、P0,7 、P1,8 、P0,9 )置放於資源要素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15上。
亦可藉由沿調變位置之維度來界定多個區域而實施系 統位元之優先化。舉例而言，對於如表2以及圖12中所界定之64-QAM集群，界定兩個區域，亦即，包含針對系統位元之b0、b1、b2、b3之第一區域以及包含針對同位位元之b4、b5之第二區域。在第一區域中優先化系統位元而在第二區域中優先化同位位元。在某些情況下(例如，不存在足夠系統位元來填充第一區域)，第一區域可包含一些同位位元。類似地，在某些情況下(例如，不存在足夠同位位元來填充第二區域)，第二區域可包含一些系統位元。對於所有前述實施例，可在此等兩個區域中分別地執行交錯步驟。因為將調變位置劃分為兩個區域，所以沿調變位置之交錯/排列需對於此等兩個區域分別地進行。換言之，排列區域{b0,b1,b2,b3}就如同其為16-QAM調變，而排列{b4,b5}就如同其為QPSK調變。再一次，仍可能存在此理念之變化。舉例而言，替代界定兩個區域，可對於系統位元以及同位位元分別地界定兩個起始點以及方向。系統位元於具有最強保護之調變位置處開始且朝向具有較弱保護之調變位置移動，而同位位於具有最弱保護之調變位置開始且朝向具有較強保護之調變位置移動。
在本發明之另一實施例中，儘可能均勻地在不同調變位置上分配每一碼區塊之經編碼的位元。存在各種方式來達成此目標。一方法為枚舉調變位置之所有排列圖案。表3中展示QPSK以及16-QAM之調變位置的排列圖案。藉由向不同調變符號指派不同排列圖案，經編碼的位元之調變位置在碼區塊中改變。藉由如此做，每一碼區塊之經編 碼的位元粗略均勻地分佈於所有調變位置中。因此無碼區塊特別有利或不利。沿調變位置之交錯或排列的另一益處為減輕由I-Q不平衡造成的問題。若I分支以及Q分支上之SNR不同，則交錯或排列可確保每一碼區塊之經編碼的位元展開在I以及Q分支兩者上。
顯然，可選擇排列圖案之子集。舉例而言，可使用一種子排列圖案連同其循環移位版本作為圖案之一子集。表4中展示QPSK、16-QAM以及64-QAM之若干實例。在表4中，使用自然排序圖案作為種子圖案。藉由種子圖案之循環移位產生排列圖案之子集。此等排列圖案可應用於不同資源要素上之調變符號。圖案之此等子集可每一資源要素或每若干資源要素地改變。藉由如此做，每一碼區塊之經編碼位元將移位至不同調變符號中之不同調變位置。因此，每一碼區塊自調變得到粗略相等之保護。此技術亦可應用於HARQ中之重新傳輸中。應用之一實例為在傳輸之間改變相同調變符號之排列圖案。此可藉由在重新傳輸中使用同一種子排列圖案之不同循環移位或使用不同種子 排列圖案而達成。
當然，對排列圖案之子集的選擇可各種各樣且視其他設計目標而定。舉例而言，所選子集中並不需要所有的循環移位。可選擇來自多個種子排列圖案之循環移位。在本發明之一較佳實施例中，針對QPSK、16-QAM(如圖11中所示)、64-QAM(如圖12中所示)的較佳種子在表5中列出。由於相對較高階數之調變，一些位置上之保護水準相等，而一些其他位置上之保護水準不同。對於如圖11所示的16-QAM之集群以及如圖12所示的64-QAM之集群，b0以及b1接收最強保護，b2以及b3接收較小保護，而b4以及b5(在64-QAM之情況下)接收最小量的保護。根據表5，對於16-QAM使用0213以及其循環移位之版本，而對於64-QAM使用042153以及其循環移位之版本。16-QAM之另一較佳種子排列為0312(表5中未展示)。64-QAM之其他較佳種子排列為024135、052143、043152、053142、025134、034125、035124(表5中未展示)。較佳種子排列圖案可能隨16-QAM或64-QAM之集群設計改變而改變。
圖23展示獲得64-QAM之較佳排列圖案的一般方法。具有相同保護水準的調變位置置放於圓之直徑的兩端處，且具有不同保護水準的調變位置置放於沿圓之不同角處。舉例而言，如圖23所示，以最強保護將b0以及b1之調變位置置放於圓之直徑A-A'的兩端，以較弱保護將b2以及b3之調變位置置放於圓之直徑B-B'的兩端，且以最弱保護將b4以及b5之調變位置置放於圓之直徑C-C'的兩端。可藉由自任何位置開始沿圓讀取位置且藉由順時針方向或逆時針方向行進而獲得不同的較佳種子排列圖案以及其循環移位。以此方式，達成具有相同保護水準之調變位置的最大分離。此方法亦可適用於其他調變階數。如表5中所示，64-QAM之較佳種子為042153。根據圖23，當自點A'開始且沿圓之周界以逆時針方向計數時，達成b0b4b2b1b5b3。因此，64-QAM之較佳種子為046153。藉由相同方法，可對於64-QAM達成所有較佳排列圖案。雖然以此方式產生種子排列圖案且其循環移位為較佳的，但本發明當然包括以任何圖案或以任何方式在資源要素上及/或在重新傳輸之間的調變位置交錯、排列、混洗、調換、 重新排列之應用。
在本發明之另一實施例中，建議用於接收在調變符號內一同經多工之多個碼區塊的重複操作。在前述頻道交錯器設計之情況下，不同碼區塊之經編碼的位元在同一調變符號中經多工。圖24說明用於解碼在相同調變符號內經多工之多個碼區塊的重複式接收器。此處，建議重複操作以改善接收器效能。圖24中展示對此操作之說明。在藉由接收器前端與一些基頻處理級690處理(例如，FFT、頻道估計、均衡等等)之後，藉由以解調變器692對調變符號進行解調變而獲得經編碼位元之軟值(soft value)。接著藉由去交錯器694對此等軟值進行去交錯且將其饋入至解碼器696中。存在多個碼區塊。解碼器696試圖解碼所述碼區塊中之一者或多者或全部。在解碼操作中，並行處理亦為可能的。在解碼操作之後，一些碼區塊可能被成功解碼而一些其他碼區塊未被成功解碼。在此情況下，彼等經解碼碼區塊中的碼區塊被重建。因為此等區塊之經編碼位元在與未成功之彼等碼區塊之經編碼位元相同的調變符號中經多工，所以使用此等經編碼位元之資訊來幫助偵測尚未成功的經編碼區塊。將成功解碼之碼區塊反饋至編碼器698且接著將其饋入至交錯器699。因此，使用此等成功解碼之碼區塊的資訊來幫助偵測尚未成功的經編碼區塊。
圖25展示改善傳輸之偵測效能的縮減集群之實例。舉例而言，在圖25之子圖(a)中展示16-QAM集群b3b2b1b0。設想b3屬於碼區塊1，設想b2以及b1屬於碼 區塊2且設想b0屬於碼區塊3。若碼區塊2得以成功解碼，則獲得關於b2以及b1之值的認識。若b2=0且b1=1，則如圖25(b)所示而縮減集群。在此情況下，b3以及b0之基於縮減集群之解調變可具有改善效能。
在本發明之另一實施例中，可不正確解碼及重新編碼碼區塊中之一些而執行重複操作。替代地，可使用經編碼的位元以及資訊位元之可靠性來通過上述的重複操作以改善偵測效能。將可靠性之一種表示稱為外來資訊，其為在重複循環內之多個處理區塊之間傳遞的關於每一位元之新的似然性資訊。圖26中展示實例。圖26說明用於解碼在相同調變符號中經多工之多個碼區塊的替代性重複式接收器。因為圖26幾乎與圖24相同，所以省略詳細闡述且將僅描述差異。外來資訊在解調變器692與解碼器696之間傳遞。每一者將來自另一者之外來資訊視為對每一位元之似然性之計算中的先前資訊，且產生新一輪的外來資訊。對於成功解碼，隨著重複繼續進行，位元之似然性將改善且最終導致解碼成功。
在長期演進(LTE)系統中，下行鏈路子訊框結構示於圖27中。
如圖27中所示，每一子訊框包含兩個槽，其中每一槽包含時域中的七個OFDM符號(亦即，OFDM符號0至6)。控制頻道信號位於子訊框中之最先兩個或三個OFDM符號中。在此情況下，控制頻道信號位於最先兩個OFDM符號中。參考信號位於OFDM符號0、4、7以及11處。為 了簡單起見，將僅論述第一傳輸天線之參考信號。在頻域上，資料可由諸如資源區塊i以及j之多個資源區塊呈現。本發明之理念當然可延伸至具有多個傳輸天線以及多個參考信號之系統。為了保持良好頻道估計效能，經常使用下行鏈路參考信號之內插或平均。舉例而言，如圖27所示，可使用參考信號於資源要素A、B、C以及D處之內插以獲得具有改善效能的對資源要素S之頻道估計。然而，此亦意謂資源要素S中的調變符號之解調變需等待直至接收到資源要素C以及D中之參考信號。換言之，若對資源要素S之解調變在包含資源要素C以及D的OFDM符號11之前發生，則針對資源要素S之頻道估計效能可能受到有害影響。
在本發明中，亦提議致能具有來自多個經編碼封包之資訊位元或同位位元之傳輸的快速解碼之方法以及裝置。
簡單地藉由說明許多特定實施例以及實施(包括預期用於執行本發明之最佳模式)，本發明之態樣、特徵以及優勢自以下詳細描述為顯而易見的。本發明亦允許其他以及不同實施例，且可於各種顯見方面修改若干細節(均不脫離本發明之精神以及範疇)。因此，應將圖式以及描述視為本質上說明性且非限制性的。在隨附圖式之圖中經由實例且非經由限制而說明本發明。在以下說明中，使用長期演進(LTE)系統中之下行鏈路資料頻道作為實例。本發明中說明之技術在適用時當然可用於長期演進(LTE)系統中之上行鏈路資料頻道、長期演進(LTE)系統中之下行 鏈路或上行鏈路中的控制頻道以及其他系統中之其他資料頻道、控制頻道或其他頻道中。
當傳輸多個碼區塊時，由具有最差效能之碼區塊來決定資料傳輸之效能。包括自不同碼區塊之經編碼位元至調變符號之映射以及自調變符號至時間、頻率以及空間資源之映射的頻道交錯器需經謹慎設計以確保每一碼區塊獲得大略相同之保護水準。在傳輸多個碼區塊時，允許接收器在接收器仍在解調變其他碼區塊之調變符號時開始對一些碼區塊之解碼為有益的。在長期演進(LTE)系統中，此提出挑戰，因為若在解調變以及解碼時無足夠參考信號，則頻道估計效能可能受到影響。在本發明中，提議允許多個碼區塊之快速解碼的技術，同時良好頻道估計效能得以保持。
在例如長期演進(LTE)之OFDMA系統中，通常在子訊框中存在多個OFDM符號。在長期演進(LTE)中，參考信號存在於被稱為參考信號OFDM符號之若干OFDM符號中，而不存在於其他OFDM符號中。
在本發明之一實施例中，將子訊框中之多個OFDM符號分離為組，其中至少兩個組之間的邊界位於參考信號OFDM符號中或者恰在參考信號OFDM符號之前或恰在參考信號OFDM符號之後的彼等OFDM符號中。每一組包含將載運來自至少一碼區塊之經編碼位元的資源要素。每一組中之資源要素在時域上彼此鄰接或接近。接收器可在接收到每一組中之所有資源要素之後開始對至少一碼區 塊之解碼。
圖28A展示對根據本發明之一實施例而建構之子訊框中之多個OFDM符號進行分組的組態之一實例。
如圖28A所示，控制頻道信號位於子訊框中之最先兩個或三個OFDM符號中。在此情況下，控制頻道信號位於最先兩個OFDM符號中。將組1界定為OFDM符號2、3以及4中可用於資料頻道之資源要素的集合；將組2界定為OFDM符號5、6以及7中可用於資料頻道之資源要素的集合；將組3界定為OFDM符號8、9以及10中可用於資料頻道之資源要素的集合；將組4界定為OFDM符號11、12以及13中可用於資料頻道之資源要素的集合。OFDM符號4包含下行鏈路參考信號；組1與組2之間的界限位於OFDM符號4與5之間。OFDM符號11包含下行鏈路參考信號；組3與組4之間的界限位於OFDM符號10與11之間。因為界限始終處於或接近於參考信號所在之處，所以接收器可恰在接收到組之後開始對載運於組內之碼區塊進行解碼，或者等待一額外OFDM符號，而不犧牲頻道的估計效能。接收器可利用最近的可用參考信號以用於載運於組內之碼區塊的解調變以及解碼。舉例而言，存在8個碼區塊，可將兩個碼區塊之經編碼位元置入每一組中。舉例而言，碼區塊1以及2之經編碼位元包含於組1中。在接收器接收到OFDM符號2、3、4之後，因為組1中之所有資源要素均包含於此等OFDM符號中，所以接收器已接收到碼區塊1以及2之所有經編碼位元。因此， 接收器可開始解碼此等兩個碼區塊。以此方式，接收器無須等待至子訊框之末尾(在OFDM符號13之後)來開始解碼。此設計在硬體複雜性以及功率消耗方面給接收器設計帶來若干益處。
圖28B為說明適於實踐本發明之一實施例之原理的藉由分離具有經編碼的位元之資源要素而傳輸資料信號之方法的流程圖。圖28C為說明於接收器處接收並解碼具有經編碼的位元之經分組的資源要素的方法之流程圖。在圖28B中，資料位元在步驟911中經調變，且接著在步驟912中自串行變換為並行。接著，於步驟915處由IFFT方法變換資料，且接著於步驟916處將其自並行處理為串行。接著，將不同碼區塊中之資料映射至於步驟917中被分離為不同組的資源要素。最後，具有一或多個傳輸天線之傳輸前端傳輸包括資源要素之一或多個組的OFDM符號。在圖28C中，接收器於步驟951處藉由接收前端處理而開始接收包括資源要素之一組的OFDM符號。接著於步驟952藉由串行至並行級且於步驟953藉由FFT方法來處理所接收之OFDM符號。於步驟956藉由並行至串行處理來處理資源要素之組且最終於步驟957對其進行解調變。接收器接著於步驟958解碼所述一組內之資源要素的經編碼位元。隨著接收器繼續接收OFDM符號，可接收並處理隨後的資源要素之組。
圖29展示適於實踐本發明之原理的對子訊框中之多個OFDM符號進行分組之組態之另一實例。在此實例中， 界定兩個組。控制頻道信號位於子訊框中之最先兩個或三個OFDM符號中。組1包括OFDM符號2、3、4、5、6、7中之資源要素且組2包括OFDM符號8、9、10、11、12、13中之資源要素。將子訊框中之OFDM符號2至13分離為兩個組，其中兩個組之間的邊界位於OFDM符號7以及8處。注意，OFDM符號7載運參考信號。在不脫離本發明之精神的情況下，組之不同組態可用於不同情形中，諸如(但不限於)不同UE、不同子訊框、不同服務品質等等。
圖30展示適於實踐本發明之原理的對子訊框中之多個OFDM符號進行分組之組態之另一實例。在此實例中，雖然每一組包括來自鄰接OFDM符號之資源要素，但一些OFDM符號(例如，OFDM符號5、8以及11)可包含多個組。再一次，注意組之間的邊界全部位於載運參考信號之OFDM符號中或恰在載運參考信號之OFDM符號之前或之後的OFDM符號中。此設計允許比基於OFDM符號之分組靈活的組定義，同時保持允許快速解碼而無頻道估計效能損失的益處。
在本發明之另一實施例中，基於碼區塊而非資源要素來界定各組。圖32展示適於實踐本發明之此實施例之原理的對碼區塊進行分組之組態之實例。每一組包含至少一碼區塊之經編碼的位元且可包含多個碼區塊。舉例而言，可將碼區塊1以及2分組為第一組，可將碼區塊3以及4分組為第二組，可將碼區塊5以及6分組為第三組且可將碼 區塊7以及8分組為第四組。將第一組置放於最先若干個OFDM符號中且將第二組置放於接下來若干個OFDM符號中，等等。以此方式，允許快速解碼一些碼區塊而無需等待直至子訊框之末尾。
在前述實施例中所界定之組(基於資源要素或碼區塊)的情況下，可界定每一組內的剩餘頻道交錯操作。頻道交錯器可為非常通用的。舉例而言，頻道交錯器可將組內每一碼區塊之經編碼的位元展開至此組中儘可能多的資源要素。頻道交錯器可儘可能均勻地將組內每一碼區塊之經編碼的位元展開至不同調變位置。頻道交錯器可試圖確保組內每一調變符號包含來自多個碼區塊之經編碼的位元，以使得調變符號上的叢發(burst)錯誤展開於此等碼區塊上。
頻道交錯器設計之前述實施例可延伸至MIMO傳輸之情況。設想將多個層分配至MIMO碼字組。此情境可發生於長期演進(LTE)系統中，例如，在SU-MIMO傳輸具有大於1之等級時。在此情況下，可向組之定義添加空間維度。多輸入多輸出(MIMO)碼字組表示輸送區塊。多輸入多輸出(MIMO)處理器對於多輸入多輸出(MIMO)碼字組之多個碼區塊中之至少一者產生軟位元。
圖31展示適於實踐本發明之原理的在存在或不存在組之循環延遲分集(CRC)之情況下進行的用於連續之干擾消除之並行處理之實例。
如圖31所示，在子訊框內界定四個組：可將組1界定為OFDM符號2、3以及4中之一組資源要素，包括彼等 資源要素上之多個MIMO層或MIMO流；可將組2界定為OFDM符號5、6以及7中之一組資源要素，包括彼等資源要素上之多個MIMO層或MIMO流；等等。
如圖31之子圖(a)所示，在每一組內存在兩個層；在每一組內存在兩個層或流；在每一MIMO層或MIMO流內存在四個組。在多碼字組MIMO傳輸中，每一層可併入有相應MIMO碼字組(CW)，亦即，CW1以及CW2，且每一CW載運多個碼區塊以及24位元之CRC(如圖31之子圖(b)所示)。對於每一MIMO碼字組，將此CRC應用於整個MIMO碼字組(具有多個碼區塊之輸送區塊)，亦即，屬於MIMO碼字組之組1、2、3以及4中的所有碼區塊。因此，在所述組定義之情況下，可恰在組1中之調變符號的解調變之後開始MIMO CW1中之碼區塊的解碼。藉由如此做，稍後之組的解調變與早先之組的解碼並行。另外，藉由此CRC之幫助，可藉由連續干擾消除而消除自CW1至CW2之干擾。
另外，可顯著增強並行處理能力。在本發明之另一實施例中，向組內之碼字組的一或多個碼區塊添加CRC。圖31之子圖(c)中展示一實例：可向組中之每一者附加一CRC。在所述組定義之情況下，可恰在組1之解調變之後開始CW1中之碼區塊的解碼。藉由如此做，稍後之組的解調變與先前之組的解碼並行。藉由每一組之CRC，可消除組1中自CW1至CW2之干擾，且可恰在組1中之CW1的彼等碼區塊之解碼之後開始組1中之CW2的碼區塊之 解碼。藉由如此做，CW1中之稍後之組的解調變、CW1中之早先之組的解碼、連續干擾消除、CW2中之稍後之組的解調變以及CW2中之早先之組的解碼均可並行地以某一方式得到處理。
當然，可分別地向兩個MIMO碼字組CW1以及CW2之組添加CRC。在此情況下，其致能並行處理，即使在重複式接收器之情況下亦為如此。換言之，在使用重複式接收器來解碼CW1以及CW2時，組1之重複式接收器用於對組1中之CW1的碼區塊進行解碼且對組1中之CW2的碼區塊進行解碼。在此情況下，甚至重複式接收器亦可在各組之間經並行化。
當然，可獲得許多變化以及接收器結構。舉例而言，跨越上述兩個層之組定義無需精確地同步。此可能造成處理中之某種延遲或某種效能降級，但可允許組定義上的較大靈活性。甚至每一層內的組之數目亦可能不同。
10‧‧‧副載波0
11‧‧‧副載波1
12‧‧‧副載波2
20‧‧‧傳輸信號
27‧‧‧接收信號
28‧‧‧Rx OFDM符號1
29‧‧‧Rx OFDM符號2
100‧‧‧發射器鏈
101‧‧‧調變器
112‧‧‧串行至並行轉換器
114‧‧‧快速傅立葉逆變換(IFFT)單元
116‧‧‧並行至串行轉換器
118‧‧‧CP插入級
120‧‧‧發射器前端處理單元
122‧‧‧多路徑衰退頻道
124‧‧‧接收器前端處理單元
126‧‧‧循環前置項(CP)移除級
128‧‧‧串行至並行轉換器
130‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)單元
132‧‧‧並行至串行轉換器
134‧‧‧解調變器
140‧‧‧接收器鏈
200‧‧‧發射器鏈
201‧‧‧調變器
211‧‧‧副載波映射級
212‧‧‧串行至並行轉換器
213‧‧‧離散傅立葉變換(DFT)單元
214‧‧‧IFFT單元
216‧‧‧並行至串行轉換器
220‧‧‧傳輸前端處理單元
222‧‧‧多路徑衰退頻道
224‧‧‧接收器前端處理單元
226‧‧‧CP移除器
228‧‧‧CP插入級/串行至並行轉換器
230‧‧‧FFT單元
231‧‧‧副載波解映射/均衡單元
232‧‧‧並行至串行轉換器
235‧‧‧IDFT單元
236‧‧‧解調變器
240‧‧‧接收器鏈
300‧‧‧收發器
311‧‧‧編碼器
312‧‧‧子封包產生器
313‧‧‧解碼器
314‧‧‧反饋確認頻道
401‧‧‧發射器
402‧‧‧接收器
411‧‧‧傳輸天線
421‧‧‧接收天線
508‧‧‧接收器MIMO處理級
509‧‧‧預編碼級
510‧‧‧處理級
511‧‧‧發射器
512‧‧‧接收器
610‧‧‧位元分離器
611‧‧‧循環冗餘檢查(CRC)級/第一速率匹配級
612‧‧‧位元拌碼級
613‧‧‧碼區塊分割級/虛擬IR緩衝器
614‧‧‧頻道編碼級
615‧‧‧實體層混合ARQ功能性級/第二速率匹配級
616‧‧‧實體頻道分割級
617‧‧‧HS-DSCH交錯級/位元收集級
618‧‧‧集群重新排列級
619‧‧‧實體頻道映射級
690‧‧‧接收器前端與一些基頻處理級
692‧‧‧解調變器
694‧‧‧去交錯器
696‧‧‧解碼器
698‧‧‧編碼器
699‧‧‧交錯器
911‧‧‧步驟
912‧‧‧步驟
913‧‧‧級
915‧‧‧級/步驟
916‧‧‧步驟
917‧‧‧步驟
951‧‧‧步驟
952‧‧‧步驟
953‧‧‧步驟
956‧‧‧步驟
957‧‧‧步驟
958‧‧‧步驟
A‧‧‧資源要素
A-A'‧‧‧直徑
aim1 、aim2 、aim3 ……aimA ‧‧‧資料位元
B‧‧‧資源要素
B-B'‧‧‧直徑
bim1 、bim2 、bim3 ……bimB ‧‧‧資料位元
C‧‧‧來源
C‧‧‧資源要素
C-C'‧‧‧直徑
cir1 、cir2 、cir3 ……cirE ‧‧‧經編碼的碼區塊
D‧‧‧資源要素
dim1 、dim2 、dim3 ……dimB ‧‧‧資料位元
H‧‧‧頻道矩陣
Ndata ‧‧‧資料位元流
Np1 ‧‧‧輸出
NP2 ‧‧‧輸出
Nsys ‧‧‧輸出
NTTI ‧‧‧資料位元流
oir1 、oir2 、oir3 ……oirK ‧‧‧碼區塊
RM_P1_1‧‧‧速率匹配器
RM_P1_2‧‧‧速率匹配器
RM_P2_1‧‧‧速率匹配器
RM_P2_2‧‧‧速率匹配器
RM_S‧‧‧速率匹配器
rP,1 、rP,2 、rP,3 ……rP,U ‧‧‧位元
S‧‧‧資源要素
uP,1 、uP,2 、uP,3 ……uP,U ‧‧‧資料位元
vP,1 、vP,2 、vP,3 ……vP,U ‧‧‧資料位元
W‧‧‧終端機
w1 、w2 、w3 ……wR ‧‧‧位元
圖1為對具有發射器鏈以及接收器鏈之正交分頻多工(OFDM)收發器鏈的說明。
圖2為對正交分頻多工(OFDM)理論之正交性的兩座標說明。
圖3A為對發射器處的時域中之正交分頻多工(OFDM)符號之說明。
圖3B為對接收器處的時域中之正交分頻多工(OFDM)符號之說明。
圖4展示用於單載波分頻多重存取(SC-FDMA)之收發器鏈之實例。
圖5為對混合自動重複請求(HARQ)操作之說明。
圖6展示四頻道同步混合自動重複請求(HARQ)之實例。
圖7為對多輸入多輸出(MIMO)系統之說明。
圖8為對用於封閉迴路MIMO系統中之多輸入多輸出(MIMO)預編碼過程的說明。
圖9為在高速下行鏈路封包存取(HSDPA)中用於高速資料共用頻道(HS-DSCH)之編碼鏈的流程圖。
圖10為對在高速下行鏈路封包存取(HSDPA)中的HS-DSCH HARQ之功能性的說明。
圖11展示二維座標，其展示對16-QAM集群圖之一說明。
圖12展示二維座標，其展示對64-QAM集群圖之一說明。
圖13展示適於實踐本發明之一實施例之原理的碼區塊CRC之附著之實例。
圖14說明用於適於實踐本發明之另一實施例之原理的正交分頻多工(OFDM)系統之頻道交錯器。
圖15說明適於實踐本發明之另一實施例之原理的用於資料傳輸之資源要素映射。
圖16展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的在速率匹配之後按碼區塊來對經編碼的位元進行之重新排 列。
圖17A展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的以一維表示之資源要素。
圖17B展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的用於容納資料的經編碼的位元之時間索引(OFDM符號索引)-頻率索引(副載波索引)空間。
圖18展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的在碼區塊基礎上進行之速率匹配以及位元收集之實施。
圖19展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的在時域、頻域以及空間域上展開碼區塊之經編碼的位元的實例。
圖20展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的將經編碼的位元寫入具有不同層以及不同調變階數之資源的實例。
圖21說明適於實踐本發明之另一實施例之原理的對資源具有不同調變階數之頻道交錯器。
圖22展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的具有不同空間維度之資源上之經展開的編碼位元的實例。
圖23展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的獲得64-QAM之較佳排列圖案之一般方法。
圖24說明適於實踐本發明之另一實施例之原理的用於解碼在相同調變符號內經多工之多個碼區塊的重複式接收器。
圖25展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的改 善傳輸之偵測效能之已縮減的集群的實例。
圖26說明適於實踐本發明之另一實施例之原理的用於解碼在相同調變符號中經多工之多個碼區塊的替代性重複式接收器。
圖27展示第三代合作夥伴計劃(3GPP)長期演進(LTE)系統中之下行鏈路子訊框結構。
圖28A展示適於實踐本發明之一實施例之原理的對子訊框中之多個OFDM符號進行分組之組態的另一實例。
圖28B為說明適於實踐本發明之一實施例之原理的藉由分離具有經編碼的位元之資源要素而傳輸資料信號之方法的流程圖。
圖28C為說明於接收器處接收並解碼具有經編碼的位元之經分組的資源要素的方法之流程圖。
圖29展示適於實踐本發明之一實施例之原理的對子訊框中之多個OFDM符號進行分組之組態之另一實例。
圖30展示適於實踐本發明之一實施例之原理的對子訊框中之多個OFDM符號進行分組之組態之另一實例。
圖31展示適於實踐本發明之原理的在存在或不存在分組循環延遲分集(CRC)之情況下進行的用於連續之干擾消除之並行處理之實例。
圖32展示適於實踐本發明之另一實施例之原理的對碼區塊進行分組之組態之實例。
100‧‧‧發射器鏈
101‧‧‧調變器
112‧‧‧串行至並行轉換器
114‧‧‧快速傅立葉逆變換(IFFT)單元
116‧‧‧並行至串行轉換器
118‧‧‧CP插入級
120‧‧‧發射器前端處理單元
122‧‧‧多路徑衰退頻道
124‧‧‧接收器前端處理單元
126‧‧‧循環前置項(CP)移除級
128‧‧‧串行至並行轉換器
130‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)單元
132‧‧‧並行至串行轉換器
134‧‧‧解調變器
140‧‧‧接收器鏈

Claims (83)

  1. 一種發射器，其包含：第一分離器，其將資料之多個輸送區塊中之每一者分割為多個碼區塊；編碼器，其對所述多個碼區塊之資料位元進行編碼；調變器，其將所述經編碼的資料位元調變為多個調變符號；識別器，其將多個正交分頻多工(OFDM)符號之多個資源要素識別為多個組，所述多個組中之每一者包含載運來自所述多個碼區塊中之至少一者的所述調變符號之多個資源要素；時間-頻率變換器，其藉由快速傅立葉逆變換(IFFT)方法將資源要素之所述多個組變換為時域信號；以及RF放大器，其致能所述時域信號之傳輸。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之發射器，其中所述多個組中之至少一者的所述資源要素位於鄰接的正交分頻多工(OFDM)符號中。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之發射器，其中所述多個組中之兩個組之間的邊界中之至少一者位於載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號處或者恰在載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號之前或恰在其之後的所述正交分頻多工(OFDM)符號處。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之發射器，更包含頻道交錯器，其確保所述多個組中之每一者內的每一調變符號 都包含來自多個碼區塊之經編碼的位元且在所述多個組中之每一者內操作各頻道交錯操作，所述頻道交錯器是選自以下各項中之一者：將所述多個組中之每一者內的每一碼區塊之所述經編碼的位元展開至所述多個組中之每一者內的預定的最大數目之資源要素，以及將所述多個組中之每一者內的每一碼區塊之所述經編碼的位元展開至所述多個組中之每一者內的調變符號之不同調變位置。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之發射器，其中所述第一分離器將所述多個輸送區塊中之每一者分割為所述多個碼區塊，且所述識別器將所述多個資源要素識別為多輸入多輸出(MIMO)傳輸系統之多個多輸入多輸出(MIMO)碼字組之多個組，且其中每一多輸入多輸出(MIMO)碼字組經分配以用於至少一多輸入多輸出(MIMO)層。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之發射器，其中不同的多輸入多輸出(MIMO)層經界定以用於所述多個組中之至少兩者，且不同的多輸入多輸出(MIMO)碼字組經配置以用於所述不同層中的所述多個組中之至少兩者。
  7. 如申請專利範圍第5項所述之發射器，其中每一多輸入多輸出(MIMO)碼字組載運多個碼區塊，且向多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之每一者應用一循環冗餘檢查(CRC)。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之發射器，更包含： 多輸入多輸出(MIMO)處理器，其在所述時間-頻率變換器藉由快速傅立葉逆變換(IFFT)方法將資源要素之所述多個組變換為時域信號之前致能所述多個組經由多個傳輸天線的傳輸。
  9. 一種發射器，其包含：第一循環冗餘檢查(CRC)計算器，其產生輸送區塊的第一循環冗餘檢查(CRC)；分離器，其將所述輸送區塊分割為多個碼區塊；第二循環冗餘檢查(CRC)計算器，其產生所述多個碼區塊中之至少一者的第二循環冗餘檢查(CRC)，且將所述第二循環冗餘檢查(CRC)附著至所述多個碼區塊中之至少一者；以及編碼器，其對所述多個碼區塊中之至少一者之資料位元進行編碼。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之發射器，其中所述第二循環冗餘檢查(CRC)計算器在碼區塊之數目大於一時對於所述多個碼區塊中之至少一者產生所述第二循環冗餘檢查(CRC)，且在碼區塊之所述數目為一時不產生所述第二循環冗餘檢查(CRC)。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之發射器，其中所述編碼器將所述多個碼區塊中之至少一者之資料位元，與所述第二循環冗餘檢查(CRC)進行編碼。
  12. 一種發射器，其包含：第一循環冗餘檢查(CRC)計算器，其產生輸送區 塊的第一循環冗餘檢查(CRC)；分離器，其將資料之多個輸送區塊中之每一者分割為多個碼區塊；分組器，其將所述多個碼區塊分組為多個組，其中所述多個組中之每一者包含所述多個碼區塊中之至少一者的經編碼的位元；第二CRC計算器，其對於所述多個組中之至少一者產生第二循環冗餘檢查(CRC)，且將所述第二循環冗餘檢查(CRC)附著至所述多個組中之所述至少一者的至少一碼區塊；編碼器，其對多個碼區塊之資料位元進行編碼；以及調變級，其致能所述多個組之傳輸。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之發射器，其中所述分離器將資料之多個輸送區塊中之每一者分割為多個碼區塊，所述多個輸送區塊中之每一者經由多輸入多輸出(MIMO)碼字組而在MIMO系統中傳輸。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之發射器，其中每一多輸入多輸出(MIMO)碼字組經分配以用於至少一MIMO層。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之發射器，其中所述多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之至少一者載運多個碼區塊。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之發射器，其中不同 的多輸入多輸出(MIMO)層經界定以用於所述多個組中之至少兩者，且不同的碼區塊經配置以用於所述多個組中之至少兩者。
  17. 一種接收器，其包含：多個級，其經調諧以接收包含經編碼的位元的資源要素之多個組；解碼器，其產生經解碼的資料位元，在接收到資源要素之所述多個組中之每一者之後即對被分割至包含多個資源要素的所述多個組中之每一者中之多個正交分頻多工(OFDM)符號之所述資源要素進行解碼，所述多個資源要素併入有來自至少一碼區塊之所述經編碼的資料位元；以及收集器，其收集所述多個組之所述經解碼的資料位元以形成經解碼的資料位元之輸送區塊。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之接收器，其中所述多個組中之至少一者的所述資源要素位於鄰接的正交分頻多工(OFDM)符號中。
  19. 如申請專利範圍第18項所述之接收器，其中所述多個組中之兩者之間的邊界中之至少一者位於載運各參考信號之正交分頻多工(OFDM)符號處或者恰在載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號之前或恰在其之後的正交分頻多工(OFDM)符號處。
  20. 如申請專利範圍第17項所述之接收器，更包含：離散傅立葉變換單元，其在所述解碼器產生經解碼 的資料位元之前將所述接收之時域信號變換為資源要素上之調變符號；以及解調變器，其將資源要素上的所述經變換的調變符號解調變為待由所述解碼器解碼的軟性編碼位元。
  21. 如申請專利範圍第18項所述之接收器，其中多個正交分頻多工(OFDM)符號之所述資源要素被分割為多個組，以用於多個多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之至少一者。
  22. 一種接收器，其包含：解碼器，其對來自輸送區塊之多個碼區塊中之至少一者的資料位元進行解碼；第一循環冗餘檢查(CRC)計算器，其計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之第一循環冗餘檢查(CRC)；以及第二循環冗餘檢查(CRC)計算器，在所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之所述第一循環冗餘檢查(CRC)之後，所述第二循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至包含所述多個碼區塊之所有所述資料位元的所述輸送區塊之第二循環冗餘檢查(CRC)。
  23. 如申請專利範圍第22項所述之接收器，其中所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器在碼區塊之數目大於一時計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之第一循環冗餘檢查(CRC)，且在碼區塊之所述數目為 一時不計算第一循環冗餘檢查(CRC)。
  24. 一種接收器，其包含：多輸入多輸出(MIMO)處理器，其對於多輸入多輸出(MIMO)碼字組之多個碼區塊中之至少一者產生軟位元；解碼器，其對來自所述MIMO碼字組之所述多個碼區塊中之至少一者的資料位元進行解碼；第一循環冗餘檢查(CRC)計算器，其計算附著至所述MIMO碼字組之所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之第一循環冗餘檢查(CRC)；以及第二循環冗餘檢查(CRC)計算器，其在所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至來自所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之所述第一循環冗餘檢查(CRC)之後計算所述MIMO碼字組之所述多個碼區塊之所有所述資料位元的第二循環冗餘檢查(CRC)。
  25. 一種接收器，其包含：多個級，經調諧以接收包含經編碼的位元的碼區塊之多個組；解碼器，其產生經解碼的資料位元，在接收到碼區塊之所述多個組中之每一者的所述軟性編碼位元之後即對所述多個組中之至少一者中的併入至少一碼區塊之所述軟性編碼位元進行解碼；第一循環冗餘檢查(CRC)計算器，其計算附著至 所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之第一循環冗餘檢查(CRC)；以及第二循環冗餘檢查(CRC)計算器，其在所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之所述第一循環冗餘檢查(CRC)之後，計算所述多個碼區塊之所有所述資料位元的第二循環冗餘檢查(CRC)。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之接收器，更包含：離散傅立葉變換單元，其在所述解碼器產生經解碼的資料位元之前將接收之時域信號變換為資源要素上之調變符號；以及解調變器，其將資源要素上的經變換的調變符號解調變為待由所述解碼器解碼的軟性編碼位元。
  27. 如申請專利範圍第25項所述之接收器，其中多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之每一者載運多個碼區塊，且向MIMO碼字組中之每一者應用一循環冗餘檢查(CRC)。
  28. 如申請專利範圍第27項所述之接收器，更包含第二循環冗餘檢查(CRC)計算器，其在所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之所述第一循環冗餘檢查(CRC)之後計算所述MIMO碼字組之所述多個碼區塊之所有所述資料位元的第二循環冗餘檢查(CRC)。
  29. 一種用於傳輸資料位元之方法，其包含以下步驟： 將資料之輸送區塊分割為多個碼區塊；對輸送區塊之所述多個碼區塊之資料位元進行編碼；將多個正交分頻多工(OFDM)符號之多個資源要素識別為多個組，所述多個組中之每一者包含併入來自至少一碼區塊的所述經編碼的資料位元之多個資源要素；以及傳輸包含所述經編碼的資料位元之資源要素的所述多個組。
  30. 如申請專利範圍第29項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中所述多個組中之至少一者的所述資源要素位於鄰接的正交分頻多工(OFDM)符號中。
  31. 如申請專利範圍第30項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中所述多個組中之兩者之間的邊界中之至少一者位於載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號處或者恰在載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號之前或恰在其之後的正交分頻多工(OFDM)符號處。
  32. 如申請專利範圍第29項所述之用於傳輸資料位元之方法，更包含界定一頻道交錯器的步驟，所述頻道交錯器確保所述多個組中之每一者內的每一調變符號包含來自多個碼區塊之經編碼的位元，所述頻道交錯器是選自以下各項中之一者：將所述多個組中之每一者內的每一碼區塊之所述經 編碼的位元展開至所述多個組中之每一者內的預定的最大數目之資源要素，以及將所述多個組中之每一者內的所述多個碼區塊中之每一者之所述經編碼的位元展開至不同調變位置。
  33. 如申請專利範圍第29項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中將多個輸送區塊分割為多個碼區塊，且將所述多個資源要素分割為多輸入多輸出(MIMO)系統之多個多輸入多輸出(MIMO)碼字組之多個組，其中每一多輸入多輸出(MIMO)碼字組經分配以用於至少一多輸入多輸出(MIMO)層。
  34. 如申請專利範圍第33項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中將不同多輸入多輸出(MIMO)層界定以用於所述多個組中之至少兩者，且將不同多輸入多輸出(MIMO)碼字組配置以用於所述多個組中之所述至少兩者。
  35. 如申請專利範圍第33項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中每一多輸入多輸出(MIMO)碼字組載運多個碼區塊，且向多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之每一者應用一循環冗餘檢查(CRC)。
  36. 一種用於傳輸資料位元之方法，其包含以下步驟：藉由第一循環冗餘檢查(CRC)計算器產生針對資料之所述輸送區塊的第一循環冗餘檢查(CRC)，且將所述第一循環冗餘檢查(CRC)附著至所述輸送區塊將包括所述第一循環冗餘檢查(CRC)的資料之輸 送區塊分割為多個碼區塊；藉由第二循環冗餘檢查(CRC)計算器產生用於所述多個碼區塊中之至少一者的第二循環冗餘檢查(CRC)，且將所述第二循環冗餘檢查(CRC)附著至所述多個碼區塊中之至少一者；以及對所述多個碼區塊之所述資料位元進行編碼。
  37. 如申請專利範圍第36項所述之用於傳輸資料位元之方法，其中在碼區塊之數目大於一時，藉由所述第二循環冗餘檢查(CRC)計算器針對所述多個碼區塊中之至少一者產生所述第二循環冗餘檢查(CRC)，且在碼區塊之所述數目為一時，不由所述第二循環冗餘檢查(CRC)計算器產生所述第二循環冗餘檢查(CRC)。
  38. 一種用於接收經編碼的資料位元之方法，其包含以下步驟：對於多個依順序出現之輸送區塊中之每一者，接收資源要素之多個組，其中每一組併入有來自至少一碼區塊之經編碼的資料位元；以及對於所述多個依順序出現之輸送區塊中之每一者，在接收到資源要素之所述多個組中的每一者之後即對被分離至在兩組之間具有邊界的所述多個組中之每一者中之多個正交分頻多工(OFDM)符號之所述資源要素進行解碼，所述兩組之間的所述邊界中之至少一者位於載運各參考信號之正交分頻多工(OFDM)符號處或者恰在載運各參考信號之所述正交分頻多工(OFDM)符號 之前或恰在其之後的正交分頻多工(OFDM)符號處，且所述多個組中之每一者包含多個併入載運來自至少一碼區塊的所述經編碼的資料位元之資源要素。
  39. 如申請專利範圍第38項所述之用於接收經編碼的資料位元之方法，其中將不同的多輸入多輸出(MIMO)層界定以用於所述多個組中之至少兩者，且將不同的MIMO碼字組配置以用於所述多個組中之所述至少兩者。
  40. 如申請專利範圍第38項所述之用於接收經編碼的資料位元之方法，其中多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之每一者載運多個碼區塊，且向多輸入多輸出(MIMO)碼字組中之每一者應用一循環冗餘檢查(CRC)。
  41. 如申請專利範圍第38項所述之用於接收經編碼的資料位元之方法，更包含：在接收到資源要素之所述多個組中之每一者之後即進行解碼之前，藉由離散傅立葉變換方法將所述接收之時域信號變換為資源要素上之調變符號；以及對由所述離散傅立葉變換方法產生之經變換的調變符號進行解調變。
  42. 一種接收資料位元之方法，其包含：接收包含經編碼的位元之碼區塊的多個組；在接收到多個依順序出現之輸送區塊中之每一者中的包含併入所述多個碼區塊之所述經編碼的位元之碼區塊的所述多個組中之每一者之後即對所述多個組中之每一者中的併入所述多個碼區塊之所述經編碼的位元進行 解碼；以及藉由第一循環冗餘檢查(CRC)計算器來計算附著至所述多個碼區塊中之至少一者之所述資料位元的第一循環冗餘檢查(CRC)。
  43. 如申請專利範圍第42項所述之接收資料位元之方法，其中將不同的多輸入多輸出(MIMO)層界定以用於所述多個組中之至少兩者，且將不同的MIMO碼字組配置以用於所述多個組中之所述至少兩者。
  44. 如申請專利範圍第43項所述之接收資料位元之方法，更包含：在所述第一循環冗餘檢查(CRC)計算器計算附著至來自所述多個碼區塊中之至少一者的所述資料位元之所述第一循環冗餘檢查(CRC)之後，藉由第二循環冗餘檢查(CRC)計算器來計算所述MIMO碼字組之所述多個碼區塊之所有所述資料位元的第二循環冗餘檢查(CRC)。
  45. 一種接收碼區塊之方法，其包含：在接收器處重建並消除來自所接收信號的經成功解碼之碼區塊之信號；以及在所述接收器處對尚未成功解碼之碼區塊進行重新解碼。
  46. 一種在資料通信系統中錯誤偵測之方法，其包含以下步驟：第一，在發射器處將一輸送區塊循環冗餘檢查 (CRC)附著至資料區塊；在所述發射器處將所述資料區塊分離為多個碼區塊；以及第二，在所述發射器處將碼區塊循環冗餘檢查(CRC)附著至所述多個碼區塊中之至少一者以改善碼區塊錯誤偵測。
  47. 如申請專利範圍第46項所述之在資料通信系統中錯誤偵測之方法，更包含：在所述發射器處將一碼區塊循環冗餘檢查(CRC)附著至多個碼區塊。
  48. 一種頻道交錯方法，其包含以下步驟中之至少一者：對於每一碼區塊，收集多個系統位元、來自渦輪碼編碼器之第一編碼器的多個同位位元以及來自所述渦輪碼編碼器之第二編碼器的同位位元，在速率匹配級之後重新排列所述位元，以及以所述經重新排列的位元來填充時間頻率資源以及調變符號中之調變位置；將所述位元寫入具有頻率(亦即，副載波)索引之第一維度、時間(亦即，正交分頻多工(OFDM)符號)索引之第二維度以及調變位置索引之第三維度的三維空間中；對於每一調變位置索引以及每一正交分頻多工(OFDM)符號，沿所述頻率維度來交錯所述位元，對於每一調變位置索引以及每一副載波，沿所述時 間維度來交錯所述位元；以及對於每一副載波以及每一正交分頻多工(OFDM)符號，沿調變位置索引之所述維度來交錯所述位元。
  49. 如申請專利範圍第48項所述之頻道交錯方法，更包含：藉由對資源要素進行分組而形成資源要素映射，所述資源要素映射展示了可用於資料傳輸之資源要素以及由參考信號、下行鏈路控制頻道佔據之資源要素以及其他相關的資源要素。
  50. 如申請專利範圍第48項所述之頻道交錯方法，更包含：沿頻率(亦即，副載波)索引之所述第一維度增大了所述頻率(亦即，副載波)索引，以及在沿頻率(副載波)索引之所述第一維度增大了所述頻率副載波索引之後，沿時間(亦即，正交分頻多工(OFDM)符號)索引之所述第二維度增大了所述正交分頻多工(OFDM)符號索引。
  51. 如申請專利範圍第48項所述之頻道交錯方法，更包含：形成具有等於資源區塊之數目的數目之列以及等於可用於每一資源區塊中的資料之資源要素之數目的數目之行之二維矩陣。
  52. 如申請專利範圍第51項所述之頻道交錯方法，更包含： 第一，沿所述資源區塊索引之第一維度增大了資源區塊索引，第二，沿所述資源要素索引之第二維度增大了資源要素索引，以及最後，沿調變位置索引之所述第三維度增大了所述調變位置索引。
  53. 如申請專利範圍第52項所述之頻道交錯方法，更包含：沿所述資源區塊索引之所述維度來交錯所述位元以將所述位元之位置隨機化至彼此遠離的資源區塊中。
  54. 如申請專利範圍第52項所述之頻道交錯方法，更包含：沿所述資源要素索引之所述維度來交錯所述位元以在一資源區塊內隨機化所述位元之位置。
  55. 如申請專利範圍第48項所述之頻道交錯方法，更包含選自以下各步驟中之一者來用盡所述資源要素：藉由首先增大所述副載波索引且然後增大所述正交分頻多工(OFDM)符號索引而用盡所述資源要素，以及藉由首先增大所述正交分頻多工(OFDM)符號索引且然後增大所述副載波索引而用盡所述資源要素。
  56. 如申請專利範圍第55項所述之頻道交錯方法，更包含：在一維度上表示時間頻率資源要素，且在所述調變位置索引之所述第三維度上擴展時間頻率資源要素之所述一維，以形成所述二維矩陣。
  57. 如申請專利範圍第48項所述之頻道交錯方法，更包含：在頻道交錯之所述步驟之前執行對於每一碼區塊之單獨的速率匹配過程。
  58. 如申請專利範圍第57項所述之頻道交錯方法，其中在對於每一碼區塊之所述單獨的速率匹配過程中對於每一碼區塊單獨地選擇經編碼的位元。
  59. 如申請專利範圍第58項所述之頻道交錯方法，其中將經選擇以用於至少一碼區塊之所述經編碼的位元分組至一起。
  60. 如申請專利範圍第59項所述之頻道交錯方法，其中對每一碼區塊之所述單獨的速率匹配過程之參數以及組態進行協調。
  61. 一種用於長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，其包含：將經編碼的位元寫入至具有資源要素索引之第一維度、空間索引之第二維度以及調變位置索引之第三維度的三維空間；沿所述空間維度來分配每一碼區塊之所述經編碼的位元；以及沿所述第一維度來分配每一碼區塊之所述經編碼的位元。
  62. 如申請專利範圍第61項所述之用於長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，其中所述資源要素索引之所 述第一維度為表示時間索引以及頻率索引的簡化之時間頻率維度。
  63. 如申請專利範圍第61項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含向不同資源要素應用不同空間維度之步驟。
  64. 如申請專利範圍第61項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含向不同資源要素應用不同調變階數之步驟。
  65. 如申請專利範圍第61項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含列-行交錯以及交錯調變位址以進一步隨機化所述經編碼的位元之位置的步驟。
  66. 如申請專利範圍第61項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含在將所述經編碼的位元以及由所述經編碼的位元形成之調變符號映射至資源要素以及空間維度中時設定多個系統位元之優先權的步驟，所述系統位元以及多個同位位元形成每一碼區塊。
  67. 如申請專利範圍第66項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含藉由沿調變索引之所述第三維度來界定多個區域而設定所述系統位元之所述優先權的步驟。
  68. 如申請專利範圍第67項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含在所述經界定的個別區域中分別地進行交錯之步驟。
  69. 如申請專利範圍第67項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含藉由在具有所述第一維度、所述第二維度以及所述第三維度之所述三維空間中對於所述系統位元以及同位位元設定不同起點以及不同移動方向而分別地界定所述系統位元以及同位位元之步驟。
  70. 如申請專利範圍第69項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含在具有最強保護之調變位置處開始所述系統位元且朝向具有較弱保護之調變位置移動，而所述同位位元於具有最弱保護之調變位置處開始且朝向具有較強保護之調變位置移動的步驟。
  71. 如申請專利範圍第61項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含將每一碼區塊之所述經編碼的位元均勻地分配於所述第三維上之所述不同調變位置處的步驟。
  72. 如申請專利範圍第71項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含列舉所述調變位置之排列圖案以近似均勻地沿所述第三維來分佈每一碼區塊之所述經編碼的位元的步驟。
  73. 如申請專利範圍第72項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含選擇所述排列圖案之種子排列的步驟。
  74. 如申請專利範圍第72項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含藉由使所述排列圖案之種子圖案循環移位而產生所述排列圖案之子集的步驟。
  75. 如申請專利範圍第72項所述之用於所述長期演進(LTE)系統之頻道交錯方法，更包含獲得所述較佳排列圖案之方法，獲得所述較佳排列圖案之所述方法包含：將具有相同保護水準之所述調變位置置放於圓之直徑的兩端，將具有不同保護水準之所述調變位置沿所述圓之周界以不同角而置放，以及自任何位置開始以選自順時針方向以及逆時針方向中之一者的方向沿所述圓之所述周界讀取多個位置以達成具有相同保護水準之所述調變位置的最大分離。
  76. 一種用於接收器之重複操作方法，其包含以下步驟：藉由所述接收器而接收在一調變符號中多工之多個碼區塊；解調變所述一調變符號；對在一調變符號中多工的碼區塊之經解調變之經編碼位元進行去交錯；對選自所述碼區塊中之一者、多者以及全部之所述碼區塊進行解碼；以及反饋在所述調變符號中多工的所述成功解碼之碼區塊以幫助偵測在所述調變符號中多工的未成功解碼之碼區塊。
  77. 如申請專利範圍第76項所述之用於接收器之重複操作方法，更包含並行處理之步驟。
  78. 如申請專利範圍第76項所述之用於接收器之重複操作方法，更包含減小所述調變符號之集群以改善所述偵測效能的步驟。
  79. 如申請專利範圍第76項所述之用於接收器之重複操作方法，更包含在所述接收器之解調變器與所述接收器之解碼器之間傳遞經編碼的位元的可靠性之資訊之步驟，且經編碼的位元之可靠性的所述資訊為先前資訊以改善每一經編碼的位元之似然性且產生新一輪的經編碼的位元之可靠性之資訊。
  80. 一種接收器，其包含：多個接收天線，其接收在一調變符號中多工的多個碼區塊之經編碼的位元；解調變器，其對在所述調變符號中多工的所述碼區塊之經編碼的位元進行解調變；去交錯器，其對在所述調變符號中多工的碼區塊之所述經解調變之經編碼的位元進行去交錯；解碼器，其對選自所述調變符號中多工的所述碼區塊中之一者、多者以及全部之所述碼區塊進行解碼編碼器，其對藉由所述解碼器成功解碼的在所述調變符號中多工之碼區塊進行編碼且向交錯器反饋在所述調變符號中多工的所述成功解碼之碼區塊；以及所述交錯器對在所述調變符號中多工的所述經編碼之經成功解碼之碼區塊進行交錯且向所述解調變器反饋在所述調變符號中多工的所述經交錯經編碼之經成功解 碼之碼區塊以幫助偵測在所述調變符號中多工的未成功解碼之經編碼的區塊。
  81. 如申請專利範圍第80項所述之接收器，更包含並行處理器。
  82. 如申請專利範圍第80項所述之接收器，更包含減小所述調變符號之集群的集群減小器。
  83. 如申請專利範圍第80項所述之接收器，其具有在所述解調變器與所述解碼器之間傳輸的經編碼的位元之可靠性之資訊，且經編碼的位元之可靠性的所述資訊為先前資訊以改善每一經編碼的位元之似然性且產生新一輪的經編碼的位元之可靠性之資訊。
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