JP5389932B2 - 多重アンテナシステムにおける複数のリソースを用いたデータ送信方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に関し、より詳しくは、多重アンテナシステムにおける複数のリソースを用いたデータ送信方法及び装置に関する。

３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＴＳ（Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）リリース（Ｒｅｌｅａｓｅ）８に基づくＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は有力な次世代移動通信標準である。

３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．４．０（２００８−０９）“Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ（Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌｓ ａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（Ｒｅｌｅａｓｅ ８）”に開示したように、ＬＴＥにおける物理チャネルは、データチャネルであるＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）とＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）及び制御チャネルであるＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）とＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）に分けられる。

ダウンリンク制御チャネルであるＰＤＣＣＨは、端末のＰＤＳＣＨ受信のためのダウンリンクグラント（ｇｒａｎｔ）と端末のＰＵＳＣＨ送信のためのアップリンクグラントを運ぶ。アップリンク制御チャネルであるＰＵＣＣＨは、アップリンク制御信号、例えば、ＨＡＲＱ（ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ）のためのＡＣＫ（ｐｏｓｉｔｉｖｅ−ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（ｎｅｇａｔｉｖｅ−ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号、ダウンリンクチャネル状態を示すＣＱＩ（ｃｈａｎｎｅｌ ｑｕａｌｉｔｙ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、アップリンク送信のための無線リソース割当を要請するＳＲ（ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｑｕｅｓｔ）などを運ぶ。

制御チャネルは、送信容量より送信信頼性が重要であるということができる。制御チャネルの送信にエラが発生すると、データチャネルの受信が不可能であり、或いはスケジューリングやＨＡＲＱ実行に深刻な影響を招くことができるためである。従って、一般的に制御チャネルのペイロード（ｐａｙｌｏａｄ）は数ビット〜数十ビット以内に限定的である。また、アップリンク制御チャネルは端末の電源管理のためにＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）／ＣＭ（ｃｕｂｉｃ ｍｅｔｒｉｃ）特性が重要である。長い待機時間と低いバッテリー消耗のために、アップリンク制御チャネルは低いＰＡＰＲ／ＣＭ特性を有することが必要である。このために、ＬＴＥはアップリンク制御チャネルに低いＰＡＰＲ／ＣＭ特性を有するシーケンス及び送信方式を使用している。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）技術は多重アンテナを用いて送信信頼性及び送受信効率を高める。現在、ＬＴＥ標準は、ダウンリンク送信で最大４個の送信アンテナを使用しているが、アップリンク送信で多重アンテナを導入していない。

多重アンテナシステムにおいてチャネルの送信容量を増加させたり、或いは送信信頼性を向上させることができる技法が必要である。

本発明が解決しようとする技術的課題は、多重アンテナシステムにおいて、複数のリソースを用いて送信信頼性を向上させることができるチャネルの構造を提供することである。

本発明が解決しようとする他の技術的課題は、多重アンテナシステムにおいて、複数のリソースを用いて送信容量を増加させることができるチャネルの構造を提供することである。

本発明が解決しようとする他の技術的課題は、多重アンテナシステムにおいて、ビットによって複数のリソースを選択的に送信することができる方法及び装置を提供することである。

一態様で、多重アンテナシステムにおける複数のリソースを用いたデータ送信方法が提供される。前記方法は、エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成し、前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナによる空間処理を実行して複数の送信シンボルを生成し、及び前記複数の送信シンボルの各々を対応する複数のアンテナの各々を介して送信することを含む。前記コンステレーション上で前記変調シンボルは、ｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて生成される。

前記複数のリソースは、複数の循環シフトインデックスである。

前記複数のリソースは、第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１及び第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２であり、ｍ＝４、ｎ＝１である。

前記コンステレーションは、次の表のような８−ＰＳＫコンステレーションである。

前記空間処理によって一つの変調シンボルから第１のアンテナに対応する第１の送信シンボルと第２のアンテナに対応する第２の送信シンボルが生成される。

前記第２の送信シンボルは、前記第１の送信シンボルと複素共役または負の複素共役の関係を有する。

前記第１の送信シンボルと前記第２の送信シンボルが使用するリソースは互いに異なる。

前記複数のリソースを基地局から割当を受ける。前記基地局は、前記複数のリソースのうち一つに関する情報を知らせ、残りのリソースは、知られた一つのリソースから得られる。

他の態様において、多重アンテナを有する送信機は、エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成するマッパ、前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナによる空間処理を実行して複数の送信シンボルを生成する空間処理部、及び前記複数の送信シンボルが送信される複数のアンテナを含み、前記マッパは、前記コンステレーション上で前記変調シンボルをｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫまたは２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭに基づいて生成する。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
多重アンテナシステムにおける複数のリソースを用いたデータ送信方法において、
エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成し、
前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナによる空間処理を実行して複数の送信シンボルを生成し、及び
前記複数の送信シンボルの各々を対応する複数のアンテナの各々を介して送信することを含み、
前記コンステレーション上で前記変調シンボルは、ｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２ ^{（ｍ−ｎ）} 次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２ ^{（ｍ−ｎ）} 次数のＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて生成される方法。
（項目２）
前記複数のリソースは、複数の循環シフトインデックスである項目１に記載の方法
（項目３）
前記複数のリソースは、第１の循環シフトインデックスＩ _ｃｓ１ 及び第２の循環シフトインデックスＩ _ｃｓ２ であり、ｍ＝４、ｎ＝１である項目２に記載の方法。
（項目４）
前記コンステレーションは、次の表のような８−ＰＳＫコンステレーションである項目３に記載の方法。

（項目５）
前記空間処理によって一つの変調シンボルから第１のアンテナに対応する第１の送信シンボルと第２のアンテナに対応する第２の送信シンボルが生成される項目１に記載の方法。
（項目６）
前記第２の送信シンボルは、前記第１の送信シンボルと複素共役または負の複素共役の関係を有する項目５に記載の方法。
（項目７）
前記第１の送信シンボルと前記第２の送信シンボルが使用するリソースは互いに異なる項目６に記載の方法。
（項目８）
前記複数のリソースを基地局から割当を受けることをさらに含む項目１に記載の方法。
（項目９）
前記基地局は、前記複数のリソースのうち一つに関する情報を知らせ、残りのリソースは、知られた一つのリソースから得られる項目８に記載の方法。
（項目１０）
多重アンテナを有する送信機において、
エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成するマッパ；
前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナによる空間処理を実行して複数の送信シンボルを生成する空間処理部；及び
前記複数の送信シンボルが送信される複数のアンテナ；を含み、
前記マッパは、前記コンステレーション上で前記変調シンボルをｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２ ^{（ｍ−ｎ）} 次数のＰＳＫまたは２ ^{（ｍ−ｎ）} 次数のＱＡＭに基づいて生成する送信機。
（項目１１）
前記空間処理部は、複数のリソースの各々が複数のアンテナの各々を介して送信されるように前記複数の送信シンボルを生成する項目１０に記載の送信機。
（項目１２）
前記空間処理部は、前記空間処理によって一つの変調シンボルから第１のアンテナに対応する第１の送信シンボルと第２のアンテナに対応する第２の送信シンボルを生成し、前記第２の送信シンボルは、前記第１の送信シンボルと複素共役または負の複素共役の関係を有する項目１０に記載の送信機。
（項目１３）
前記第１の送信シンボルと前記第２の送信シンボルが使用するリソースは互いに異なる項目１２に記載の送信機。

ＭＩＭＯ技法を導入してチャネルのＰＡＰＲ／ＣＭ特性を悪化させずに、チャネルのペイロードを増加させることができる。また、チャネルの送信信頼性を高めてシステム性能を向上させることができる。

無線通信システムを示すブロック図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおける無線フレームの構造を示す。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおける一つのアップリンクスロットに対するリソースグリッドを示す例示図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるアップリンクサブフレームの一例を示す。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるノーマルＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット１を示す。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおける拡張ＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット１を示す。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるノーマルＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット２を示す。 ３ＧＰＰ ＬＴＥにおける拡張ＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット２を示す。 ２個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。 ３個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。 ４個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。 空間直交リソース送信方式を具現する送信機のブロック図である。 ＳＣＢＣを具現する送信機のブロック図である。 前記第１の例題をＳＯＲへの適用を示す。 ＳＣＢＣの意味を記述するための例示図である。 ＳＣＢＣ行列の処理の一例を示す。 ＳＯＲへの適用を示す。 マッピングルールの適用を示すブロック図である。 表１２のマッピングによるコンステレーションを示す。 ＣＱＩ ＢＬＥＲ性能を示すグラフである。 表１５のマッピングによるコンステレーションを示す。 プリコーディングを用いたリソース選択を示すブロック図である。 一般的な８−ＰＳＫコンステレーションを示す。 本発明の実施例が具現される端末を示すブロック図である。 ＳＣ−ＦＤＭＡを実行する信号処理装置を示すブロック図である。 副搬送波マッピングの一例を示す。 副搬送波マッピングの他の例を示す。 クラスタされたＳＣ−ＦＤＭＡを実行する信号処理装置を示すブロック図である。 多重搬送波をサポートする信号処理装置の他の例を示すブロック図である。 多重搬送波をサポートする信号処理装置の他の例を示すブロック図である。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）などのような多様な多重接続方式（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ ｓｃｈｅｍｅ）に使われることができる。

図１は、無線通信システムを示すブロック図である。無線通信システム１０は、少なくとも一つの基地局（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ；ＢＳ）１１を含む。各基地局１１は、特定の地理的領域（一般的にセルという）１５ａ、１５ｂ、１５ｃに対して通信サービスを提供する。また、セルは複数の領域（セクターという）に分けられることができ、場合によってはセクター自体がセルを意味することもする。端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）１２は、固定されたり、或いは移動性を有することができ、ＭＳ（ｍｏｂｉｌｅ ｓｔａｔｉｏｎ）、ＵＴ（ｕｓｅｒ ｔｅｒｍｉｎａｌ）、ＳＳ（ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ ｓｔａｔｉｏｎ）、無線機器（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＤＡ（ｐｅｒｓｏｎａｌ ｄｉｇｉｔａｌ ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、無線モデム（ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｏｄｅｍ）、携帯機器（ｈａｎｄｈｅｌｄ ｄｅｖｉｃｅ）等、他の用語で呼ばれることができる。基地局１１は、一般的に端末１２と通信する固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）をいい、ｅＮＢ（ｅｖｏｌｖｅｄ−ＮｏｄｅＢ）、ＢＴＳ（Ｂａｓｅ Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ Ｓｙｓｔｅｍ）、アクセスポイント（Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）等、他の用語で呼ばれることができる。

無線通信システムは、アップリンク及び／またはダウンリンクＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）をサポートすることができる。また、ＡＭＣ（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）をサポートするために、ＣＱＩ（ｃｈａｎｎｅｌ ｑｕａｌｉｔｙ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を使用することができる。

ＣＱＩは、ダウンリンクチャネル状態を示すためのものであり、コーディング率と変調方式の組合せで構成される複数の個体を含むＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）テーブルの各個体を示すＣＱＩインデックス及び／またはコードブック上のプリコーディング行列のインデックスであるＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）を含むことができる。ＣＱＩは、全体帯域に対するチャネル状態及び／または全体帯域のうち一部帯域に対するチャネル状態を示すことができる。

図２は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）の構造を示す。無線フレームは、１０個のサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成され、一つのサブフレームは、２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成される。無線フレーム内のスロットは、＃０から＃１９までのスロット番号が付けられる。一つのサブフレームの送信にかかる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。ＴＴＩは、データ送信のためのスケジューリング単位を意味する。例えば、一つの無線フレームの長さは１０ｍｓであり、一つのサブフレームの長さは１ｍｓであり、一つのスロットの長さは０．５ｍｓである。

図３は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける一つのアップリンクスロットに対するリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を示す例示図である。アップリンクスロットは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で複数のＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルを含み、周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）で複数の副搬送波を含む。ＯＦＤＭシンボルは、時間領域で一つのシンボル区間（ｓｙｍｂｏｌｐ ｅｒｉｏｄ）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、多重接続方式によって、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル、ＯＦＤＭＡシンボルまたはシンボル区間で呼ばれることができる。

リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）は、一つのスロットで複数の副搬送波を含む。アップリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ^ＵＬは、セルで設定されるアップリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に従属する。

リソースグリッド上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ）という。リソースグリッド上のリソース要素は、スロット内のインデックス対（ｐａｉｒ）（ｋ，ｌ）により識別されることができる。ここで、ｋ（ｋ＝０，．．．，Ｎ^ＵＬ×１２−１）は周波数領域内の副搬送波インデックスであり、ｌ（ｌ＝０，．．．，６）は時間領域内のシンボルインデックスである。

ここで、一つのスロットは時間領域で７ＯＦＤＭシンボルを含み、リソースブロックは周波数領域で１２副搬送波を含み、一つのリソースブロックは７×１２リソース要素を含むことを例示的に記述するが、本発明の技術的思想がこれに制限されるものではない。３ＧＰＰ ＬＴＥｄでは、ノーマル（ｎｏｒｍａｌ）ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）で一つのスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、拡張（ｅｘｔｅｎｄｅｄ）ＣＰで一つのスロットは６個のＯＦＤＭシンボルを含む。

図４は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるアップリンクサブフレームの一例を示す。アップリンクサブフレームは、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられる制御領域とアップリンクデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）が割り当てられるデータ領域とに分けられる。一つの端末に対するＰＵＣＣＨはサブフレームでリソースブロック対（ｐａｉｒ）で割当される。リソースブロック対に属するリソースブロックは、第１のスロットと第２のスロットの各々で互いに異なる副搬送波を占める。ｍは、サブフレーム内でＰＵＣＣＨに割り当てられたリソースブロック対の論理的な周波数領域位置を示す位置インデックスである。同一のｍ値を有するリソースブロックが２個のスロットで互いに異なる副搬送波を占めていることを示す。

３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．５．０（２００８−１２）によると、ＰＵＣＣＨは多重フォーマットをサポートする。ＰＵＣＣＨフォーマットに従属された変調方式（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅ）によって、サブフレーム当たり互いに異なるビット数を有するＰＵＣＣＨを使用することができる。次の表は、ＰＵＣＣＨフォーマットによる変調方式及びサブフレーム当たりビット数の例を示す。

ＰＵＣＣＨフォーマット１はＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）の送信に使われ、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂはＨＡＲＱのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の送信に使われ、ＰＵＣＣＨフォーマット２はＣＱＩの送信に使われ、ＰＵＣＣＨフォーマット２ａ／２ｂはＣＱＩ及びＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の同時（ｓｉｍｕｌｔａｎｅｏｕｓ）送信に使われる。サブフレームで、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号のみを送信する時、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａ／１ｂが使われ、ＳＲが単独に送信される時、ＰＵＣＣＨフォーマット１が使われる。ＳＲとＡＣＫ／ＮＡＣＫを同時に送信する時にはＰＵＣＣＨフォーマット１が使われ、ＳＲに割り当てられたリソースにＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を変調して送信する。

全てのＰＵＣＣＨフォーマットは、各ＯＦＤＭシンボルでシーケンスの循環シフト（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ；ＣＳ）を使用する。循環シフトされたシーケンスは、基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を特定ＣＳ量（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ａｍｏｕｎｔ）ほど循環シフトさせて生成される。特定ＣＳ量は、循環シフトインデックス（ＣＳ ｉｎｄｅｘ）により指示される。多様な種類のシーケンスが基本シーケンスとして使われることができる。例えば、ＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）シーケンス、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）シーケンスのようなよく知られたシーケンスが使われることができる。ＺＣ（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）シーケンスはＣＡＺＡＣシーケンスの一種である。

基本シーケンスｒ_ｕ（ｎ）を定義した一例は、次の式のようである。

ここで、ｕはルートインデックス（ｒｏｏｔ ｉｎｄｅｘ）、ｎは要素インデックスであり、０≦ｎ≦Ｎ−１、Ｎは基本シーケンスの長さである。シーケンスの長さはシーケンスに含まれる要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）の個数と同一である。ｕは、セルＩＤ（ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ）、無線フレーム内のスロット番号などにより定められることができる。基本シーケンスが周波数領域で一つのリソースブロックにマッピングされるとする時、一つのリソースブロックが１２副搬送波を含むため、基本シーケンスの長さＮは１２になる。異なるルートインデックスによって異なる基本シーケンスが定義される。

３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．５．０（２００８−１２）で、Ｎ＝１２であり、ｕ∈｛０，．．．，２９｝の時、ｂ（ｎ）は、次の表のように定義されている。

基本シーケンスｒ（ｎ）を次の数式のように循環シフトさせ、循環シフトされたシーケンスｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）を生成することができる。

ここで、Ｉ_ｃｓはＣＳ量を示す循環シフトインデックスである（０≦Ｉ_ｃｓ≦Ｎ−１）。

以下、基本シーケンスの可用（ａｖａｉｌａｂｌｅ）循環シフトインデックスはＣＳ間隔（ＣＳ ｉｎｔｅｒｖａｌ）によって基本シーケンスから得る（ｄｅｒｉｖｅ）ことができる循環シフトインデックスを意味する。例えば、基本シーケンスの長さが１２であり、ＣＳ間隔が１の場合、基本シーケンスの可用循環シフトインデックスの総個数は１２になる。または、基本シーケンスの長さが１２であり、ＣＳ間隔が２の場合、基本シーケンスの可用循環シフトインデックスの総数は６になる。

まず、ＰＵＣＣＨフォーマット１におけるＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の送信に対して記述する。

図５は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるノーマルＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット１を示し、図６は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける拡張ＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット１を示す。ノーマルＣＰと拡張ＣＰは、スロット当たり含まれるＯＦＤＭシンボルの個数が異なるため、基準信号（ＲＳ）の位置と個数のみが異なり、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ送信の構造は同一である。

２ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、ＱＰＳＫ（Ｑｕｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調されて一つの変調シンボルｄ（０）が生成される。ノーマルＣＰまたは拡張ＣＰで一つのスロットにＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の送信のために５個のＯＦＤＭシンボルがあため、一つのサブフレームにはＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号の送信のために総１０個のＯＦＤＭシンボルがある。変調シンボルｄ（０）は循環シフトされたシーケンスｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）に拡散される。サブフレームで（ｉ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルに対応する一次元拡散されたシーケンスをｍ（ｉ）とする時、｛ｍ（０），ｍ（１），．．．，ｍ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ），ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ），．．．，ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）｝に示すことができる。

端末容量を増加させるために、一次元拡散されたシーケンスは直交シーケンスを用いて拡散されることができる。拡散係数（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）Ｋ＝４の直交シーケンスｗ_ｉ（ｋ）（ｉはシーケンスインデックス、０≦ｋ≦Ｋ−１）として次のようなシーケンスを使用する。

拡散係数Ｋ＝３の直交シーケンスｗ_ｉ（ｋ）（ｉはシーケンスインデックス、０≦ｋ≦Ｋ−１）として次のようなシーケンスを使用する。

スロット毎に異なる拡散係数を使用することができる。３ＧＰＰ ＬＴＥではＳＲＳ（ｓｏｕｎｄｉｎｇ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）の送信のためにサブフレーム内の最後のＯＦＤＭシンボルを使用する。この時、ＰＵＣＣＨでは、第１のスロットは拡散係数Ｋ＝４を使用し、第２のスロットは拡散係数Ｋ＝３を使用する。

従って、任意の直交シーケンスインデックスが与えられる時、２次元拡散されたシーケンスｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）は、次のように示すことができる。

｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｗ（０）ｍ（０），ｗ（１）ｍ（１），ｗ（２）ｍ（２），ｗ（３）ｍ（３），ｗ（４）ｍ（４），ｗ（０）ｍ（５），ｗ（１）ｍ（７），ｗ（２）ｍ（８），ｗ（３）ｍ（９）｝

循環シフトインデックスＩ_ｃｓは、無線フレーム内のスロット番号（ｎ_ｓ）及び／またはスロット内のシンボルインデックス（ｌ）によって変わることができる。最初の循環シフトインデックスを０に設定し、ＯＦＤＭシンボル毎に循環シフトインデックスの値が一つずつ増加するとする時、図５及び図６に示すように、｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｗ（０）ｄ（０）ｒ（ｎ，０），ｗ（１）ｄ（１）ｒ（ｎ，１），．．．，ｗ（３）ｄ（９）ｒ（ｎ，９）｝に示すことができる。

２次元拡散されたシーケンス｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝は、ＩＦＦＴが実行された後、対応するリソースブロックを介して送信される。これにより、ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号がＰＵＣＣＨ上に送信されることである。

以下、ＰＵＣＣＨフォーマット２におけるＣＱＩ送信に対して記述する。以下、ＣＱＩはＰＵＣＣＨフォーマット２を介して送信されるアップリンク制御信号の一例に過ぎず、全帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）ＣＱＩ、サブバンド（ｓｕｂｂａｎｄ）ＣＱＩ、プリコーディング行列のインデックスを指示するＰＭＩ（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）及び／またはランクを指示するＲＩ（ｒａｎｋ ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）を含むことができる。

図７は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおけるノーマルＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット２を示し、図８は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける拡張ＣＰでＰＵＣＣＨフォーマット２を示す。ノーマルＣＰと拡張ＣＰは、スロット当たり含まれるＯＦＤＭシンボルの個数が異なるため、基準信号（ＲＳ）の位置と個数のみが異なり、ＣＱＩの構造は同一である。

ＣＱＩ情報ビット｛ａ_０，ａ_１，．．．，ａ_Ａ−１｝にチャネルコーディングを実行してエンコーディングされたＣＱＩが生成する。３ＧＰＰ ＬＴＥではＣＱＩのチャネルコーディングとして次の表のような（２０，Ａ）ブロックコードが使われる。

ここで、Ｍ_ｉ，ｎは基本シーケンスであり（０≦ｎ≦１２、ｎは整数）、ＡはＣＱＩ情報ビットの大きさ（これはＰＵＣＣＨフォーマット２のペイロードになる）であり、最大１２である。これは３ＧＰＰ ＬＴＥではＰＵＣＣＨフォーマット２のペイロード（ｐａｙｌｏａｄ）は最大１３ビットであり、使われるペイロードの大きさに関係なしに常に２０ビットのエンコーディングされたＣＱＩが生成されることを意味する。

エンコーディングされたＣＱＩ｛ｂ_０，ｂ_１，．．．，ｂ_１９｝は、次の式のように示すことができる。

図７及び図８には示していないが、２０ビットのエンコーディングされたＣＱＩビットは端末特定スクランブリングシーケンス（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇｓｅｑｕｅｎｃｅ）またはセル特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）スクランブリングシーケンスによりスクランブルされることができる。

２０ビットのエンコーディングされたＣＱＩからＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調によって１０個の変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）が生成される。ノーマルＣＰまたは拡張ＣＰで、一つのスロットにＣＱＩ送信のために５個のＯＦＤＭシンボルがあるため、一つのサブフレームにはＣＱＩ送信のために総１０個のＯＦＤＭシンボルがある。従って、一つの変調シンボルが各々一つのＯＦＤＭシンボルに対応するように１０個の変調シンボルが生成される。

各ＯＦＤＭシンボルに対応する変調シンボルは循環シフトされたシーケンスｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）に拡散される。サブフレームで（ｉ＋１）番目のＯＦＤＭシンボルに対応する拡散されたシーケンスをｓ（ｉ）とする時、｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ），．．．，ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）｝に示すことができる。

循環シフトインデックスＩ_ｃｓは、無線フレーム内のスロット番号（ｎ_ｓ）及び／またはスロット内のシンボルインデックス（ｌ）によって変わることができる。最初の循環シフトインデックスを０に設定し、ＯＦＤＭシンボル毎に循環シフトインデックスの値が一つずつ増加するとする時、図７及び８に示すように、｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，０），ｄ（１）ｒ（ｎ，１），．．．，ｄ（９）ｒ（ｎ，９）｝に示すことができる。

拡散されたシーケンス｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝は、対応するリソースブロックを介してＩＦＦＴが実行された後、対応するリソースブロックを介して送信される。これにより、ＣＱＩがＰＵＣＣＨ上に送信される。

３ＧＰＰ ＬＴＥのＰＵＣＣＨでは同じ、或いは互いに異なるリソースブロックで互いに異なる循環シフト及び／または直交シーケンスを介して基地局が各端末から受信されるＰＵＣＣＨを区分する。例えば、第１の端末は第１の循環シフトされたシーケンスに基づいてＣＱＩを送信し、第２端末は第２の循環シフトされたシーケンスに基づいてＣＱＩを送信することによって、同一のリソースブロック内で複数の端末のＰＵＣＣＨが多重化される。可用循環シフトの個数が１２の場合、総１２個の端末が一つのリソースブロックに多重化されることができる。可用循環シフトの個数が１２であり、３個の直交シーケンスを使用すると、総３６個の端末が一つのリソースブロックに多重化されることができる。

端末がＰＵＣＣＨフォーマット１を構成するためには、直交シーケンスインデックス、循環シフトインデックスＩ_ｃｓ、及びリソースブロックインデックスｍを知らなければならない。また、端末がＰＵＣＣＨフォーマット２を構成するためには、循環シフトインデックスＩ_ｃｓとリソースブロックインデックスｍを知らなければならない。３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．４．０（２００８−０９）によると、一つのリソースインデックスｎ_{ＰＵＣＣＨ} ^（２）を基地局が端末に知らせ、リソースインデックスｎ_{ＰＵＣＣＨ} ^（２）に基づいて端末が循環シフトインデックスＩ_ｃｓとリソースブロックインデックスｍを獲得するようにする。

以下、リソース選択によって制御チャネルのペイロード（ｐａｙｌｏａｄ）を増加させる方法に対して記述する。

説明を明確にするために、最大ペイロードが１３ビットであるＰＵＣＣＨフォーマット２でペイロードを増加させる技法を例示的に記述するが、制御信号の種類やＰＵＣＣＨフォーマットの構造に本発明の技術的思想が制限されるものではない。

Ｋ個（Ｉ＞１）のリソースが割り当てられると、リソースの使用（または選択）可否によってビットを示すことができる。例えば、Ｋ個のリソースが割り当てられ、Ｋビット｛ｂ_０，ｂ_１，．．．，ｂ_Ｋ−１｝を示すために、ビットｂ_ｉの‘０’または‘１’をｉ番目のリソースの選択可否（これをＯＮ／ＯＦＦで表示）によって示すことができる。リソースの‘ＯＮ’は、該当するリソースを選択する（または、一定レベル以上に送信）ことを意味し、‘ＯＦＦ’は、該当するリソースを選択しない（または、一定レベル以下に送信）ことを意味する。

図９は、２個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。リソース＃０とリソース＃１が割り当てられた時、リソース＃０またはリソース＃１のＯＮ／ＯＦＦによって‘０’または‘１’の情報ビットを示すことができる。ここで、ビット‘０’は、リソース＃０のＯＮ、リソース＃１のＯＦＦで表し、ビット‘１’は、リソース＃０のＯＦＦ、リソース＃１のＯＮで表しているが、ビット値やリソースの順序は例示にすぎない。同様に、図１０は、３個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。図１１は、４個のリソースが割り当てられた場合、ビットの表現を示す。

リソースのＯＮ／ＯＦＦと情報ビットとの間の関係は、予め決定されたり、或いはシグナリングを介して基地局が端末に知らせることができる。基地局は、システム情報、ＰＤＣＣＨ及び／またはＲＲＣメッセージを介して関係を端末に知らせることができる。または、リソースインデックスを降順に整列し、リソースインデックスによって関係が定義されることができる。

基地局は、多様な方式に端末に複数のリソースを割り当てることができる。２個のリソースが使われると、端末は、第１のリソースを既存の割当方式により決定し、残りの第２のリソースをＲＲＣシグナリングまたは予め決定されたマッピングにより決定することができる。例えば、第２のリソースは、第１のリソースに基づいて予め指定された間隔ほど割り当てられる。ＲＲＣシグナリングは、セル−共用（ｃｅｌｌ−ｃｏｍｍｏｎ）、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）、及び端末−特定メッセージであり、ＲＲＣ階層だけでなく、物理階層メッセージ、ＭＡＣ階層メッセージを含むことができる。

以下、リソース選択を用いた技法を多重アンテナシステムにおけるＰＵＣＣＨフォーマット２に適用する例を具体的に開示する。

説明を明確にするために、リソースを循環シフトにし、リソースインデックスを循環シフトインデックスにする。しかし、当業者であれば、直交シーケンス、リソースブロック、周波数領域リソース、時間領域リソース、コード領域リソース、これらの組合せなど、制御チャネルを構成するために使われるどんなリソースにも本発明の技術的思想を適用することができる。

ＰＵＣＣＨフォーマット２を構成するためには、一つの循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１課リソースブロックインデックスｍが必要である。提案された実施例は、追加的な循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２を用いてＰＵＣＣＨフォーマット２のペイロードを増加させる。２個の循環シフトインデックスをビットによって選択的に使用することをリソース選択といい、２個の循環シフトインデックスは例示に過ぎず、複数の循環シフトインデックスが割り当てられることができる。

追加的な循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２は、基地局が端末に多様な方式に知らせることができる。基地局は、システム情報、ＰＤＣＣＨ及び／またはＲＲＣシグナリングを用いることができる。または、既存のリソースインデックスｎ_{ＰＵＣＣＨ} ^（２）に基づいて循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１、循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２、及びリソースブロックインデックスｍを端末が獲得可能にすることができる。または、追加的な循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２は、循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１から一定のオフセットを有するようにすることができる。オフセット値は、予め指定されたり、或いは基地局が端末に知らせることができる。

以下、第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１と第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２が同一のリソースブロックインデックスｍを使用することを考慮する。同一のリソースブロックインデックスを用いると、既存に定義されたリソースブロック対をそのまま適用することができる。しかし、複数の循環シフトインデックスは、互いに異なるリソースブロックインデックスを使用することもできる。

説明を明確にするために、以下、ただ２個のリソースと２個の送信アンテナを考慮するが、これは例示に過ぎず、当業者であれば複数のリソースと複数の送信アンテナにも本発明の技術的思想を適用することができる。

図１２は、空間直交リソース（ｓｐａｔｉａｌ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ；以下、ＳＯＲという）送信方式を具現する送信機のブロック図である。送信機４００は、エンコーダ（ｅｎｃｏｄｅｒ）４１０、マッパ（ｍａｐｐｅｒ）４２０、第１の拡散部（ｓｐｒｅａｄｉｇ ｕｎｉｔ）４４０、第２の拡散部４５０、及び２個の送信アンテナ４９２、４９４を含む。

エンコーダ５１０は、情報ビットの入力を受けてエンコーディングされたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔｓ）を生成する。マッパ５２０は、リソース選択を用いてエンコーディングされたビットをコンステレーション上にマッピングして変調シンボルを生成する。以下、変調シンボルは、対応するエンコーディングされたビットのコンステレーション上の位置を示す複素値（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ）シンボルにするが、具現方式によって変調シンボルは多様な形態に表現されることができる。マッパ５２０は、コンステレーション上で前記ｍ個のエンコーディングされたビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて前記変調シンボルを生成することができる。より詳細な例は後述する。

変調シンボルは、対応するリソースによって、各々、第１の拡散部４４０と第２の拡散部４５０に入力される。即ち、変調シンボルは、その自体が属する循環シフトインデックスによって、第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１に対応すると第１の拡散部４４０に入力され、第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２に対応すると第２の拡散部４５０に入力される。第１の拡散部４４０は、第１の循環シフトインデックスによる循環シフトされたシーケンスに拡散させ、第２の拡散部４５０は、第２の循環シフトインデックスによる循環シフトされたシーケンスに拡散させる。第１の拡散部４４０により生成される拡散されたシーケンスは第１の送信アンテナ４９２を介して送信され、第２の拡散部４５０により生成される拡散されたシーケンスは第２の送信アンテナ４９４を介して送信される。

変調シンボルは、その自体が属する直交リソース、ここでは循環シフトインデックスによって互いに異なるアンテナを介して送信される。従って、アンテナ毎に割り当てられた直交リソースを介してＰＵＣＣＨが送信されるため、ＳＯＲ方式という。

図１３は、ＳＣＢＣ（Ｓｐａｃｅ−Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）を具現する送信機のブロック図である。送信機５００は、エンコーダ５１０、マッパ５２０、空間処理部（Ｓｐａｔｉａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）５３０、第１の拡散部５４０、第２の拡散部５５０、及び２個の送信アンテナ５９２、５９４を含む。

エンコーダ５１０は、情報ビットの入力を受けてエンコーディングされたビット（ｅｎｃｏｄｅｄ ｂｉｔｓ）を生成する。マッパ５２０は、リソース選択を用いてエンコーディングされたビットをコンステレーション上にマッピングして変調シンボルを生成する。マッパ５２０は、コンステレーション上で前記ｍ個のエンコーディングされたビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭに基づいて前記変調シンボルを生成することができる。

空間処理部５３０は、変調シンボルにＳＣＢＣを処理して送信シンボルを生成し、これを第１の拡散部５４０と第２の拡散部５５０に送る。第１の拡散部５４０と第２の拡散部５５０は、送信シンボルに該当する循環シフトインデックスによる循環シフトされたインデックスにより送信シンボルを拡散させる。第１の拡散部５４０により生成される拡散されたシーケンスは第１の送信アンテナ５９２を介して送信され、第２の拡散部５５０により生成される拡散されたシーケンスは第２の送信アンテナ５９４を介して送信される。

ＳＣＢＣの構成及び動作は、以下の ＰＵＣＣＨフォーマット２の適用例により具体的に記述する。

＜第１の実施例＞

まず、既存ＬＴＥとの下位互換性（ｂａｃｋｗａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を考慮する。

表５に示すように、既存ＰＵＣＣＨフォーマット２でペイロードの最大大きさは１３ビットである。従って、ＣＱＩ情報ビットの大きさが１３ビット以下の場合、既存ＰＵＣＣＨフォーマット２をそのまま使用し、ＣＱＩ情報ビットの大きさが１３ビットより大きい場合、１３ビットより大きいビットに対してリソース選択技法を適用することができる。

以下、提案されたリソース選択技法及びＳＯＲ／ＳＣＢＣへの適用のより具体的な例を挙げて記述する。ペイロードの大きさ、割り当てられた循環シフトインデックスの数及びエンコーディングされたビット数は例示にすぎない。

送信されるＣＱＩ情報ビットの大きさを１８ビットにし、２個の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１、Ｉ_ｃｓ２が割り当てられていると仮定する。１３ビットはブロックコーディングを介してエンコーディングし、残りの５ビットはリソース選択を用いる。

具体的に次の１８ビットのＣＱＩ情報ビットを仮定する。

＜０，１，１，０，１，０，０，１，１，１，１，０，１，１，１，１，１，０＞

便宜上、順次に前方部の１３ビット＜０，１，１，０，１，０，０，１，１，１，１，０，１＞はブロックコーディング、残りの５ビット＜１，１，１，１，０＞はリソース選択を用いると仮定する。

表５のブロックコーディングを用いる時、エンコーディングされたビットは次のようである。

＜０，０，０，０，１，０，０，１，０，１，１，１，１，１，０，０，１，１，１，０＞

図９のリソース選択を用いる時、ビットが‘０’の場合、第１の循環シフトＩ_ｃｓ１がＯＮ、第２の循環シフトＩ_ｃｓ２はＯＦＦであり、ビットが‘１’の場合、第１の循環シフトＩ_ｃｓ１がＯＦＦ、第２の循環シフトＩ_ｃｓ２はＯＮである。残りの５ビット＜１，１，１，１，０＞のために選択されたリソースインデックスは次のようである。

＜Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１＞

前方部の１３ビットのエンコーディングされたビットのために次の表６のＱＰＳＫマッピングを使用すると仮定する。

前記エンコーディングされたビットにＱＰＳＫ変調を実行すると、マッピングされた変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）は次の表のようである。

５個の選択されたリソースインデックスを第１のスロットに含まれる５個のＯＦＤＭシンボルに各々対応させ、第２のスロットには第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１を割り当てると仮定すると、シングルアンテナ送信のための拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）は次のように示すことができる。

第１の例題：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

または、５個の選択されたリソースインデックスを第２のスロットに繰り返して適用することができる。これは次のように示すことができる。

第２の例題：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

また、他の例として、シンボルレベルでリソース選択を繰り返して適用することができる。この時、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）は次のように示すことができる。

第３の例題：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

即ち、＜Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１＞をシンボル単位に繰り返して＜Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ１＞を使用する。

前述した例は組合せて使われることができる。リソース選択が使われるビット数やチャネル状態によって、端末は予め指定された類型を使用することができる。または、基地局が類型を選択し、これをシグナリングを介して端末に知らせることができる。

チャネルの必要なペイロードの大きさによってリソース選択の適用可否を決定することができる。例えば、要求されるペイロードの大きさが１３ビット以下の場合、既存ＰＵＣＣＨフォーマット２をそのまま使用し、要求されるペイロードの大きさが１３ビットより大きい場合、提案されたリソース選択を用いたコンステレーションマッピングを適用することができる。

チャネルに割り当てられたリソースの数によってリソース選択の適用可否を決定することができる。割り当てられたリソースが一つの場合、既存ＰＵＣＣＨフォーマット２をそのまま使用し、割り当てられたリソースが２個以上の場合、提案されたリソース選択を用いたコンステレーションマッピングを適用することができる。第２のリソースが第１のリソースに基づいて決定されると仮定すると、第２のリソースが第１のリソースと同一の場合、既存ＰＵＣＣＨフォーマット２をそのまま使用する。第２のリソースが第１のリソースと同一でない場合、提案されたリソース選択を用いたコンステレーションマッピングを適用することができる。

基地局は、リソース選択技法の適用可否をＲＲＣシグナリングを介して端末に知らせることができる。

循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１、Ｉ_ｃｓ２は、シンボルレベルホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）及び／またはスロットレベルホッピングを使用することができる。これは割り当てられた循環シフトインデックスに基づいてシンボル単位及び／またはスロット単位に変わって循環シフトインデックスを使用することができるとのことである。例えば、前述した例で選択された＜Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１＞はシンボルレベルホッピングを実行して＜Ｉ_ｃｓ２（０），Ｉ_ｃｓ２（１），Ｉ_ｃｓ２（２），Ｉ_ｃｓ２（３），Ｉ_ｃｓ１（４）＞のように使用することができる。Ｉ_ｃｓ２（ｍ）は、Ｉ_ｃｓ２に基づいてｍ番目のＯＦＤＭシンボルに対して得られた循環シフトインデックスを意味する。これは以下の実施例にも適用されることができる。

以下、説明を明確にするために循環シフトインデックスのシンボル／スロットレベルホッピングは省略する。

図１４は、前記第１の例題をＳＯＲへの適用を示す。第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１を使用する拡散されたシーケンスｓ（４）、ｓ（５）、ｓ（６）、ｓ（７）、ｓ（８）、ｓ（９）は第１のアンテナを介して送信され、第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２を使用する拡散されたシーケンスｓ（０）、ｓ（１）、ｓ（２）、ｓ（３）は第２のアンテナを介して送信される。

以下、ＳＣＢＣへの適用に対して記述する。アラムーティ（Ａｌａｍｏｕｔｉ）行列に基づいて次の表のようなＳＣＢＣのうち少なくともいずれか一つを使用する。

図１５は、ＳＣＢＣの意味を記述するための例示図である。ＳＣＢＣ行列の各行（ｒｏｗ）はリソース（即ち、循環シフトインデックス）を示し、各列（ｃｏｌｕｍｎ）はアンテナを示す。

アンテナはアンテナポート（ａｎｔｅｎｎａ ｐｏｒｔ）とも呼び、物理的アンテナを意味することができるが、論理的アンテナまたは階層（ｌａｙｅｒ）を意味することもできる。階層は、情報の論理的経路（ｐａｔｈ）であり、階層の個数はランク（ｒａｎｋ）の値に対応する。

本例題で、一番目の列は第１のアンテナ、二番目の列は第２のアンテナを示す。一番目の列のｓ_１は第１のアンテナで第１の循環シフトインデックスに対応する送信シンボルを示し、一番目の列のｓ_２は第１のアンテナで第２の循環シフトインデックスに対応する送信シンボルを示す。二番目の列でｓ_１とｓ_２は順序が変わり、これは第１のアンテナでの循環シフトインデックスと第２のアンテナでの循環シフトインデックスが互いに変わることを意味する。（）^＊は複素共役（ｃｏｍｐｌｅｘ ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）を意味する。従って、第２のアンテナで第１の循環シフトインデックスに対応するシンボルはその複素共役に負の符号がつく。

ＳＣＢＣは、第１のアンテナの送信シンボルに対応するリソースと第２のアンテナの変調シンボルに対応するリソースが互いに変わり、また、第１のアンテナと第２のアンテナとの間で変調シンボルは、複素共役または負の複素共役の関係になるように処理して送信シンボルを生成する。

図１６は、ＳＣＢＣ行列の処理の一例を示す。前述した第１の例題で、第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２を使用するｄ（０）を例に挙げて記述する。

表８のＳＣＢＣ（６）によると、第１のアンテナを介してはｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）の拡散されたシーケンスが送信され、第２のアンテナを介しては−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）の拡散されたシーケンスが送信される。第１のアンテナで変調シンボルｄ（０）と送信シンボルｄ（０）は同じであるが、第２のアンテナで送信シンボルは−ｄ（０）^＊であり、第１のアンテナの送信シンボルと負の複素共役の関係を有する。

表８のＳＣＢＣ（１）によると、第１のアンテナを介しては複素共役に負の符号のついた−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）の拡散されたシーケンスが送信され、第２のアンテナを介しては第１の循環シフトインデックスを使用するｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）の拡散されたシーケンスが送信される。

表８のＳＣＢＣ（１）を適用する時、前記第１の例題の拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

前記のように構成すると、第２のスロットでは第１及び第２の循環シフトインデックスが互いに異なるアンテナに送信されるＳＯＲと同じ動作をするようになる。

表８のＳＣＢＣ（６）を適用する時、前記第１の例題の拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

次の表は、使用可能なＳＣＢＣの他の例を示す。これはＳＣＢＣ行列の一部要素を０に設定したものである。即ち、割り当てられた２個のリソースのうち該当するリソース別にＳＣＢＣを処理するものである。

ｓ_１は第１のリソースを使用するシンボルであり、ｓ_２は第１のリソースを使用するシンボルである。第１のリソースを使用することと選択されたシンボルｓ_１は前記ＳＣＢＣ行列（１）〜（６）のうちいずれか一つで処理され、第２のリソースを使用することと選択されたシンボルｓ_２は前記ＳＣＢＣ行列（７）〜（１２）のうちいずれか一つで処理される。

表９でＳＣＢＣ行列は対（ｐａｉｒ）で使われることができる。ＳＣＢＣ行列（１）は、ＳＣＢＣ行列（７）、（８）、（９）及び（１０）のうちいずれか一つと対で使われることができる。ＳＣＢＣ行列（２）は、ＳＣＢＣ行列（７）、（８）、（９）及び（１０）のうちいずれか一つと対で使われることができる。ＳＣＢＣ行列（１１）は、ＳＣＢＣ行列（３）、（４）、（５）及び（６）のうちいずれか一つと対で使われることができる。ＳＣＢＣ行列（１２）は、ＳＣＢＣ行列（３）、（４）、（５）及び（６）のうちいずれか一つと対で使われることができる。

一つのシンボルｓ_１が第１の循環シフトインデックスを使用すると、第１のアンテナを介して第１の循環シフトインデックスを用いて送り、第２のアンテナを介して第２の循環シフトインデックスを用いて送る。例えば、表９のＳＣＢＣ（１０）によると、ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）を第１のアンテナを介して送り、−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）を第２のアンテナを介して送る。

ＰＵＣＣＨフォーマット２では１０個のＯＦＤＭシンボルがＣＱＩ送信に使われる。従って、２個の循環シフトが割り当てられると、リソース選択によって１０ビットの追加的なペイロードの送信が可能である。従って、提案された構造によるＰＵＣＣＨフォーマット２は、最大２３ビット（既存１３ビット＋追加的な１０ビット）のペイロードの送信が可能である。また、複数の循環シフトされたシーケンスのうち一つを選択して活用することによって既存の低いＰＡＰＲ／ＣＭ特性を維持することができる。

併せて、リソース選択をＳＯＲ及び／またはＳＣＢＣに適用する技法を提案することによって多重アンテナシステムの利点を活用することができる。ＰＵＣＣＨ送信においてシングルアンテナを使用する端末と互換性を維持することができる。

一方、前述した例では１３ビットは既存ブロックコーディングを使用し、残りの５ビットに対してリソース選択を適用しているが、送信されるペイロードがＫビットとする時、このうち１０ビットをリソース選択に使用し、残りのＫ−１０ビットに対して既存のブロックコーディングを適用することができる。

また、次の１８ビットのＣＱＩ情報ビットを仮定する。

＜０，１，１，０，１，０，０，１，１，１，１，０，１，１，１，１，１，０＞

前方部の１０ビット＜０，１，１，０，１，０，０，１，１，１＞はリソース選択を使用し、残りの８ビット＜１，０，１，１，１，１，１，０＞は既存ブロックコーディングを使用すると仮定する。

図９のリソース選択を用いる時、＜０，１，１，０，１，０，０，１，１，１＞に対応する選択されたリソースインデックスは次のようである。

＜Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２，Ｉ_ｃｓ２＞

表５のブロックコーディングを用いる時、エンコーディングされたビットは次のようである。

＜１，０，１，１，１，１，０，１，１，１，０，０，１，１，１，０，１，０，１，１＞

エンコーディングされたビットに表６のＱＰＳＫ変調を実行すると、マッピングされた変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）は次の表のようである。

５個の選択されたリソースインデックスを第１のスロットに含まれる５個のＯＦＤＭシンボルに各々対応させ、第２のスロットには第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１を割り当てると仮定すると、シングルアンテナ送信のための拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）は次のように示すことができる。

｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

図１７は、ＳＯＲへの適用を示す。第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１を使用する拡散されたシーケンスｓ（０）、ｓ（３）、ｓ（５）、ｓ（６）は第１のアンテナを介して送信され、第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２を使用する拡散されたシーケンスｓ（１）、ｓ（２）、ｓ（４）、ｓ（７）、ｓ（８）、ｓ（９）は第２のアンテナを介して送信される。

表８のＳＣＢＣ（１）または表９のＳＣＢＣ（１）と（７）を適用する時、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（７）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（８）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（９）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

表８のＳＣＢＣ（６）または表９のＳＣＢＣ（１）と（１０）を適用する時、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（７）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（８）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（９）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

＜第２の実施例＞

以下、新しいマッピングルールを用いたリソース選択を多重アンテナ送信に適用する技法に対して記述する。

図１８は、マッピングルールの適用を示すブロック図である。ペイロードは、エンコーダによりエンコーディングされ、エンコーディングされたビットになる（８１０）。エンコーディング方式には制限がなく、ブロックコーディング、コンボリューションコーディング（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｉｎｇ）、ＴＢＣＣ（ｔａｉｌ−ｂｉｔｉｎｇ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｉｎｇ）、ターボコードなどよく知られた方式を使用することができる。

エンコーディングされたビットは、割り当てられた複数の循環シフトインデックスを用いたリソース選択及び変調方式が結合されたマッピングルールが適用されて変調シンボルに変換される（８２０）。エンコーディングされたビットがｍ個のビットの場合、ｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する複数の循環シフトインデックス及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭを適用することができる。

一つの変調シンボルにマッピングされるエンコーディングされたビットを（ｂ_０，ｂ_１，．．．，ｂ_Ｍ）と仮定する。２個の循環シフトインデックスが割り当てられると、リソース選択によって１ビットを表現することができる。従って、（ｂ_０）は選択された循環シフトインデックスを示し、残りの（ｂ_１，．．．，ｂ_Ｍ）ビットは、Ｍ変調次数（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｒｄｅｒ）を有する変調方式（例えば、２^Ｍ−ＰＳＫ）を適用する。より詳細な事項は後述する。

変調シンボルは、該当する循環シフトインデックスによって空間処理（ｓｐａｔｉａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）が実行される（８３０）。空間処理は、ＳＯＲまたはＳＣＢＣが適用されることができる。

空間処理された変調シンボルは、該当する循環シフトインデックスに対応するシーケンスに拡散され、拡散されたシーケンスを生成する。拡散されたシーケンスは、変調シンボルに循環シフトされたシーケンスがかけられて複素値シンボルを要素として有するシーケンスである。拡散されたシーケンスは物理的リソースにマッピングされて送信される（８５０）。例えば、０≦ｎ≦１１の時、拡散されたシーケンスｓ（ｉ）＝ｄ（ｉ）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）＝｛ｄ（ｉ）ｒ（０，Ｉ_ｃｓ），ｄ（ｉ）ｒ（１，Ｉ_ｃｓ），．．．，ｄ（ｉ）ｒ（１１，Ｉ_ｃｓ）｝になり、拡散されたシーケンスの各要素ｄ（ｉ）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ）は対応するリソースブロックの副搬送波の各々にマッピングされて送信される。

次の表は、２個の循環シフトインデックス（Ｉ_ｃｓ１、Ｉ_ｃｓ２）が割り当てられ、表６のＱＰＳＫマッピングを使用する時、エンコーディングされたビットと変調シンボルとの間のマッピングの一例を示す。

または、次の表は、エンコーディングされたビットと変調シンボルとの間のマッピングの他の例を示す。

前記表１２は、ユークリッド距離（Ｅｕｃｌｅｄｉａｎ ｄｉｓｔａｎｃｅ）を互いに考慮して設計されたものである。図１９は、表１２のマッピングによるコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を示す。ユークリッド距離は、対角線上に位置したシンボル間が最も大きい。ユークリッド距離が大きいほど相互間にエラが発生する確率が少ないため、ハミング距離（Ｈａｍｍｉｎｇ ｄｉｓｔａｎｃｅ）が最も大きいビットを配置することである。

以下、より具体的な例を挙げて記述する。

次の１４ビットのＣＱＩ情報ビットを仮定する。

＜１，１，０，０，０，０，０，０，０，１，０，０，０，０＞

前記情報ビットにＴＢＣＣを適用し、次のような３０ビットのエンコーディングされたビットを生成することができる。

＜１，０，１，０，１，１，０，０，１，０，０，０，１，１，１，０，１，１，１，０，０，１，０，１，１，０，１，１，１，１＞

前記表８によるマッピングを実行すると、循環シフトインデックスによって次の表のような変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）を得ることができる。

前記変調シンボルを用いて、シングルアンテナでのＰＵＣＣＨフォーマット２のための拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）で表すと、次のようである。

｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

前記表１３の変調シンボルに表８のＳＣＢＣ（６）を適用すると、次の表のようなシンボルを得ることができる。

表１４のシンボルから、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（５）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（６）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

図２０は、ＣＱＩ ＢＬＥＲ（Ｂｌｏｃｋ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）性能を示すグラフである。従来ＰＵＣＣＨフォーマット２（‘Ｒｅｌ−８（１Ｔｘ）’で表示）よりシングルアンテナは約１．５ｄＢのＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）利得（ｇａｉｎ）を示し、２個のアンテナは約３．５ｄＢのＳＮＲ利得を示す。

前記表１１及び表１２のマッピングは選択された循環シフトインデックスにＱＰＳＫ変調を実行することであるが、変調方式に制限があるものてはない。Ｍ−ＱＡＭ、Ｍ−ＰＳＫなど、多様な変調方式が適用されることができる。

以下、２個の循環シフトインデックス（Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ２）が割り当てられ、８−ＰＳＫマッピングを使用する時、エンコーディングされたビットと変調シンボルとの間のマッピングに対して記述する。この時一つの変調シンボルには４ビットのエンコーディングされたビットがマッピングされる。次の表は、マッピングの一例を示す。

図２１は、表１５のマッピングによるコンステレーションを示す。一つの循環シフトインデックスに属する隣接する変調シンボルに対応するエンコーディングされたビットは、１個のビット位置（ｂｉｔ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）でビット値が異なる。例えば、Ｉ_ｃｓ１に属して隣接する変調シンボルに対応するエンコーディングされたビット‘０１１１’と‘０１０１’は、一つのビット位置（三番目のビット位置）でビット値が異なる。これは最適のユークリッド距離を確保するためである。

具体的な例を記述するために、次の１４ビットのＣＱＩ情報ビットを仮定する。

＜１，０，１，１，１，０，０，１，０，１，１，１，１，１＞

前記情報ビットにＴＢＣＣを適用し、次のような４０ビットのエンコーディングされたビットを生成することができる。

＜１，０，１，０，０，０，０，１，１，１，０，０，０，０，０，０，１，０，１，０，１，１，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１，１，１，１，０，１，０，１＞

前記表１５によるマッピングを実行すると、循環シフトインデックスによって次の表のような変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）を得ることができる。

前記変調シンボルを用いて、シングルアンテナでＰＵＣＣＨフォーマット２のための拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）で表すと、次のようである。

｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

前記表１６の変調シンボルに表８のＳＣＢＣ（６）を適用すると、次の表のようなシンボルを得ることができる。

表１７のシンボルから、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（５）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（９）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

＜第３の実施例＞

リソース選択とともにプリコーディングを適用すると、ペイロードの容量をより増加させつつ、相対的に低いＣＭを有するようにすることができる。

図２２は、プリコーディングを用いたリソース選択を示すブロック図である。ペイロードは、エンコーダによりエンコーディングされ、エンコーディングされたビットになる（９１０）。エンコーディングされたビットは、予め定められた変調方式によってマッピングされて変調シンボルに変換される（９２０）。変調シンボルは、循環シフトインデックスに対応するプリコーディング行列（またはプリコーディングベクトル）でプリコーディングされる（９３０）。プリコーディング行列の各行（ｒｏｗ）は循環シフトインデックスに対応する。プリコーディングされた変調シンボルは、該当する循環シフトインデックスによって空間処理（ｓｐａｔｉａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）が実行される（９４０）。空間処理は、ＳＯＲまたはＳＣＢＣが適用されることができる。

空間処理されたシンボルは、該当する循環シフトインデックスに対応するシーケンスに拡散される。拡散されたシーケンスは、物理的リソースにマッピングされて送信される（９５０）。

具体的な例のために、図２３の８−ＰＳＫコンステレーションを考慮する。これは一般的なグレーマッピング（ｇｒａｙ ｍａｐｐｉｎｇ）に基づいたものである。これを表で表すと、次のようである。

第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１に［＋１ ＋１］のプリコーディングベクトルを使用し、第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２に［＋１ −１］のプリコーディングベクトルを使用すると仮定する。これは次の式のように示すことができる。

例えば、前記表１８でビット（００１）に対応する変調シンボル（−１，０）とビット（０１０）に対応する変調シンボル（０，１）に［＋１ ＋１］のプリコーディングを適用すると、シンボル（−１，１）になり、このシンボルが第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１に使われる。また、ビット（００１）に対応するシンボル（−１，０）とビット（０１０）に対応するシンボル（０，１）に［＋１ −１］のプリコーディングを適用すると、シンボル（−１，−１）になり、このシンボルが第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２に使われる。

プリコーディングを使用し、２個の循環シフトインデックスを使用すると、既存３ビットのエンコーディングされたビットを拡張して一つの変調シンボルに６ビットのエンコーディングされたビットがマッピングされるように使用することができる。次の表は、２個の循環シフトインデックス（Ｉ_ｃｓ１，Ｉ_ｃｓ２）が割り当てられ、前記プリコーディングと表１２の８−ＰＳＫマッピングを使用する時、エンコーディングされたビットと変調シンボルとの間のマッピングの一例を示す。

前記表で一つの変調シンボル（この時、変調シンボルは、２個の循環シフトインデックスに対して各々変調された２個のシンボルの集合を意味）にマッピングされるエンコーディングされたビットのビット数は６である。このうち一部低いＰＡＰＲ／ＣＭを有する数個の変調シンボルのみを選択して（即ち、ただ一つの循環シフトでのみ信号が存在し、残りの循環シフトでは０が送信されるように変調シンボルを選択して）使用することができる。

選択された変調シンボルに対応されるエンコーディングされたビットを４ビットに設定し、正規化（ｎｏｒｍａｌｉｚａｔｉｏｎ）を実行すると、次の表のような新しいマッピングルールを定義することができる。

具体的な例を記述するために、次の１４ビットのＣＱＩ情報ビットを仮定する。

＜１，０，１，１，１，０，０，１，０，１，１，１，１，１＞

前記情報ビットにＴＢＣＣを適用し、次のような４０ビットのエンコーディングされたビットを生成することができる。

＜１，０，０，０，０，０，０，１，１，１，０，０，０，０，０，０，１，０，１，０，１，１，０，０，０，０，０，０，０，０，０，０，１，１，１，１，０，１，０，１＞

前記表２０によるマッピングを実行すると、循環シフトインデックスによって次の表のような変調シンボルｄ（０），．．．，ｄ（９）を得ることができる。

前記変調シンボルを用いて、ＰＵＣＣＨフォーマット２のための拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）で表すと、次のようである。

｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

前記表２１の変調シンボルに表８のＳＣＢＣ（６）を適用すると、次の表のようなシンボルを得ることができる。

表２２のシンボルから、拡散されたシーケンスｓ（０），．．．，ｓ（９）はアンテナ別に次のように示すことができる。

第１のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛ｄ（０）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（１）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（２）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（３）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（４）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（５）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（６）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（７）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（８）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（９）ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２）｝

第２のアンテナ：｛ｓ（０），ｓ（１），．．．，ｓ（９）｝＝｛−ｄ（０）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（１）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（２）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（３）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（４）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），−ｄ（５）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１），ｄ（６）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（７）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），ｄ（８）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ２），−ｄ（９）^＊ｒ（ｎ，Ｉ_ｃｓ１）｝

提案された多様なマッピングルールでコンステレーション上の位置を示す変調シンボルは絶対的ではなく、コンステレーション上でその位置が回転することができる。例えば、表１０のマッピング表で各エンコーディングされたビットに対応する変調シンボルの行（ｒｏｗ）は、一つまたはその以上の間隔に上のまたは下にシフトされることができる。

以上、ＰＵＣＣＨフォーマット２／２ａ／２ｂへの適用に対して記述しているが、ＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂに提案された方法をそのまま適用することができる。端末がＰＵＣＣＨフォーマット１を構成するためには、直交シーケンスインデックス、循環シフトインデックス、及びリソースブロックインデックスを知らなければならない。ＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは、直交シーケンスインデックス、循環シフトインデックス、リソースブロックインデックス、及びこれらの組合せのうち一つになる。

３ＧＰＰ ＬＴＥでは１ビットＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号をＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調したり、或いは２ビットＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号をＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調して変調シンボルｄ（０）が生成される。次の表は、３ＧＰＰ ＬＴＥにおける１ビットまたは２ビットＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号のコンステレーションマッピングを示す。

第１及び第２のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースが割り当てられるとする時、リソース選択によって３ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を一つの変調シンボルでマッピングすることができる。表２３のＱＰＳＫ変調を使用する時、次の表は、リソース選択を用いたコンステレーションマッピングを示す。

３ビットのうち２ビットはＱＰＳＫ変調を示し、残りの１ビットは選択されたＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースを示す。変調シンボルｄ（０）は、表８または表９のＳＣＢＣが処理され、多重アンテナを介して送信されることができる。

３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１ Ｖ８．５．０（２００８−１２）によると、ＰＵＣＣＨフォーマット１／１ａ／１ｂのためのＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは、対応するＰＤＣＣＨのリソースから得られる。ＰＤＣＣＨの一番目のＣＣＥ個数またはインデックスに基づいてＡＣＫ／ＮＡＣＫリソース（第１のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソース）が決定されることである。リソース選択のための追加的な第２のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは、ＲＲＣシグナリングを介して基地局が端末に知らせることができる。または、第２のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは対応するＰＤＣＣＨの一番目のＣＣＥでない他のＣＣＥ（例えば、二番目のＣＣＥまたは最後のＣＣＥ）の個数またはインデックスに基づいて決定されることができる。または、第２のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは、第１のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースに基づいて決定されることができる。例えば、第２のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースは、前記第１のＡＣＫ／ＮＡＣＫリソースから一定のオフセットを有することができる。前記オフセットは、予め指定されたり、或いは基地局が端末に知らせることができる。

図２４は、本発明の実施例が具現される端末を示すブロック図である。端末１２００は、プロセッサ（ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１２１０、メモリ（ｍｅｍｏｒｙ）１２２０、ディスプレイ部（ｄｉｓｐｌａｙ ｕｎｉｔ）１２３０、及びＲＦ部（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ）１２４０を含む。ＲＦ部１２４０は、プロセッサ１２１０と連結され、無線信号（ｒａｄｉｏ ｓｉｇｎａｌ）を送信及び／または受信する。メモリ１２２０は、プロセッサ１２１０と連結され、動作に必要な情報を格納する。ディスプレイ部１２３０は、端末１２００の多様な情報をディスプレイし、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅｓ）等、よく知られた要素を使用することができる。プロセッサ１２１０は、提案されたリソース選択を用いたマッピング及び空間処理を具現する。プロセッサ１２１０は、表８または表９のＳＣＢＣを具現することができる。プロセッサ１２１０は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ標準に基づいた物理階層を具現することができ、また、割り当てられた複数のリソースを用いて提案されたＰＵＣＣＨフォーマットを具現することができる。

プロセッサ１２１０は、ＡＳＩＣ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、他のチップセット、論理回路及び／またはデータ処理装置を含むことができる。メモリ１２２０は、ＲＯＭ（ｒｅａｄ−ｏｎｌｙ ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、メモリカード、格納媒体及び／または他の格納装置を含むことができる。ＲＦ部１２４０は、無線信号を処理するためのベースバンド回路を含むことができる。実施例がソフトウェアで具現される時、前述した技法は前述した機能を遂行するモジュール（過程、機能など）で具現されることができる。モジュールは、メモリ１２２０に格納され、プロセッサ１２１０により実行されることができる。メモリ１２２０は、プロセッサ１２１０内部または外部にあり、よく知られた多様な手段によりプロセッサ１２１０と連結されることができる。

以下、本発明の実施例が具現されることができる送信方式に対して記述する。

サブブロック（ｓｕｂｂｌｏｃｋ）は、時間領域シンボル及び／または周波数領域シンボルを無線リソースでマッピングするためのリソース単位であり、例えば、１２個の副搬送波を含むことができる。各サブブロックは、互いに隣接してもよく、隣接しなくてもよい。各サブブロックに含まれるリソースの量（または大きさ）は全部同一であってもよく、異なってもよい。例えば、サブブロック＃１は１２副搬送波を含むが、サブブロック＃２は２４副搬送波を含むことができる。サブブロックは、クラスタ（ｃｌｕｓｔｅｒ）、リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ）、サブチャネル（ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ）等、他の名称で呼ばれることもできる。または、一つまたはその以上のサブブロックは、一つの搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ）に対応されることができる。搬送波は、中心周波数と帯域幅により定義される。

図２５は、ＳＣ−ＦＤＭＡを実行する信号処理装置を示すブロック図である。ＤＦＴ拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）後、ＩＦＦＴが実行される送信方式をＳＣ−ＦＤＭＡという。ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＤＦＴ−ｓ（ＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ）ＯＦＤＭとも呼ばれる。信号処理装置２１１０は、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２１１１、副搬送波マッパ２１１２、ＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部２１１３、及びＣＰ挿入部２１１４を含む。ＤＦＴ部２１１１は入力される複素シンボル（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ ｓｙｍｂｏｌｓ）にＤＦＴを実行してＤＦＴシンボルを出力する。副搬送波マッパ２１１２は、ＤＦＴシンボルを周波数領域の各副搬送波にマッピングさせる。ＩＦＦＴ部２１１３は、周波数領域でマッピングされたシンボルに対してＩＦＦＴを実行して時間領域信号を出力する。ＣＰ挿入部２１１４は、時間領域信号にＣＰを挿入する。ＣＰの挿入された時間領域信号がＯＦＤＭシンボルになる。使われるシーケンスが既にＤＦＴ拡散された周波数領域シーケンスの場合、別途にＤＦＴを実行しなくてもよく、直ちにＩＦＦＴが実行されてもよい。

図２６は、副搬送波マッピングの一例を示す。ＤＦＴ部から出力されたＤＦＴシンボルが周波数領域で隣接する（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）副搬送波にマッピングされる。これを局部的マッピング（ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）という。

図２７は、副搬送波マッピングの他の例を示す。ＤＦＴ部から出力されたＤＦＴシンボルは隣接しない副搬送波にマッピングされる。ＤＦＴシンボルは、周波数領域から等間隔に分散された副搬送波にマッピングされることができる。これを分散されたマッピング（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）という。

図２８は、クラスタされたＳＣ−ＦＤＭＡを実行する信号処理装置を示すブロック図である。ＤＦＴされたシンボルがサブブロック単位に分けられて処理される方式をクラスタされた（ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ）ＳＣ−ＦＤＭＡまたはクラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭという。信号処理装置２２１０は、ＤＦＴ部２２１１、副搬送波マッパ２２１２、ＩＦＦＴ部２２１３、及びＣＰ挿入部２２１４を含む。

ＤＦＴ部２２１１から出力されるＤＦＴシンボルは、Ｎ個のサブブロックに分けられる（Ｎは自然数）。ここで、Ｎ個のサブブロックは、サブブロック＃１，サブブロック＃２，．．．，サブブロック＃Ｎに示すことができる。副搬送波マッパ２２１２は、Ｎ個のサブブロックをサブブロック単位に周波数領域の副搬送波でマッピングする。副搬送波マッパ２２１２は、サブブロック単位に局部的マッピングまたは分散的マッピングを実行することができる。ＩＦＦＴ部２２１３は、周波数領域でマッピングされたサブブロックに対してＩＦＦＴを実行して時間領域信号を出力する。ＣＰ挿入部２２１４は時間領域信号にＣＰを挿入する。

信号処理装置２２１０は、単一搬送波（ｓｉｎｇｌｅ ｃａｒｒｉｅｒ）または多重搬送波（ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）をサポートすることができる。単一搬送波のみをサポートする時、Ｎ個のサブブロックが全部一つの搬送波に対応される。多重搬送波をサポートする時、Ｎ個のサブブロックのうち少なくとも一つのサブブロックが各搬送波に対応されることができる。

図２９は、多重搬送波をサポートする信号処理装置の他の例を示すブロック図である。信号処理装置２３１０は、ＤＦＴ部２３１１、副搬送波マッパ２３１２、複数のＩＦＦＴ部２３１３−１，２３１３−２，．．．，２３１３−Ｎ、及びＣＰ挿入部２２１４を含む（Ｎは自然数）。ＤＦＴ部２３１１から出力されるＤＦＴシンボルはＮ個のサブブロックに分けられる。副搬送波マッパ２３１２は、Ｎ個のサブブロックをサブブロック単位に周波数領域の副搬送波でマッピングする。副搬送波マッパ２３１２は、サブブロック単位に局部的マッピングまたは分散的マッピングを実行することができる。周波数領域でマッピングされた各サブブロックに対して独立的にＩＦＦＴが実行される。ＣＰ挿入部２３１４は、時間領域信号にＣＰを挿入する。第ｎのＩＦＦＴ部（２３１３−ｎ）は、サブブロック＃ｎにＩＦＦＴを実行し、第ｎの時間領域信号を出力する（ｎ＝１，２，．．．，Ｎ）。第ｎの時間領域信号には第ｎの搬送波（ｆｎ）信号がかけられて第ｎの無線信号が生成される。Ｎ個のサブブロックから生成されたＮ個の無線信号は結合された後、ＣＰ挿入部２３１４によりＣＰが挿入される。

各サブブロックは各搬送波に対応することができる。各サブブロックは、互いに隣接する搬送波に対応することもでき、隣接しない搬送波に対応することもできる。

図３０は、多重搬送波をサポートする信号処理装置の他の例を示すブロック図である。信号処理装置２４１０は、コードブロック分割部２４１１、チャンク（ｃｈｕｎｋ）分割部２４１２、複数のチャネルコーディング部２４１３−１，．．．，２４１３−Ｎ、複数の変調器２４１４−１，．．．，２４１４−Ｎ、複数のＤＦＴ部２４１５−１，．．．，２４１５−Ｎ、複数の副搬送波マッパ２４１６−１，．．．，２４１６−Ｎ、複数のＩＦＦＴ部２４１７−１，．．．，２４１７−Ｎ、及びＣＰ挿入部２４１８を含む（Ｎは自然数）。ここで、Ｎは、多重搬送波送信機が使用する多重搬送波の個数である。

コードブロック分割部２４１１は、送信ブロックを複数のコードブロックに分割する。チャンク分割部２４１２は、コードブロックを複数のチャンクに分割する。ここで、コードブロックは、多重搬送波送信機から送信されるデータを意味し、チャンクは、 多重搬送波のうち一つの搬送波を介して送信されるデータセグメント（ｓｅｇｍｅｎｔ）を意味する。チャンク単位にＤＦＴが実行される。チャンク単位にＤＦＴが実行される送信方式をチャンク特定（ｃｈｕｎｋ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）ＤＦＴ−ｓＯＦＤＭまたはＮｘ ＳＣ−ＦＤＭＡという。これは隣接する搬送波割当または非隣接する搬送波割当で使われることができる。分割されたチャンクは、複数のチャネルコーディング部２４１３−１，．．．，２４１３−Ｎの各々と複数の変調器２４１４−１，．．．，２４１４−Ｎの各々を順次に経て複素シンボルになる。複素シンボルは、複数のＤＦＴ部２４１５−１，．．．，２４１５−Ｎは、各々、複数の副搬送波マッパ２４１６−１，．．．，２４１６−Ｎの各々、複数のＩＦＦＴ部２４１７−１，．．．，２４１７−Ｎの各々を経た後に結合され、ＣＰ挿入部２４１８でＣＰを加える。

ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭＡ、ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ、クラスタされたＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ及び／またはチャンク特定ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭなどような多重接続方式が適用された時間領域シンボルであり、必ず特定の多重接続方式に限定されたことを意味するものではない。

前述した例示的なシステムで、方法は、一連の段階またはブロックで順序図に基づいて説明されているが、本発明は、段階の順序に限定されるものではなく、ある段階は前述と異なる段階、異なる順序にまたは同時に発生することができる。また、当業者であれば、順序図に示す段階が排他的でなく、他の段階が含まれたり、或いは順序図の一つまたはその以上の段階が本発明の範囲に影響を及ぼさずに削除可能であることを理解することができる。

前述した実施例は、多様な態様の例示を含む。多様な態様を示すための全ての可能な組合せを記述することはできないが、該当技術分野の通常の知識を有する者は、他の組合せが可能であることを認識することができる。従って、本発明は、特許請求の範囲に属する全ての交替、修正及び変更を含む。

Claims (13)

1. 多重アンテナシステムにおいて複数のリソースを用いてデータを送信する方法であって、
   前記方法は、
   エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成することと、
   前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナに従って、ＳＣＢＣ（Ｓｐａｃｅ Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）を用いて空間処理を実行することにより、複数の送信シンボルを生成することと、
   前記複数の送信シンボルを、複数のそれぞれのアンテナを介して送信することと
   を含み、
   前記コンステレーション上での前記複数の変調シンボルの各々は、ｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて生成される、方法。
2. 前記複数のリソースは、複数の循環シフトインデックスである、請求項１に記載の方法。
3. 前記複数のリソースは、第１の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ１及び第２の循環シフトインデックスＩ_ｃｓ２ を含み、ｍ＝４、ｎ＝１である、請求項２に記載の方法。
4. 前記コンステレーションは、次の表のような８−ＰＳＫコンステレーションである、請求項３に記載の方法。
   

   
5. 前記空間処理によって一つの変調シンボルから第１のアンテナに対応する第１の送信シンボルと第２のアンテナに対応する第２の送信シンボルが生成される、請求項１に記載の方法。
6. 前記第２の送信シンボルは、前記第１の送信シンボルと複素共役または負の複素共役の関係を有する、請求項５に記載の方法。
7. 前記第１の送信シンボルと前記第２の送信シンボルが使用するリソースは互いに異なる、請求項６に記載の方法。
8. 前記複数のリソースが基地局により割り当てられることをさらに含む請求項１に記載の方法。
9. 前記基地局は、前記複数のリソースのうち一つに関する情報を知らせ、残りのリソースは、知られた一つのリソースから得られる、請求項８に記載の方法。
10. 多重アンテナを有する送信機であって、
    前記送信機は、
    エンコーディングされたビットから各ｍ個（ｍ＞１）のビットずつをコンステレーション上にマッピングして複数の変調シンボルを生成するマッパと、
    前記複数の変調シンボルに対して複数のリソース及び複数のアンテナに従って、ＳＣＢＣ（Ｓｐａｃｅ Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）を用いて空間処理を実行することにより、複数の送信シンボルを生成する空間処理部と、
    前記複数の送信シンボルを送信する複数のアンテナと
    を含み、
    前記マッパは、前記コンステレーション上での前記変調シンボル各々をｍ個のビットのうちｎ個（ｎ≧１）のビットに対応する前記複数のリソース及び（ｍ−ｎ）個のビットに対応する２^{（ｍ−ｎ）}次数のＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）または２^{（ｍ−ｎ）}次数のＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づいて生成する、送信機。
11. 前記空間処理部は、前記複数のリソースが複数のそれぞれのアンテナを介して送信されるように前記複数の送信シンボルを生成する、請求項１０に記載の送信機。
12. 前記空間処理部は、前記空間処理によって一つの変調シンボルから第１のアンテナに対応する第１の送信シンボルと第２のアンテナに対応する第２の送信シンボルを生成し、前記第２の送信シンボルは、前記第１の送信シンボルと複素共役または負の複素共役の関係を有する、請求項１０に記載の送信機。
13. 前記第１の送信シンボルと前記第２の送信シンボルが使用するリソースは互いに異なる、請求項１２に記載の送信機。
    

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