CN101636938B - 提高多个码块传输的性能和实现其快速解码的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种方法，包括：将来自多个码块的资源元素分为不同的组，以及将每个组内的资源元素的编码比特进行解码而无需等待完全接收传送块才开始解码。还提供了一种方法，包括：将来自多个码块的编码比特分为不同的组，以及对包含每个组内的编码比特的码块进行解码。第一CRC被附到传送块上，第二CRC被附到来自传送块的至少一个码块上。提供了一种改进的信道交织器设计方法，包括：将不同码块的编码比特映射到调制码元，以及将调制码元映射到时间、频率和空间资源，以便确保每个码块得到大致相同的保护级。

Description

提高多个码块传输的性能和实现其快速解码的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信系统中数据传输的方法和装置，更加具体来说，涉及通信系统中提高多个码块传输的性能和实现多个码块传输的快速解码的方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是一种在频域中多路复用数据的技术。在频率副载波上运送调制码元并且这些副载波在频域中互相重叠。但是，在假设发射机和接收机具有理想频率同步的情况下，保持抽样频率处的正交性。在由于不理想的频率同步或由于高移动性造成频率偏移的情况下，抽样频率处的副载波的正交性被破坏，由此导致载波间干扰(Inter-Carrier-Interference，ICI)。

接收到的信号的循环前缀(CP)部分常常由于多径衰落的先前的正交频分复用(OFDM)码元而被毁坏。当循环前缀(CP)部分足够长的时候，接收到的不带循环前缀(CP)部分的正交频分复用(OFDM)码元应当只包含它自己的、经过多径衰落信道卷积(convoluted)的信号。其它传输方案上的正交频分复用(OFDM)的主要优点在于，正交频分复用(OFDM)显示了用以补偿多径衰落的鲁棒性。

利用单个载波调制和频域均衡的单载波频分多址接入(SC-FDMA)是一种具有类似于正交频分多址接入(OFDMA)系统的性能和复杂度的技术。单载波频分多址接入(SC-FDMA)被选为第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)中的上行链路多址接入方案。3GPP LTE是第三代合作伙伴计划中一项用于提高全球移动电信系统移动电话标准以应对未来需求的项目。

在通信系统中广泛使用混合自动重传请求(HARQ)，以对抗解码故障和提高可靠性。由于N信道同步混合自动重传请求(HARQ)的简易性，N信道同步混合自动重传请求(HARQ)常常用于无线通信系统中。同步混合自动重传请求(HARQ)已经被接受为用于3GPP中长期演进(LTE)上行链路的HARQ方案。在LTE系统的下行链路上，异步自适应HARQ由于其灵活性以及超出同步HARQ的额外性能优点已经被接受为HARQ方案。

常常被称为多输入多输出(MIMO)系统的多天线通信系统被广泛用于无线通信中，以提高通信系统的性能。在MIMO系统中，发射机具有多个能够发射独立信号的天线，并且接收机配备有多个接收天线。许多MIMO方案常常被用于高级无线系统中。

当信道是有利的(favorable)时候，例如，当移动速度低的时候，可以使用闭环多输入多输出(MIMO)方案，以提高系统性能。在闭环MIMO系统中，接收机将信道状态和/或优选的传输MIMO处理方案反馈给发射机。发射机利用该反馈信息，连同其它诸如调度优先级、数据和资源可用性之类的考虑因素，来共同地优化传输方案。普通闭环MIMO方案被称为MIMO预编码。通过预编码，发送数据流在被递送到多个发射天线之前被预先乘以预编码矩阵。

多输入多输出(MIMO)系统的另一个观点是，用于传输的多个数据流是单独编码还是一起编码。在单码字(Single Codeword，SCW)MIMO系统中对用于数据传输的所有层一起编码，而在多码字(Multiple Codeword，MCW)MIMO系统中对所有层可以分别编码。单用户MIMO(SU-MIMO)和多用户MIMO(MU-MIMO)二者均被纳入长期演进(LTE)下行链路中。MU-MIMO也被纳入长期演进(LTE)上行链路中，但是，将SU-MIMO纳入用于长期演进(LTE)上行链路仍在讨论中。

在长期演进(LTE)系统中，当传送块较大时，传送块被分割为多个码块，以使得能够生成多个经编码的分组。这种传送块的细分提供了这些好处：允许并行处理或管道实现，以及功耗与硬件复杂度之间的灵活折衷。

不同的调制方案，诸如正交相移键控(Quadrature phase shift keying，QPSK)、二进制相移键控(binary phase shift keying，BPSK)、8相移键控(8Phaseshift keying，8-PSK)、16正交振幅调制(16Quadrature amplitudemodulation，16-QAM)或64正交振幅调制(64Quadrature amplitudemodulation，64-QAM)，可以用于自适应调制以及用于提高调制的频谱效率。在16-QAM调制的情况下，四个比特、即b0b1b2b3被映射到复值调制码元x＝I+jQ。但是，不同的调制位置具有不同的保护级。

当发送多个码块时，用具有最差性能的码块表示传输性能。需要仔细地设计信道交织器以确保每个码块得到大体相同的保护级，信道交织器包括从经编码的不同码块的比特映射到调制码元，以及从调制码元映射到时间、频率和空间资源。当发送多个码块时，允许接收机开始某些码块的解码同时接收机仍然为其它码块解调调制码元是有益的。在长期演进(LTE)系统中，这提出了挑战，因为如果在解调和解码时没有足够的参考信号，那么信道估计性能可能会受到有害影响。

为了保持良好的信道估计性能，常常使用将参考信号插入到位于待估计的资源元素周围的选定资源元素处，以便得到对于具有改进性能的对资源元素的信道估计。但是，这就意味着待估计的资源元素中的调制码元的解调需要等到接收到选择用于估计资源元素的所有资源元素。换句话说，如果在接收到包含用于估计所述资源元素的一些或者全部选定资源元素的正交频分复用(OFDM)码元之前出现了对待估计的资源元素的解调的需要，那么对资源元素的信道估计性能就可能受到有害影响。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供对具有多个码块的信号传输的改进方法和装置。

本发明的另一个目的是提供一种信道交织器的改进设计和改进的无线接收机。

本发明的又一个目的是提供在保持良好的信道估计性能的同时实现多个码块的快速解码的方法和装置。

本发明的再一个目的是提供通过实现对运送多个码块的信号传输的快速解码来传输数据的改进方法和改进装置。

在本发明的一个实施方式中，提供一种信道交织器和接收机的改进设计，并且将多个码块的单独编码方法考虑在内，以便改进性能。对信道交织器的设计，包括从不同码块的编码比特映射到调制码元以及从调制码元映射到时间、频率和空间资源，确保了每个码块得到大致相同水平的保护。在接收机端，当一些码块被正确接收到而一些没有被正确接收到的话，被成功解码的码块的信号可以被重构并且从接收到的信号中消除。在消除之后，接收机可以尝试重新解码其它码块。因此，可以大大降低与尚未被成功解码的其它码块的干扰，并且从而可以显著提高接收机将能够解码其它码块的可能性。

在本发明的一个实施方式中，在传输之前，CRC被添加到每个码块中，以实现对每个码块的错误检测。在传送块CRC粘附、比特加扰和码块分割之后，码块CRC被附到至少一个码块上并且发送该信号。需要注意的是，如果在传送块中仅有一个码块，那么码块CRC可以不是必须的。可以通过在传输之前对多个码块仅粘附一个码块CRC来进一步降低CRC开销。

在本发明中，提供了许多步骤，以应用于改进的信道交织器设计中。

步骤1

第一，对于每个码块，码元S、P₁、P₂分别表示(contemplate)系统位、来自turbo编码器的编码器1的奇偶校验位、来自turbo编码器的编码器2的奇偶校验位。在本发明的一个实施方式中，在基于码块对第二速率匹配之后对编码比特进行重排。重排后的比特可以用于填充(fill up)时间-频率资源以及调制码元中的调制位置。

步骤2

第二，这些比特首先沿着频率(即，副载波)指标的维填充空间。然后，它们沿着时间(即，OFDM码元)指标的维填充空间。最后，它们沿着调制位置指标的维填充空间。其它维度次序当然也是可以的并且被本发明涵盖。

步骤3

第三，对于每个调制位置指标和每个正交频分复用(OFDM)码元，沿着频率维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(bit-reverse-order，BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于此目的。有时，可以使用一种或多种简化的改组(shuffling)模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个OFDM码元和/或每个调制位置指标进行变化也可以不变。有时，由于这些OFDM码元中被其它信道打孔(puncture)或使用的不同数目而造成每个OFDM码元中可用的资源元素的数目可能是不相同的。在这种情况下，可以对不同的OFDM码元使用不同大小的交织器。

步骤4

第四，对于每个调制位置指标和每个副载波，沿着时间维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于该目的。有时，可以使用一个或多种简化的改组模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个调制位置和/或每个副载波指标进行变化也可以不变。有时，由于每个副载波上被其它信道打孔或使用的不同数目而造成每个副载波上可用的资源元素的数目可能是不相同的。在这种情况下，可以对不同的副载波使用不同大小的交织器。

步骤5

第五，对于每个副载波和每个OFDM码元，沿着调制位置指标的维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于该目的。有时，可以使用一个或多种简化的改组模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个副载波和/或每个OFDM码元进行变化也可以不变。稍后将说明本发明中优选的模式。

信道交织器设计的其它优选实施方式由上述五个步骤中至少一个组成。

信道交织器设计的前述实施方式可以被容易地扩展到MIMO传输的情况。假定多个层被分配给一个MIMO码字。该场景可以应用于长期演进LTE系统，例如，当SU-MIMO传输的等级大于1的时候。在这种情况下，空间维被添加到信道交织器设计中。用于编码比特的空间可以被描述为一个在时间、频率、空间和调制位置中的四维空间。

在本发明的另一个实施方式中，前述实施方式被扩展到在不同资源元素上具有不同空间维的MIMO传输。

在MIMO系统中，对于不同的频率资源元素，等级(空间维数或层数)可以是不同的。前述实施方式还可以被扩展到对于不同资源具有不同调制阶的传输。例如，如果两个资源块具有非常不同的CQI，那么发射机可以对这两个资源块使用不同的调制阶。在这种情况下，将每个码块的编码比特尽可能多地分布在时间、频率、空间和调制位置上的设计目标仍然适用。需要实施特殊处理来处理不同时间-频率资源上不同空间维或不同调制阶的情况。例如，类似于资源元素图，可以构造一张图来将空间维和调制位置维包括在内。将略过不可用的层或调制位置。

在本发明的另一个实施方式中，在将编码比特以及由这些编码比特组成的调制码元映射到资源元素和空间维上时给出系统位优先级。

也可以通过沿着调制位置的维定义多个区来实施系统位的优先级排序。

在本发明的另一个实施方式中，每个码块的编码比特被尽可能均匀地分配在不同的调制位置上。有多种方法来实现这一目标。一种方法是列举调制位置的所有置换模式。

可以选择置换模式的子集。例如，可以将一个种子置换模式与它的循环移位版本用作一个模式子集。

当然，对置换模式的子集的选择可以是多种多样的，并且依赖于其它设计目的。例如，在所选择的子集中不是所有的循环移位都需要。可以选择来自多个种子置换模式的循环移位。

可以通过从任意位置开始、以顺时针或者逆时针移动来沿着一个圆读取位置，由此获得不同的优先种子置换模式以及它们的循环移位。通过这种方式，实现了具有相同保护级的调制位置的最大划分。该方法也可用于其它调制阶。虽然通过这样的方式生成种子置换模式，以及它们的循环移位，是优先的；但是，本发明当然也涵盖将调制位置交织、置换、改组、交换、重排应用于资源元素上和/或通过任何模式或以任何方式进行跨越重传(acrossretransmission)。

在本发明的另一个实施方式中，提出了迭代操作，用于接收调制码元内多路复用在一起的多个码块。利用前述的信道交织器设计，不同码块的编码比特被多路复用在相同的调制码元中。

在解码操作中也可以进行并行处理。在解码操作之后，一些码块可能被成功解码而另一些则没有。在这种情况下，那些解码后的码块被重构。因为这些块的编码比特与那些未成功解码的码块的编码比特多路复用在相同的调制码元中，所以这些编码比特的信息被用于协助检测尚未成功解码的码块。

在本发明的另一个实施方式中，简化的星座(constellation)可以提高对传输的检测性能。

在本发明的另一个实施方式中，可以在没有正确解码和重新编码一些码块的情况下执行该迭代操作。作为替换，编码比特和信息比特的可靠性可以被用于通过迭代传递，以便改进检测性能。可靠性的一种表示被称为外部信息，其是有关每个比特的新的似然信息，该信息在迭代循环内的多个处理块之间传递。

在本发明的另一个实施方式中，子帧中的多个OFDM码元通过位于参考信号(RS)OFDM码元、或者在RS OFDM码元紧前或紧后的那些OFDM码元中的至少两个组之间的边界被划分成许多组。每个组都包含将从至少一个码块运送编码比特的资源元素。每个组中的资源元素在时域中是邻近的(contiguous)或彼此靠近。因此，接收机能够在接收到每个组中所有资源元素之后开始解码至少一个码块。在不同情况中可以在不脱离本发明的精神的条件下使用这些组的不同配置，不同情况诸如是、但不局限于不同的UE、不同的子帧、不同的服务质量等等。

在本发明的另一个实施方式中，基于码块而非资源元素来定义组。每个组包含至少一个码块的编码比特并且可以包含多个码块。

利用前述实施方式中要么基于资源元素、要么基于码块所定义的组，可以在每个组内定义其余的信道交织操作。

信道交织器设计的前述实施方式可以扩展到MIMO传输的情况。当SU-MIMO传输的传输等级大于1时，多个层可以被分配给一个MIMO码字。在这种情况下，空间维可以被添加到一个组的定义中。因此，在每个组内可以存在多个层或流，并且在每个MIMO层或MIMO流内可以存在多个组。在多码字MIMO传输中，层或流可以包含多个MIMO码字(CW)，每个码字运送多个码块以及一个24比特的循环冗余校验(CRC)。较晚的组的解调与较早的组的解码并行进行。借助于CRC，一个码字与另一个码字之间的干扰通过连续干扰消除而被消除掉。

在本发明的另一个实施方式中，循环冗余校验(CRC)可以被添加到一个组内的码字的一个或多个码块。如此一来，一个码字中的较晚组的解调、该码字中较早组的解码、连续干扰消除、另一个码字中的较晚组的解调、以及该另一个码字中较早组的解码都可以用某种方法并行处理。

在本发明的另一个实施方式中，循环冗余校验(CRC)可以被分别添加到多个MIMO码字的组中。在该实施方式中，即使对于迭代接收机也可以实现并行处理。

在不偏离本发明的原理的情况下可以得到若干变形以及接收机结构。

附图说明

通过结合附图参照下面的详细描述对本发明的更加全面的理解以及伴随的优点将更加清楚，同时变得更易理解，附图中相似的参考符号表示相同或类似的元件，附图中：

图1是具有发射机链和接收机链的正交频分复用(OFDM)收发机链的图示；

图2是正交频分复用(OFDM)理论的正交性的双坐标图示；

图3a是在发射机端时域中正交频分复用(OFDM)码元的图示；

图3b是在接收机端时域中正交频分复用(OFDM)码元的图示；

图4示出了用于单载波频分多址接入(SC-FDMA)的收发机链的示例；

图5是混合自动重传请求(HARQ)操作的图示；

图6示出了四信道同步混合自动重传请求(HARQ)的示例；

图7是多输入多输出(MIMO)系统的图示；

图8是如闭环MIMO系统中所使用的多输入多输出(MIMO)预编码处理过程的图示；

图9是用于高速下行链路分组接入(HSDPA)中的高速数据共享信道(HS-DSCH)的编码链的流程图；

图10是高速下行链路分组接入(HSDPA)中的HS-DSCH HARQ的功能的图示；

图11示出了一个二维坐标，其示出16-QAM星座图(constellationdiagram)的一个图示；

图12示出了一个二维坐标，其示出64-QAM星座图的一个图示；

图13示出了适合于实践本发明的一个实施方式的原则的粘附码块CRC的示例；

图14示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、用于正交频分复用(OFDM)系统的信道交织器；

图15示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、用于数据传输的资源元素图；

图16示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在速率匹配之后按码块对编码比特的重排；

图17(a)示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、以一维表示的资源元素；

图17(b)示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、用于容纳数据编码比特的时间指标(OFDM码元指标)-频率指标(副载波指标)空间；

图18示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在码块基础上进行的速率匹配和比特集中(bit collection)的实现；

图19示出了适合于实践本发明另一个实施方式的原则的、将码块的编码比特在时间、频率和空间域上进行分布的示例；

图20示出了适合于实践本发明另一个实施方式的原则的、将编码比特写为具有不同层和不同调制阶的资源的示例；

图21示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、对于资源具有不同调制阶的信道交织器；

图22示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在具有不同空间维的资源上分布编码比特的示例；

图23示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、得到64-QAM的优选置换模式的一般方法；

图24示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、对相同调制码元内多路复用的多个码块进行解码的迭代接收机；

图25示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、提高对传输的检测性能的简化星座的示例；

图26示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、对相同调制码元中多路复用的多个码块进行解码的可替换迭代接收机；

图27示出了第3代合作伙伴(3GPP)长期演进(LTE)系统中的下行链路子帧结构；

图28(a)示出了适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、在子帧中分组多个OFDM码元的配置的另一个示例；

图28(b)是示出适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、通过分离具有编码比特的资源元素来发送数据信号的方法的流程图；

图28(c)是示出在接收机端接收和解码具有编码比特的分组资源元素的方法的流程图；

图29示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在子帧中分组多个OFDM码元的配置的另一个示例；

图30示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在子帧中分组多个OFDM码元的配置的另一个示例；

图31示出了适合于实践本发明的原则的、利用或者不利用分组循环延迟分集(cyclic delay diversity，CDC)的连续干扰消除的并行处理的示例；

图32示出了适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、分组码块的配置的示例。

具体实施方式

在本发明的具体说明中，将经常用到下列术语并且提供对每个术语的定义。

子分组是编码分组的一部分，并且是总编码比特的子集。

数据比特是被编码以生成编码比特的信息比特流。

交织指的是传输时隙或子帧的子集。

同步混合自动重传请求(S-HARQ)是当前高速率分组数据(HRPD)标准所采用的技术，该标准建立了一组用于四个不同数据集的同时传输的四时分交织传输信道。这些交织后的传输信道有时候被称为“HARQ交织”。

传输时隙是所分配的预定数量的连续时钟周期。大量的这些传输时隙形成传输帧。

空时编码(Space-time coding，STC)是用来使用多个传输天线提高无线通信系统中数据传输的可靠性的方法。STC依赖于将多个冗余副本的数据流发送到接收机，以使得至少部分数据流副本可以在发送与接收之间的物理路径中按照良好状态保存下来，以便允许可靠解码。

发射分集方法是一种经由不同的独立信道发射一个数据比特的方法。

接收机分集方法是一种经由不同的独立信道接收一个数据比特的方法。

信道质量指示符(Channel Quality Indicator，CQI)是无线信道的通信质量的量度。CQI(信道质量指示符)可以是表示给定信道的信道质量的量度的一个值(或多个值)。

冗余版本参数表示发送了数据的哪个冗余版本。

信道交织器发送经由不同信道交织的数据，以便在某些信道上的强衰落或冲突不会使传输作废。

资源块是运送将由发射机发射的信号和将由接收机接收的信号的时间和频率资源元素的块。

将参照附图详细描述用于通过根据本发明构造的多个码块实现传输的快速解码的方法和装置。贯穿整个说明书，相似的参考标号表示相似的元素。

而且，本发明中经常使用的若干缩写连同其自己的全称一起如下列出。

SC-FDMA：单载波频分多址复用

CP：循环前缀

FFT：快速傅立叶变换

OFDM：正交频分复用

ICI：载波间干扰

3GPP：第三代合作伙伴计划

LTE：长期演进

HARQ：混合自动重传请求

MIMO：多输入多输出

QPSK：正交相移键控

16-QAM：16正交幅度调制

64-QAM：64正交幅度调制

IFFT：快速傅立叶逆变换

CW：码字

码块：数据比特块或者通过对数据比特块编码而生成的编码比特的块

图1示出具有发射机链和接收机链的正交频分复用(OFDM)收发机链。

正交频分复用(OFDM)是一种用于在频域中多路复用数据的技术。在频率副载波上运送调制码元。在图1中示出了正交频分复用(OFDM)收发机链的样本。在发射机链100端，由调制器101调制控制信号或数据信号并且由串并转换器112将调制信号进行串并转换。快速傅立叶逆变换(IFFT)单元114用于将调制信号或数据从频域变换到时域，并且变换到时域的调制信号由并串转换器116进行并串转换。循环前缀(CP)或零前缀(ZP)在CP插入级118添加到每个OFDM码元，以便避免或缓和由于在多径衰落信道122上的多径衰落而造成的影响。来自循环前缀(CP)插入级118的信号被发射到发射机前端处理单元120，例如，发射天线(在图1上未示出)。在接收机链140端，假定实现了理想的时间和频率同步，在循环前缀(CP)移除级126处理由接收机前端处理单元124(例如，接收天线(在图1上未示出))接收到的信号，在该循环前缀(CP)移除级126中接收到的信号的循环前缀(CP)被移除。在循环前缀(CP)移除级126处理后的信号进一步由串并转换器128进行串并转换。快速傅立叶变换(FFT)单元130将接收到的信号从时域变换到频域以便进一步的处理，诸如由并串转换器132进行并串转换以及由解调器134进行解调。因此，由发射机链100发射的信号被接收机链140接收。

图2示出了正交频分复用(OFDM)理论的正交性。

因为每个OFDM码元在时域中都有有限的持续时间，所以副载波在频域相互重叠。例如，如图2中所示，副载波010、副载波111和副载波212在频域中相互重叠。副载波010、副载波111和副载波212具有几乎相同的或类似的波形。这三个副载波在数学上相互正交，换句话说，任意两个副载波的内积(inner product)为零。因此，假定发射机和接收机具有理想的频率同步，那么正交频分复用(OFDM)理论的正交性在采样频率处被保持。在由于不理想的频率同步或高移动性造成频率偏移的情况下，采样频率处副载波的正交性被破坏，从而导致载波间干扰(ICI)。

图3a是在时域中所发射的OFDM码元的图示，而图3b是在时域中接收到的OFDM码元的图示。

如图3a中所示，多径衰落信道在时域中可以近似为脉冲响应信道(impulse response channel)，并且在频域中可以表示为频率选择信道。因为如图1中所示的正交频分复用(OFDM)收发机链中的多径衰落信道122，插入到一个接收到的码元中的CP部分常常被先前的OFDM码元毁坏。发射信号20具有连续发射的OFDM码元(即，OFDM码元1、OFDM码元2、...)，并且循环前缀(CP)部分(即CP1和CP2)位于任意两个OFDM码元之间。在通过多径衰落信道122发射之后，接收信号27具有连续的插入CP的OFDM码元(即，Rx OFDM码元128、Rx OFDM码元229、...)。Rx OFDM码元128和Rx OFDM码元229分别被它们自己的CP毁坏。例如，CP3毁坏Rx OFDM码元28。但是，当循环前缀(CP)的长度足够长时，接收到的没有循环前缀(CP)部分的OFDM码元应当只包含它们自己的、由多径衰落信道卷积的信号。一般说来，如图1中所示的由FFT单元130执行的FFT过程在接收机端进行，以便允许频域中的进一步处理。通过其它传输方案的正交频分复用(OFDM)的优点在于对多径衰落的鲁棒性。时域中的多径衰落变换成频域中的频率选择衰落。通过所插入的循环前缀或零前缀，避免了或较大地减轻了相邻OFDM码元之间的码元间干扰。而且，因为每个调制码元都在窄带宽上运送，所以每个调制码元都经历单径衰落。可以使用简单的均衡方案来对抗频率选择衰落。

利用单个载波调制和频域均衡的单载波频分多址接入(SC-FDMA)是这样一种技术：其具有与正交频分多址接入(OFDMA)系统相似的性能和复杂度。单载波频分多址接入(SC-FDMA)系统的一个优点在于，因为单载波频分多址接入(SC-FDMA)具有内在的单个载波结构，所以单载波频分多址接入(SC-FDMA)信号具有较低的峰值平均功率比(peak-to-averagepower ratio，PAPR)。低的PAPR通常导致功率放大器的高效率，这对于上行链路发送中的移动站尤其重要。单载波频分复用(SC-FDMA)被选为3GPP长期演进(LTE)中的上行链路多址接入方案。

图4示出用于单载波频分多址接入(SC-FDMA)的收发机链的示例。

在图4中示出了用于单载波频分多址接入(SC-FDMA)的收发机链的示例。在发射机链200处，由调制器201调制时域数据或控制数据，并且由串并转换器212将调制数据进行串并转换。离散傅立叶变换(DFT)单元213通过离散傅立叶变换过程来处理转换后的数据。为了确保低的PAPR，变换后的数据接着在副载波映射级211被映射到一组邻近的副载波。然后，IFFT单元214将信号变换回时域，并且IFFT单元通常具有比DFT单元213更大的IFFT大小。并串转换器216将接收到的数据进行并串转换。在数据被发射前端处理单元220发射和处理之前，在CP插入级228添加循环前缀(CP)。前端处理单元220具有使能经由多个发射天线以预定序列无线发射多组编码数据比特的放大级。添加了循环前缀的、处理后的信号常常被称为单载波频分多址接入(SC-FDMA)块。在处理后的信号通过了通信信道之后，例如无线通信系统中的多径衰落信道222，接收机链240在接收机前端处理单元224处执行接收机前端处理，通过CP移除器226移除循环前缀(CP)，通过串并转换器228对数据进行串并转换，通过FFT单元230变换数据，并且在频域中在副载波解映射/均衡单元231处解映射数据。离散傅立叶逆变换(IDFT)单元235在均衡信号在频域中被解映射之后对数据进行处理。IDFT单元235的输出被并串转换器232和解调器236进一步处理。

图5是混合自动重传请求(HARQ)操作的图示。

混合自动重传请求(HARQ)在通信系统中被广泛使用，以对抗解码故障以及提高数据传输的可靠性。在图5中示出了HARQ操作。通过使用编码器311利用某种类型的前向纠错(FEC)方案对数据分组进行编码。由子分组发生器312处理数据分组并且生成一组子分组。子分组(例如，子分组k)可以只包含一部分编码比特。如果收发机300对子分组k进行的发射失败了，如由反馈确认信道314提供的NAK否定确认所表示的那样，那么就提供重传子分组(子分组k+1)来重传该数据分组。如果子分组k+1被成功收发，那么就由反馈确认信道314提供ACK确认。重传子分组可以包含不同于先前子分组的编码比特。接收机可以通过解码器313软组合或联合解码所有接收到的子分组，以提高解码的机会。正常情况下，考虑到可靠性、分组延迟和实施的复杂度来配置最大发射的数目。

N信道同步混合自动重传请求(HARQ)由于其简易性而常常在无线通信系统中被使用。例如，同步混合自动重传请求(HARQ)已经被接受为3GPP中长期演进(LTE)上行链路的混合自动重传请求(HARQ)方案。

图6示出了四信道同步混合自动重传请求(HARQ)的示例。

由于后续传输之间的固定时间关系，因此在个别HARQ信道中传输时隙呈现出交织结构。例如，交织0包括时隙0、4、8、...、4k、...；交织1包括时隙1、5、9、...、4k+1、...；交织2包括时隙2、6、10、...、4k+2、...；交织3包括时隙3、7、11、...、4k+3、...。一个分组在时隙0中发射。在正确解码了该分组之后，接收机发回一个ACK确认到发射机。然后发射机开始在该交织中的下一个时隙(即时隙4)发射新的分组。但是，在时隙4中发射的新的分组的第一个子分组没有被正确接收。在发射机从接收机接收到NAK否定确认之后，发射机在交织0中的下一个时隙(即时隙8)发射同一个分组的另一个子分组。交织1-3以类似于交织0的方式动作。有时候，接收机可能在检测分组界限(boundary)方面有困难，也即，一个子分组是新分组的第一个子分组还是重传的子分组。为了缓解该问题，可以在控制信道中发射新分组指示符，该控制信道运送该分组的传输格式信息。有时候，可以提供更加精细版本的HARQ信道信息，诸如子分组ID和/或HARQ信道ID，以便帮助接收机检测和解码分组。

常常被称为多输入多输出(MIMO)的多天线通信系统在无线通信中被广泛使用，以改进系统性能。在一个MIMO系统中，发射机具有多个能够发射独立信号的天线，而接收机装备有多个接收天线。如果只有一个发射天线或者如果只有一个数据流被发射，那么MIMO系统就简化为单输入多输出(SIMO)。如果只有一个接收天线，那么MIMO系统就简化为多输入单输出(MISO)。如果只有一个发射天线和一个接收天线，那么MIMO系统就退化为单输入单输出(SISO)。MIMO技术可以在完全不增加带宽和总体传输功率的条件下显著提高系统的吞吐量和范围。一般说来，MIMO技术通过由于多个天线而造成空间域中附加自由度的利用，来提高无线通信系统的频谱效率。存在有多种类别的MIMO技术。例如，空间复用方案通过允许多个数据流在多个天线上发射来提高发射率。发射分集方法(诸如空时编码)利用了由于多个发射天线而造成的空间多样性。接收机分集方法利用了由于多个接收天线而造成的空间多样性。波束形成技术提高了接收到的信号增益并且降低了对其它用户的干扰。空间频分多址接入(SDMA)允许来自多个用户或发向多个用户的信号流在相同的时间-频率资源上被发射。接收机可以通过这些数据流的空间特征(spatial signature)来将多个数据流分离开来。需要注意的是，这些MIMO传输技术并非相互排斥的。事实上，在高级无线系统中可以使用多种MIMO方案。

当信道是有利的(例如，移动速度较低)时候，闭环MIMO方案可以用于提高系统性能。在闭环MIMO系统中，接收机提供信道状态的反馈和/或优选的发射机MIMO处理方案。发射机可以利用该反馈信息以及其它考虑因素，诸如调度优先级、数据和资源可用性，以便联合地优化传输方案。

一种流行的闭环MIMO方案被称为MIMO预编码。在预编码过程期间，待发射的数据流被预编码，即，在多个发射天线上传送之前预先乘以矩阵。

图7示出了一个多输入多输出(MIMO)系统。

如图7中所示，发射机401具有数目为Nt的发射天线411，接收机402具有数目为Nr的接收天线421。数据流1-N由该MIMO系统收发。矩阵H表示为发射天线411与接收天线421之间的收发信道，并且信道H是Nt×Nr矩阵。如果发射机401具有信道矩阵H的知识，那么发射机401就能够基于信道矩阵H选择最有利的传输方案。例如，当最大化吞吐量是传输系统的目标时，如果H的知识在发射机401处可用，那么就可以选择预编码矩阵为信道矩阵H的右奇异矩阵。因此，可以将在接收机端用于多个数据流的有效信道对角化，可以消除多个数据流之间的干扰。但是，反馈信道H的准确值所需要的开销常常是非常高昂的。

图8示出了如闭环MIMO系统中所使用的预编码过程。

如图8中所示，由处理级510处理数据流1-N，在该处理级中，执行调度处理、功率和速率自适应处理、预编码码本和预编码向量选择处理、流到层的映射处理和一些其它相关处理。经由层1-N_L将映射数据流发射到预编码级509，即发射机MIMO处理级。预编码的数据还被发射到发射天线1-Nt。接收机512在接收机MIMO处理级508接收并恢复数据流1-Nr。为了缩减反馈开销，在发射机511处定义多个预编码矩阵，以均衡信道矩阵H可能具体化的可能值的空间。通过空间均衡，接收机512反馈优选的预编码方案，正常情况下以优选预编码矩阵的指标、发射等级和优选预编码向量的指标的形式。接收机512也可以反馈针对该优选预编码方案的、相关联的信道质量指标(CQI)值。

MIMO系统的另一个设想是，待发射的多个数据流是被单独编码还是一起编码。如果所有传输层一起被编码，那么该MIMO系统就被称为单码字(SCW)MIMO系统，否则的话被称为多码字(MCW)MIMO系统。在长期演进(LTE)下行链路系统中，当使用单用户MIMO(SU-MIMO)时，可以将多达两个MIMO码字发射到单用户设备(UE)。在两个MIMO码字被发射到用户设备(UE)的情况下，UE需要分别确认这两个码字。另一种MIMO技术称为空分多址接入(SDMA)，其有时也被称为多用户MIMO(MU-MIMO)。在SDMA中，多个数据流被分别编码并且在相同的时间-频率资源上被发射到不同的预期接收机。通过使用不同的空间特征(例如不同的天线、虚拟天线)，或者通过对向量进行预编码，接收机将能够区分多个数据流。而且，通过调度正确的接收机组并且基于信道状态信息为每个数据流选择正确的空间特征，就能够为感兴趣的接收机加强感兴趣的信号，而同时对其它相应的接收机加强其它的信号。因此，可以改进系统能力。单用户MIMO(SU-MIMO)和多用户MIMO(MU-MIMO)二者均被纳入长期演进(LTE)的上行链路中，但是，用于长期演进(LTE)上行链路的SU-MIMO仍然在讨论中。

在长期演进(LTE)系统中，当传送块大时，传送块被分割为多个码块，以使得可以生成多个编码分组，由于诸如实现并行处理和管道实现以及功耗与硬件复杂度之间的折衷之类的好处，这样做是有利的。

举例来说，在图9中示出了高速下行链路分组接入(HSDPA)系统中的高速数据共享信道(HS-DSCH)的编码过程。

如图9中所示，在循环冗余校验(CRC)级611处理数据比特a_im1、a_im2、a_im3、...、a_imA并且将它们转化为b_im1、b_im2、b_im3、...、b_imB。附有CRC的数据比特在比特加扰级612中被比特加扰，并且被转化为d_im1、d_im2、d_im3、...、d_imB。加扰后的数据比特在码块分割级613被分割并且形成码块o_ir1、o_ir2、o_ir3、...、o_irK。然后，码块在信道编码级614被编码并且变为经过编码的码块c_ir1、c_ir2、c_ir3、...、c_irE。这些经过编码的码块在物理层混合ARQ功能级615被处理。所形成的数据比特在物理信道分割级616被再次分割。混合ARQ功能使编码比特处的比特w₁、w₂、w₃、...、w_R的数目与HS-DSCH物理信道的比特的总数匹配。所形成的信道分割数据比特u_p，1、u_p，2、u_p，3、...、u_p，U被HS-DSCH交织级617交织。然后，交织后的数据比特v_p，1、v_p，2、v_p，3、...、v_p，U在星座重排级618被重排并且重排后的比特r_p，1、r_p，2、r_p，3、...、r_p，U在物理信道映射级619被进一步映射。最后，所形成的映射比特被输出到物理信道#1、物理信道#2、...、物理信道#P。在当前的HS-DSCH设计中，为了对传送块进行错误检测，针对整个传送块只生成一个24比特循环冗余校验(CRC)。如果在一个传输时间间隔(TTI)中生成并发射多个码块，那么接收机可能正确地解码某些码块而其它码块则不。在这种情况下，接收机必须反馈一个NAC否定确认给发射机，因为针对该传送块的CRC将不进行校验。

混合ARQ功能使信道编码器(即信道编码级614)的输出的比特数与HS-PDSCH集的总比特数匹配，HS-DSCH被映射到后者。由冗余版本(RV)参数控制混合ARQ功能。混合ARQ功能的输出的准确比特集依赖于输入比特数、输出比特数和RV参数。

混合ARQ功能具有两个速率匹配级和一个虚拟缓冲器，如图10中所示。

来自资源C的数据比特流N^TTI被比特分离器610划分为系统位、奇偶校验(parity)位1和奇偶校验位2。这三个比特组在第一速率匹配级611被不同地处理。第一速率匹配级611使输入比特数匹配虚拟IR缓冲器613，而有关缓冲器613的信息由更高层提供。系统位被直接提供给缓冲器613，奇偶校验位1由速率匹配器RM_P1_1处理，奇偶校验位2由速率匹配器RM_P2_1处理。缓冲器613的输出被提供给第二速率匹配级615。第二速率匹配级615使第一速率匹配级611之后的比特数与在传输时间间隔(TTI)中的HS-PDSCH集中可用物理信道的数目匹配。输出N_sys被提供给第二速率匹配级615的速率匹配器RM_S，输出N_p1被提供给第二速率匹配级615的速率匹配器RM_P1_2，并且输出N_p2被提供给第二速率匹配级615的速率匹配器RM_P2_2。输出N_sys、N_p1和N_p2被提供给比特集中级617。因此，所形成的数据比特流N_data被提供给端子(terminal)W。需要注意的是，如果输入比特数不超过虚拟IR缓冲器613的缓冲容量，那么第一速率匹配级611就是透明的。

诸如正交相移键控(QPSK)、二进制相移键控(BPSK)、8相移键控(8-PSK)、16正交幅度调制(16-QAM)或64正交幅度调制(64-QAM)之类不同的调制方案，可以被用于自适应调制和提高调制的频谱效率。在16-QAM调制的情况下，四个比特、即b0b1b2b3被映射到复值调制码元x＝I+jQ。在表1中示出了16-QAM的一种实现。

表116-QAM调制映射

图11中示出了表1中的16-QAM调制的星座。图11示出一个二维坐标，其示出16-QAM星座图的一个图示。星座图是经过数字调制方案调制后的信号的一种表示法。星座图将信号以码元采样时间(sampling instant)显示在复平面中的二维坐标图上。星座图将由给定调制方案所选择的可能码元表示为复平面中的点。当I和Q具有表1中所示的预定值时，图11上的每个点表示I-Q复平面上b0b1b2b3的对应码元。该星座图提供对四个比特(即，比特b0、b1、b2和b3)的不同保护级。如图11中所示，对比特b0和b1的保护级是相同的，对比特b2和b3的保护级是相同的。但是，对b0和b1的保护级高于对比特b2和b3的保护级。

在64QAM调制的情况下，六个一组的比特b0b1b2b3b4b5被映射到复值调制码元x＝I+jQ。在表2中示出64-QAM的一种实现。在图11中示出表2中的64-QAM调制的星座图。图12示出一个二维坐标，其示出64-QAM星座图的一个图示。该星座提供对六个比特的不同保护级。类似于图11，当I和Q具有表2中所示的预定值时，图12上的每个点表示I-Q复平面上b0b1b2b3b4b5的对应码元。对比特b0和b1的保护级是相同的，对比特b2和b3的保护级是相同的，对比特b4和b5的保护级是相同的。但是，对b0和b1的保护级强于对比特b2和b3的保护级；而对b2和b3的保护级强于对比特b4和b5的保护级。为了方便起见，在调制码元中将一个比特的指标定义为该比特的调制位置(modulation position)。

表2：64-QAM调制映射

例如，64-QAM中b0的调制位置为0，64-QAM中b1的调制位置为1。因此，对于给定的64-QAM星座，第一和第二调制位置，即b0和b1，具有最强的保护级；第三和第四调制位置，即b2和b3，具有较弱的保护级；第五和第六调制位置，即b4和b5，具有最弱的保护级。

在本发明中，提供了用于通过来自多个编码分组的信息位或奇偶校验位来改进传输性能的方法和装置。

仅通过说明包括被视为实施本发明的最佳实施方式在内的多个特定实施方式和实现，本发明的方面、特征和优点将从下面的详细描述中变得较清楚。本发明还能够进行其它和不同的实施方式，并且本发明的一些细节可以修改为各种明显的方面，所有这些都不脱离本发明的精神和范围。因此，附图和描述应当被视为本质上是说明性而非限制性的。在附图的图中，通过示例而非限制条件的方式来说明本发明。

在下面的说明中，使用长期演进(LTE)系统中的下行链路数据信道作为示例。但是，这里示出的技术当然可以用于长期演进(LTE)系统中的上行链路信道、长期演进(LTE)系统中下行链路或上行链路中的控制信道、以及其它可应用的系统中的其它数据信道、控制信道或其它信道中。

在本发明中，提供信道交织器和接收机的改进设计并且考虑多个码块的单独编码方法以改进性能。当传输多个码块时，用具有最差性能的码块表示传输性能。该想法是仔细地设计信道交织器，包括从不同码块的编码比特映射到调制码元，以及从调制码元映射到时间、频率和空间资源上，以确保每个码块得到大致相同的保护级。在接收机端，当一些码块被正确地接收到而一些没有时，成功解码的码块的信号可以被重建并且从接收到的信号中删除。在删除之后，接收机可以尝试重新解码其它码块。因为可以大大减少与其它尚未成功解码的码块的干扰，所以会显著提高接收机将能够解码其它码块的概率。在混合ARQ(HARQ)的情况下，假定只有一个ACK信道，如果接收机不能对码块中的一个进行解码，那么接收机将反馈针对整个传送块的NAK。因为节点B不知道哪一个码块被UE成功解码以及哪一个没有，所以节点B将重新传送，就好像包括所有码块的整个传送块都被NAK一样。在这种情况下，UE应当能够利用有关那些成功被解码的码块的知识，以帮助解码那些尚未被成功解码的码块。本发明中提出的信道交织器设计有利于该操作。还公开了接收机操作的优选实施方式。

在本发明的一个实施方式中，CRC被添加到每个码块中，以实现针对每个码块的错误检测。图13示出一个粘附码块CRC的示例。与图9相比较，在传送块CRC粘附、比特加扰和码块分割之后，将码块CRC粘附到至少一个码块上的附加步骤紧跟在码块分割的步骤之后，如图13中所示。传送块被分割为一个或多个码块。如果在传送块中只有一个码块，那么码块CRC可能不是必要的。如果在传送块中有多于一个码块，那么粘附码块CRC就变得重要了。举例来说，HSDPA中针对HS-DSCH的传送块CRC是24比特，其提供非常低的检错(大约2^-24≈6×10^-8)。将CRC粘附到每个码块上的一个目的是提供足够的码块错误检测，以使得接收机能够删除被正确解码的那个码块的信号。对于该操作，～10^-2的CRC检错可能就足够了。需要注意的是，8比特的CRC能够提供大约4×10^-3的检错率。在这种情况下，8比特CRC可以用于针对码块错误检测和删除的码块CRC，而24比特CRC可以用于传送块错误检测。如此一来，可以最小化CRC开销，同时提供有利于删除被成功解码的码块的手段。显然，通过对多个码块只粘附一个码块CRC来进一步减少CRC开销。

在本发明中，提供了许多步骤应用于在信道交织器设计中。需要注意的是，为了使用本发明，不需要并入所有这些步骤。换句话说，本发明涵盖使用本发明中所示的步骤中至少一个的交织器和交织方法。需要注意的是，通过所提出的信道交织器设计，可以不需要如图13中所示的用于16-QAM的星座重排。

现在转向图14、图15和图16。

图14示出了适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、用于正交频分复用(OFDM)系统的信道交织器。图15示出了适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、用于数据传输的资源元素图。图16示出了适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、在速率匹配之后按码块对编码比特的重排。如图14中所示，分配给数据传输的资源在时间上是N个OFDM码元，在频率上是M个副载波。一个OFDM码元的每个副载波都被称为一个资源元素。资源元素包括数据资源元素和非数据资源元素。每个资源元素运送一个调制码元，该调制码元又(in turn)运送多个编码比特。例如，在一个QPSK调制码元中能够运送2比特；在一个16-QAM调制码元中能够运送4比特，等等。每个调制码元中运送的比特数用调制阶L表示，调制码元中每个调制位置用一个调制位置指标表示，如图14中所示。信道交织器设计的一个优选实施方式组成下列操作中的至少一个。

步骤1

第一，对于每个码块，码元S、P₁、P₂分别是系统位、来自turbo编码器的编码器1的奇偶校验位、来自turbo编码器的编码器2的奇偶校验位。Turbo编码器由被交织器分隔开的两个递归系统卷积(recursive systematicconvolutional，RSC)编码器的平行级联(concatenation)组成。在本发明的一个实施方式中，基于码块对在第二速率匹配之后的编码比特进行重排。如图16中所示，对于该传送块有数目为N_cb的码块在传输中。与图10相比较，被称为按码块进行比特重排的级913紧跟在比特集中级617。在级913中，码块1的系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2被集中在一起，并且以S、P₁、P₂的次序进行排列。第i个码块的系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2分别用N_t，i，sys、N_t，i，p1、N_t，i，p2表示。然后，重排后的比特进入级915，该级915被称为信道交织器级。N_t，sys、N_t，p1、N_t，p2可以分别用下列公式表示：

$N_{t,\mathrm{sys}}=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Ncb}}{\mathrm{\Σ}}}{N}_{t,i,\mathrm{sys}}---\left(1\right)$

$N_{t,p1}=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Ncb}}{\mathrm{\Σ}}}{N}_{t,i,p1}---\left(2\right)$

$N_{t,p2}=\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Ncb}}{\mathrm{\Σ}}}{N}_{t,i,p2}---\left(3\right)$

重排后的比特可以用于填充(fill up)时间-频率资源以及调制码元中的调制位置。

步骤2

第二，这些比特被写入三维空间中，如图14中所示。这些比特首先沿着频率(即，副载波)指标维填充空间。然后，它们沿着时间(即，OFDM码元)指标维填充空间。最后，它们沿着调制位置指标维填充空间。需要注意的是，其它维度次序当然也是可以的，并且被本发明涵盖。三维空间中每个位置都可以用坐标(b，t，f)表示。如果第一位位于(0，0，0)，那么第二位应当位于(0，0，1)，第三位应当位于(0，0，2)，等等。在频率维对于给定的OFDM码元指标来说已用尽之后，增大OFDM码元指标。例如，第(M-1)比特应当位于(0，0，M-1)，第M比特可以位于(0，1，0)。在频率和时间指标都用尽之后，增大调制位置指标。例如，第(MN-1)比特应当位于(0，N-1，M-1)，第MN比特应当位于(1，0，0)。应当注意的是，可能有一些资源元素被其它信道打孔(puncture)或占用，从而不可用于数据信道传输。在本发明的优选实施方式中，在图15中表示带有资源元素图的时间-频率资源。分配用于数据传输的资源元素被分组在一起形成资源元素图。该图示出了可用于数据传输的资源元素，以及被诸如参考信号、下行链路控制信道等等之类的其它信道占用的资源元素。被其它信道占用的资源元素被略过(skipped)。需要注意，该资源元素图可以针对每个调制位置被重复利用，如图15中所示。最终，容纳编码比特的空间可以如图14中的立方块那样描绘，该立方块中有其它信道占用的一些资源元素，并且这些被占用的资源元素被称为非数据资源元素。

步骤3

第三，对于每个调制位置指标和每个OFDM码元，沿着频率维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于此目的。有时，可以使用一种或多种简化的改组模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个OFDM码元和/或每个调制位置指标进行变化也可以不变。有时，由于这些OFDM码元中被其它信道打孔或使用的不同数目而造成每个OFDM码元中可用的资源元素的数目可能是不相同的。在这种情况下，可以对不同的OFDM码元使用不同大小的交织器。

步骤4

第四，对于每个调制位置指标和每个副载波，沿着时间维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于该目的。有时，可以使用一个或多种简化的改组模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个调制位置和/或每个副载波指标进行变化也可以不变。有时，由于每个副载波上被其它信道打孔或使用的不同数目而造成每个副载波指标上可用的资源元素的数目可能是不相同的。在这种情况下，可以对不同的副载波使用不同大小的交织器。

步骤5

第五，对于每个副载波和每个OFDM码元，沿着调制位置指标维交织数据比特。例如，可以使用比特翻转顺序(BRO)交织器或修整的比特翻转顺序交织器。或者任何其它交织器都可以用于该目的。有时，可以使用一个或多种简化的改组模式。例如，可以使用循环移位或预定的交织/重排/改组/交换模式。这些模式可以针对每个副载波和/或每个OFDM码元进行变化也可以不变。稍后将说明本发明中优选的模式。

信道交织器设计的一个优选实施方式由上述五个步骤中的至少一个组成。

在下面的描述中，公开了对前述步骤的实施方式和变形。需要注意，这些实施方式仅描述了整个交织过程的一个或多个中间步骤。具体来说，图示说明仅用于显示一个或多个中间步骤的效果，而可能不反映交织过程的最终结果。例如，图19示出码块的编码比特分布于时间、频率和空间域上。但是，码块的编码比特都位于所有调制码元的第一调制位置。随后的交织步骤在时间、频率和空间维中将这些编码比特进行交织，并且将在调制码元中移动这些编码比特的调制位置。

步骤1和2试图将每个码块的编码比特尽可能地多地分布在频率和时间域中，以最大化频率和时间的多样性。对于长期演进(LTE)系统，在一次传输内频率多样性通常比时间多样性更加明显(pronounced)。因此，优选的是，首先增加频率副载波指标，然后增加OFDM码元指标。当然，增加不同维的指标的不同次序也为本发明所涵盖。通常，尤其是当与实际的解码器一起实施时，前向纠错码处理分离的或随机的错误比处理突发的或邻近的错误更好。步骤3将频域中的突发错误变换为分离的错误。步骤4将时域中的错误变换为分离的错误。对于较高阶的调制，调制码元内的调制位置可以享受不同的保护。步骤5尝试将每个码块的比特随机化为或均匀分布为调制码元的不同调制位置，以使得每个码块的平均编码比特享受同一级的保护。可以改变步骤3、步骤4和步骤5的次序而不脱离本发明的构思。特定步骤还可以组合成一个步骤。例如，可以随着频率和时间指标的改变，通过跳到不同的调制位置将步骤2和步骤5简单地组合。

对步骤2、3和4有许多替换的实施方式，它们在将每个码块的编码比特分布到时间-频率域方面实现类似的效果。在本发明的一个实施方式中，可以使用某些其它时间-频率二维矩阵而非资源元素图来表示时间-频率资源。例如，可以使用这样的二维矩阵，其行数等于资源块的数目并且列数等于对每个资源块中的数据可用的资源元素的数目。假定数据传输被分配为数量为N_block的资源块，并且在每个资源块中有数量为N_DataRE个比特可用于数据传输，那么这些编码比特可以被置于L×N_block×N_DataRE空间中。优选地，首先增加块指标，然后是资源元素指标，然后是调制位置指标。如此一来，邻接的编码比特被分割为很可能经历不同信道状态的不同资源块。相同的操作也可以被描述为应用到每个调制位置上的大小为N_block×N_DataRE的行-列交织/置换，或者描述为应用到调制码元上的大小为N_block×N_DataRE的行-列交织/置换。在每个调制位置，随着块指标首先增加，编码比特被写入矩阵N_block×N_DataRE中。如果需要的话，当然也可以沿着块指标或数据资源元素(RE)指标执行交织。沿着块指标交织的目的是将编码比特的定位(location)随机化为离得很远的块。沿着数据RE指标进行交织的目的是将资源块内编码比特的定位随机化。最后，当这些比特被映射到时间-频率资源时，随着资源元素指标首先增加，这些比特被读出并布置在时间-频率资源上，以便实现行-列交织的效果。再有，注意到该操作可以应用于整个调制码元而不是应用于每个调制位置。

作为替换，为了方便步骤2、3和4的实现，可以采用一维来表示时间-频率资源。在资源元素图上为资源元素编指标。对资源元素的指标的分配可以是任意的。例如，从具有最低OFDM码元指标和最低副载波指标的资源元素开始，可以通过首先增加副载波指标、然后增加OFDM码元指标来将资源元素用尽。作为替换，可以通过首先增加OFDM码元指标、然后增加副载波指标来将资源元素用尽。在图17(a)和图17(b)中示出了一个示例。图17(b)示出用于容纳数据编码比特的时间(OFDM码元指标)-频率(副载波指标)空间，该时间-频率空间在图17(a)中被示为一维，并且该维沿着调制位置指标方向增长并且变为图17(a)中所示的二维矩阵。被如图17(b)所示数据占用的资源元素、即资源元素1-32，按照调制位置指标延伸并且变为图17(a)中所示的二维矩阵。在如图17(b)中所示的时间-频率空间被多个资源块i、j的编码比特填充之后，可以沿着资源元素维完成交织，以便将相邻的编码比特分布在时间-频率资源中。可以使用比特翻转顺序或者修整的比特翻转顺序或者其它类型的交织器。

作为替换，步骤1、2、3和4的实施可以更多地与这些步骤之前的编码过程集成。例如，HSDPA系统假定所有码块的系统位都放在一起，跟着是所有编码块的奇偶校验位1，然后跟着是所有编码块的奇偶校验位2。为了在速率匹配之后对至少一个码块的系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2进行分组，这也可以通过分别对码块执行整体速率匹配过程来实现。图18示出以码块为基础进行的速率匹配和比特集中的实施方式。每个码块，即码块1、码块2、...码块N_cb，都按顺序由比特分离器610、第一速率匹配级611、虚拟IR缓冲器613、第二速率匹配级615和比特集中级617进行处理。然后，所有重排后的比特进入级915，该级被称为信道交织器级。对于每个码块来说，这些处理过程与图10的描述中所教导的处理过程相似。因此，这里略去了详细说明。在本实施方式中，至少一个码块的编码器输出分别通过第一速率匹配级611、虚拟IR缓冲器613和第二速率匹配级615。因此，第二速率匹配的输出将会自然地具有组合在一起的码块的系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2。虽然针对多个码块的实际速率匹配过程是分别完成的，但是这些针对多个码块的速率匹配过程的参数和配置可能需要协调。当然，本发明涵盖具有简化的、修改或略过的速率匹配过程的步骤的实施方式的其它变形，只要速率匹配过程是以码块为基础完成的。例如，第一速率匹配级611、虚拟IR缓冲器613和第二速率匹配级615可以被简化并组合成一个步骤，该步骤简单选择用于每次传输的适合的编码比特。例如，如果编码器输出已经被分入系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2组中，那么比特分离级610和比特集中级617就可以不是必须的。

对于次最佳但是较简单的实施方式，可以略过步骤1。在这种情况下，每个码块的系统位、奇偶校验位1和奇偶校验位2没有组合在一起。通过在其余的交织步骤中的努力，每个码块的编码比特仍然被充分分布并且可以实现良好的性能。

可以容易地将信道交织器的前述实施方式扩展到MIMO传输的情况。假设多个层被分配给MIMO码字。该场景可以应用于长期演进(LTE)系统，例如，当SU-MIMO传输具有大于1的等级时。在这种情况下，空间维被添加到信道交织器设计中。用于编码比特的空间可以描述为时间、频率、空间和调制位置的四维空间。为了说明允许我们进行形象化表示的三维空间中的想法，时间-频率空间被简化为一维资源元素，如图17所示。因此，用于编码比特的空间可以表示为资源元素、空间和调制位置的三维空间，如图19所示。图19示出了将每个码块的编码比特分布在时间、频率和空间域上。交织器将首先沿空间维、然后沿资源元素维分配每个码块的编码比特，以确保码块集中了时间、频率和空间上的最大多样性。资源元素指标指的是资源元素维，空间指标指的是空间维，调制位置指标指的是调制位置维。如果发送了多个码块，那么每个码字内的码块都应当分布在时间、频率和空间域上。在图19中，编码比特1、2、3、...、16属于一个码块，而编码比特1’、2’、3’、...16’属于另一个码块。

在本发明的另一个实施方式中，前述实施方式被扩展到具有对于不同资源元素的空间维不同的MIMO传输。

在一个MIMO系统中，对于不同频率资源元素，等级(空间维的数量或层数)可能是不同的。前述实施方式也可以被扩展到对不同资源有不同调制阶的传输。例如，如果两个资源块具有差异很大的CQI，那么发射机就可以对这两个资源块使用不同的调制阶。在这种情况下，将每个码块的编码比特尽可能地分布在时间、频率、空间和调制位置上的设计目标仍然适用。需要实施特殊的处理，以便处理对不同的时间-频率资源、空间维不同或调制阶不同的情况。例如，类似于资源元素图，可以构造一张包括空间维和调制位置维的图。不可用的层或调制位置将被略过。图20示出将编码比特写为具有不同层和不同调制阶的资源的示例。在图20中，示出了不同的调制阶，诸如QPSK、16-QAM和64-QAM，对资源元素指标0、1、2、3、10、11、12、13、14和15为等级2，对资源元素指标4、5、6、7、8和9为等级1。在本例中，两个码块仍然试图首先分布在空间维上，当空间维收缩(collapse)为1时，如在资源元素4、5、6、7、8、9中，这两个码块将全都被设置到空间维上的同一层。但是，每个码块将仍然分布在时间和频率维中(未在图20中示出，因为时间和频率维被示为一维的资源元素)。在所有编码比特被映射到资源元素中之后，可以执行其它交织过程，诸如行-列交织、调制位置交织，以便进一步将编码比特的位置随机化。

在图21中还示出了当对于不同的资源使用不同调制阶时的信道交织器的图示。图21示出了对于资源具有不同调制阶的信道交织器。在这种情况下，资源块A使用16-QAM而资源块B使用64-QAM。编码比特填充由对于每个资源元素(略过那些由其它信道占用的资源元素)的时间、频率和可用调制位置所定义的空间。总而言之，前述的交织步骤和实施方式适用于这种情况。

在本发明的另一个实施方式中，在将编码比特和由这些编码比特组成的调制码元映射到资源元素和空间维时，给出了系统位优先级。图22示出了在具有不同空间维的资源上分布编码比特的示例。例如，如图22中所示，对于资源元素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15，等级(空间维的数量或层数)是2；对于资源元素4、5、6、7、8、9，等级是1。在本例中，相同的调制阶被应用于所有资源和所有层，并且调制阶为16-QAM。由于MIMO层之间的干扰，资源元素4、5、6、7、8、9上的CQI(信道质量指示符)常常高于资源元素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15上每一层的CQI。在这种情况下，通过对系统位赋予将其布置在那些层数较小的资源元素的优先级，来给予系统位较多的保护。另一方面，奇偶校验位被赋予将其布置在那些层数较大的资源元素上的优先级。在图22中所示的示例中，所有系统位，即S₀、S₁、S₂、S₃、S₄、S₆、S₇、S₈、S₉，被布置在资源元素指标4、5、6、7、8、9上，而所有奇偶校验位，即P_0，0、P_1，1、P_0，2、P_1，3、P_1，0、P_0，1、P_1，2、P_0，3、P_0，4、P_1，5、P_0，6、P_1，7、P_0，8、P_1，9、P_1，4、P_0，5、P_1，6、P_0，7、P_1，8、P_0，9，被布置在资源元素0、1、2、3、10、11、12、13、14、15上。

也可以通过沿调制位置维定义多个区来实现对系统位的优先级排序。例如，对于表2中定义的以及图12中的64-QAM，定义了两个区，即包含用于系统位的b0、b1、b2、b3的第一区以及包含用于奇偶校验位的b4、b5的第二区。在第一区中将系统位按优先级排序，同时在第二区中将奇偶校验位按优先级排序。在某些情况下，例如，当没有足够的系统位来填充第一区时，第一区可以包含一些奇偶校验位。类似地，在某些情况下，例如，当没有足够的奇偶校验位来填充第二区时，第二区可以包含一些系统位。可以在这两个区中分别执行所有上述实施方式、交织步骤。因为调制位置被分为两个区，所以需要对这两个区分别执行沿调制位置的交织/置换。换句话说，区{b0，b1，b2，b3}像其是16-QAM调制一样被置换，而{b4，b5}像其是QPSK调制一样被置换。再有，还可以有该思路的变形。例如，替代定义两个区，可以分别对系统位和奇偶校验位定义两个开始点和方向。系统位以具有最强保护的调制位置处开始并且向具有较弱保护的调制位置移动，而奇偶校验位以具有最弱保护的调制位置处开始并且向具有较强保护的调制位置移动。

在本发明的另一个实施方式中，每个码块的编码比特被尽可能均匀地分配在不同调制位置上。有各种方法来实现该目标。一种方法是列举所有调制位置的置换模式。在表3中示出用于QPSK和16-QAM的调制位置的置换模式。通过将不同的置换模式分配给不同的调制码元，在码块中改变编码比特的调制位置。如此一来，每个码块的编码比特被大致均匀地分布在所有调制位置。因此，没有特别好或特别不好的码块。沿调制位置的交织或置换的另一个好处是，减轻由I-Q不平衡引起的问题。如果在I分支(branch)和Q分支上的SNR不同，那么交织或置换就能够确保每个码块的编码比特横跨在I分支和Q分支上分布。

调制	调制位置置换
		QPSK	01，10
16-QAM	0123，0132，0213，0231，0312，0321，1023，1032，1230，1203，

1302，1320，2013，2031，2103，2130，2301，2310，3012，3021，3102，3120，3201，3210

表3

明显地，可以选择置换模式的子集。例如，一种带有其循环移位版本的种子置换模式可以用作模式的一个子集。在表4中示出了QPSK、16-QAM和64-QAM的几个示例。在表4中，自然排序模式被用作种子模式。置换模式的子集由该种子模式循环移位而生成。这些置换模式可以应用于不同资源元素上的调制码元。这些模式子集可以每个资源元素一变或者每几个资源元素一变。如此一来，每个码块的编码比特可以被移到不同调制码元的不同调制位置上。因此，每个码块都将得到大致相等的调制保护。该技术也可以应用于HARQ的重传。应用的一个示例是改变相同调制码元在传输之间的置换模式。这可以通过使用相同种子置换模式的不同循环移位或者在重传中使用不同的种子置换模式来实现。

调制	种子置换模式	种子置换模式的循环移位
			QPSK	01	01，10
16-QAM	0123	0123，1230，2301，3012
			64-QAM	012345	012345，123450，234501，345012，450123501234

表4

当然，对置换模式的子集的选择可以是多种多样的并且依赖于其它设计目标。例如，在所选定的子集中不是所有的循环移位都需要的。可以选择对多个种子置换模式的循环移位。在本发明的一个优选实施方式中，在表5中列出QPSK、16-QAM(如图11中所示)、64-QAM(如图12中所示)的优选种子。由于相对较高阶的调制，某些位置上的保护级是相等的，而其它位置上的保护级是不同的。对于如图11所示的16-QAM的星座和如图12中所示的64-QAM的星座，b0和b1接收最强的保护，b2和b3接收次之的保护，而b4和b5(在64-QAM的情况下)接收最弱的保护。根据表5，0213及其循环移位版本用于16-QAM，而042153及其循环移位版本用于64-QAM。另一个优选的16-QAM的种子置换是0312(未在表5中示出)。其它优选的64-QAM的种子置换是024135、052143、043152、053142、025134、034125、035124(未在表5中示出)。优选的种子置换模式可以随着16-QAM或64-QAM的星座设计改变而变化。

调制	优选种子置换模式	种子置换模式的循环移位
			QPSK	01	01，10
16-QAM	0213	0213，2130，1302，3021
			64-QAM	042153	042153，421530，215304，153042，530421，304215

表5

图23示出了得到64-QAM的优选置换模式的一般方法。调制位置被布置为具有在圆周的直径两端处相同的保护级，并且调制位置被布置为具有在沿圆周不同角度处不同的保护级。例如，b0和b1的调制位置被布置为具有在圆周的直径A-A’的两端处最强的保护，如图23中所示，b2和b3的调制位置被布置为具有在圆的直径B-B’的两端处较弱的保护，而b4和b5的调制位置被布置为具有在圆周的直径C-C’两端处最弱的保护。不同的优选种子置换模式及其循环移位可以通过沿着圆周从任何位置开始并且通过顺时针或者逆时针前进读取位置来获得。按照这种方式，实现了具有相同保护级的调制位置的最大分离。该方法也可应用于其它调制阶。如表5中所示，64-QAM的优选种子为042153。根据图23，当从点A’开始并且以沿圆周逆时针计数时，实现b0b4b2b1b5b3。因此，64-QAM的优选种子是042153。通过相同的方法，所有优选的置换模式对于64-QAM都可以实现。虽然通过这样的方式生成种子置换模式，并且它们的循环移位是优选的，但是本发明当然涵盖通过任何模式或以任何方法在资源元素上和/或重传中的调制位置交织、置换、改组、交换、重排的应用。

在本发明的另一个实施方式中，提出迭代操作用于接收在调制码元内多路复用在一起的多个码块。利用前述的信道交织器设计，不同码块的编码比特被多路复用在相同的调制码元中。图24示出了对相同调制码元内多路复用的多个码块进行解码的迭代接收机。这里，提出迭代操作以便提高接收机性能。在图24中示出了该操作的图示。在由接收机前端以及诸如FFT、信道估计、均衡等等的一些基带处理级690处理之后，通过解调器692对调制码元进行解调而得到编码比特的软值(soft value)。然后，这些软值被解交织器694解交织并且被送入解码器696。有多个码块。解码器696尝试解码码块中的一个或多个或所有的。在解码操作中也可以并行处理。在解码操作之后，一些码块可能被成功解码而另一些则没有。在这种情况下，那些经解码的码块中的码块被重建。因为这些块的编码比特与那些未成功解码的码块的编码比特被多路复用在相同的调制码元中，所以这些编码比特的信息被用于协助检测尚未成功解码的编码块。经成功解码的码块被反馈到编码器698，然后馈送到交织器699。因此，这些成功解码的码块的信息用于协助检测尚未成功解码的编码块。

图25示出了提高传输的检测性能的简化星座的示例。例如，在图25的子图(a)中示出了16-QAM星座b3b2b1b0。假设b3属于码块1，假设b2和b1属于码块2，假设b0属于码块3。如果码块2被成功解码，则获知b2和b1的值。如果b2＝0并且b1＝1，则星座被简化，如图25中所示。在这种情况下，基于简化星座的b3和b0的解调可以得到改进的性能。

在本发明的另一个实施方式中，可以在没有正确解码和重新编码某些码块的情况下执行迭代操作。作为替代，编码比特和信息位的可靠性可以用于经过(pass through)迭代，以提高检测性能。可靠性的一种表示法被称为外部信息(extrinsic information)，其是关于迭代循环内在多个处理块之间经过(pass)的每个位的新的似然信息(likelihood information)。在图26中示出了一个示例。图26示出了在相同调制码元中对多路复用的多个码块进行解码的可替换迭代接收机。因为图26几乎与图24相同，所以略去详细说明而只描述区别。外部信息在解调器692与解码器696之间传送。二者各自从另一方获得外部信息，作为计算每个位的似然性的先验信息，并且生成新一轮的外部信息。对于一次成功解码来说，随着迭代的进行，位的似然性将提高并且最终导致解码成功。

在长期演进(LTE)系统中，在图27中示出了下行链路子帧结构。

如图27中所示，每个子帧包含两个时隙，每个时隙包含时域中的七个OFDM码元(即，OFDM码元0-6)。控制信道信号位于子帧中前两个或前三个OFDM码元中。在这种情况下，控制信道信号位于前两个OFDM码元中。参考信号位于OFDM码元0、4、7和11处。为了简便起见，将只讨论第一发射天线的参考信号。在频域中，数据可以用多个资源块表示，如资源块i和j。本发明的思想当然可以扩展到具有多个发射天线和多个参考信号的系统。为了保持良好的信道估计性能，通常使用下行链路参考信号的内插或平均。例如，如图27中所示，可以使用将参考信号内插到资源元素A、B、C和D处，以得到具有改进性能的、对资源元素S的信道估计。但是，这也意味着资源元素S中调制码元的解调需要一直等到资源元素C和D中的参考信号被接收到。换句话说，如果资源元素S的解调发生在包含资源元素C和D的OFDM码元11之前，那么资源元素S的信道估计性能可能会受到负面影响。

在本发明中，还提出了通过多个编码分组中的信息位或奇偶校验位实现对传输的快速解码的方法和装置。

仅通过示出包括被视为实施最佳实施方式在内的许多特定实施方式和实现，本发明的方面、特征和优点将从下面的详细描述中变得较清楚。本发明还能够实现其它和不同的实施方式，并且本发明的一些细节可以修改为各种明显的方面，所有这些都不脱离本发明的精神和范围。因此，附图和描述应当被视为本质上是说明性而非限制性的。在附图的图中，通过示例而非限制条件的方式来说明本发明。在下面的图示中，使用长期演进(LTE)系统中的下行链路数据信道作为示例。但是，这里示出的技术当然可以用于长期演进(LTE)系统中的上行链路信道、长期演进(LTE)系统中下行链路或上行链路中的控制信道、以及其它可应用的系统中的其它数据信道、控制信道或其它信道中。

当传输多个码块时，用具有最差性能的码块表示数据传输性能。需要仔细设计信道交织器，包括从不同码块的编码比特映射到调制码元，以及从调制码元映射到时间、频率和空间资源上，以确保每个码块得到大致相同的保护级。当传输多个码块时，最好是允许接收机开始一些码块的解码并且同时接收机还对其它码块的调制码元进行解调。在长期演进(LTE)系统中，这提出了一个挑战，因为如果在解调和解码时没有足够的参考信号，那么信道估计性能将会受到影响。在本发明中，提出了实现多个码块的快速解码的技术同时保持良好的信道估计性能。

在OFDMA系统中，例如，长期演进(LTE)系统中，通常在子帧中有多个OFDM码元。在长期演进(LTE)系统中，参考信号存在于被称为参考信号OFDM码元的若干OFDM码元中，而在其它OFDM码元中则没有。

在本发明的一个实施方式中，子帧中的多个OFDM码元通过位于参考信号OFDM码元、或者参考信号OFDM码元紧前或紧后的那些OFDM码元中的至少两个组之间的边界被分为若干组。每个组包含将运送至少一个码块的编码比特的资源元素。每个组中的资源元素在时域中是邻近的或者彼此接近。接收机可以在接收到每个组中的所有资源元素之后开始对至少一个码块进行解码。

图28(a)示出了在根据本发明的一个实施方式构造的子帧中分组多个OFDM码元的配置的一个示例。

如图28(a)中所示，控制信道信号位于子帧中前两个或前三个OFDM码元中。在这种情况下，控制信道信号位于前两个OFDM码元中。组1被定义为可用于数据信道的OFDM码元2、3和4中的一组资源元素；组2被定义为可用于数据信道的OFDM码元5、6和7中的一组资源元素；组3被定义为可用于数据信道的OFDM码元8、9和10中的一组资源元素；组4被定义为可用于数据信道的OFDM码元11、12和13中的一组资源元素。OFDM码元4包含下行链路参考信号；组1和组2之间的边界位于OFDM码元4和5之间。OFDM码元11包含下行链路参考信号；组3和组4之间的边界位于OFDM码元10和11之间。因为边界总是在参考信号所处的地方或者接近参考信号所处的地方，所以接收机能够在接收到一个组之后紧接着就开始对该组内所运送的码块进行解码，或者等待一个另外的OFDM码元，而不牺牲信道估计性能。接收机能够利用最新可用的参考信号，用于对一个组内运送的码块进行解调和解码。例如，有8个码块，两个码块的编码比特可以放入每个组。例如，码块1和2的编码比特包含在组1中。在接收机接收到OFDM码元2、3、4之后，因为组1中的所有资源元素都包含在这些OFDM码元中，所以接收机已经接收到用于码块1和2的所有编码比特。因此，接收机能够开始这两个码块的解码。通过这样的方式，接收机不必要一直等到子帧结束(OFDM码元13之后)才开始解码。该设计为接收机设计在硬件复杂度和功耗方面带来了一些好处。

图28(b)是示出适合于实践本发明的一个实施方式的原则的、通过分离具有编码比特的资源元素来发送数据信号的方法的流程图。图28(c)是示出在接收机端接收和解码具有编码比特的分组资源元素的方法的流程图。在图28(b)中，数据比特在步骤911中被调制，然后在步骤912中被从串行转换为并行。然后，数据在步骤915处由IFFT方法进行变换，然后在步骤916处从并行处理为串行。然后，在步骤917中，不同码块中的数据被映射到被分为不同组的资源元素。最后，具有一个或多个发射天线的发射前端发射包括一组或多组资源元素的OFDM码元。在图28(c)中，在步骤951处，通过接收前端处理，接收机开始接收包括一组资源元素的OFDM码元。然后，接收到的OFDM码元在步骤952处由串行到并行级处理，在步骤953处由FFT方法处理。该组资源元素在步骤956处由并行到串行处理处理并且最终在步骤957处被解调。然后，接收机在步骤958处将一个组内的资源元素的编码比特进行解码。随着接收机继续接收OFDM码元，能够接收并处理后续的资源元素组。

图29示出适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在子帧中分组多个OFDM码元的配置的另一个示例。在本示例中，定义了两个组。控制信道信号位于子帧中前两个或前三个OFDM码元中。组1包括OFDM码元2、3、4、5、6、7中的资源元素，而组2包括OFDM码元8、9、10、11、12、13中的资源元素。子帧中的OFDM码元2-13通过位于OFDM码元7和8处的两个组之间的边界被分为两组。需要注意的是，OFDM码元7运送参考信号。在不同情况下，诸如但不局限于不同的UE、不同的子帧、不同的服务质量等等，可以使用对这些组的不同配置，而不脱离本发明的精神。

图30示出适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、在子帧中分组多个OFDM码元的配置的另一个示例。在本示例中，虽然每个组包括邻近OFDM码元的资源元素，但是一些OFDM码元，例如OFDM码元5、8和11，可以包含多个组。而且，需要注意的是，组之间的边界都位于运送参考信号的OFDM码元或在运送参考信号的OFDM码元紧前或紧后的OFDM码元中。该设计允许比基于分组的OFDM码元更加灵活的组定义，同时保持在没有信道估计性能损失的情况下允许快速解码的好处。

在本发明另一个实施方式中，基于码块而非资源元素来定义组。图32示出适合于实践本发明的另一个实施方式的原则的、分组码块的配置的示例。每个组包含至少一个码块的编码比特并且可以包含多个码块。例如，码块1和2可以组成为第一组，码块3和4可以组成为第二组，码块5和6可以组成为第三组，码块7和8可以组成为第四组。第一组布置在前几个OFDM码元中，第二组布置在接下来的几个OFDM码元中，等等。通过这样的方式，允许一些码块的快速解码而无需等到子帧的结束。

利用前述实施方式中定义的组，要么基于资源元素要么基于码块，可以定义每个组内其余的信道交织操作。信道交织器可以是非常通用的。例如，信道交织器可以将一个组内的每个码块的编码比特分布到该组中尽可能多的资源元素中。信道交织器可以将一组内的每个码块的编码比特尽可能均匀地分布到不同的调制位置。信道交织器可以试图确保一个组内的每个调制码元都包含来自多个码块的编码比特，以便使得调制码元上的突发错误分布在这些码元上。

可以将信道交织器设计的前述实施方式扩展到MIMO传输的情况。假定多个层被分配到一个MIMO码字。该场景可能发生在长期演进(LTE)系统中，例如，当SU-MIMO传输的等级大于1时。在这种情况下，可以将空间维添加到组的定义中。多输入多输出(MIMO)码字代表传送块。多输入多输出(MIMO)处理器生成用于多输入多输出(MIMO)码字的多个码块中至少一个的软比特(soft bit)。

图31示出适合于实践本发明的原则的、利用或者不利用分组循环延迟分集(CDC)的连续干扰消除的并行处理的示例。

如图31中所示，在一个子帧内定义了四个组；组1可以被定义为OFDM码元2、3和4中的一组资源元素，包括那些资源元素上的多个MIMO层或MIMO流；组2可以被定义为OFDM码元5、6和7中的一组资源元素，包括那些资源元素上的多个MIMO层或MIMO流；等等。

如图31的子图(a)中所示，在每个组中都有两个层；每个组内有两个层或流；每个MIMO层或MIMO流中有四个组。在多码字MIMO传输中，每个层可以集成相应的MIMO码字(CW)，也即CW1和CW2，而每个CW运送多个码块和一个24比特的CRC，如图31的子图(b)中所示。对于每个MIMO码字来说，该CRC被应用于整个MIMO码字(具有多个码块的传送块)，即，属于该MIMO码字的组1、2、3和4中的所有码块。因此，通过组定义，可以在组1中的调制码元的解调之后立即开始解码MIMO CW1中的码块。如此一来，使较晚组的解调与较早组的解码并行。此外，借助于该CRC，通过连续干扰消除来消除CW1对CW2的干扰。

此外，可以显著增强并行处理能力。在本发明的另一个实施方式中，CRC被添加到一个组内的码字的一个或多个码块。在图31的子图(c)中示出一个示例：一个CRC可以附到每个组上。通过组定义中，可以在组1的解调之后立即开始CW1中码块的解码。如此一来，使较晚组的解调与早前组的解码并行。利用每个组CRC，可以消除组1中CW1对CW2的干扰，并且可以在解码组1中CW1的那些码块之后立即开始解码组1中CW2的码块。如此一来，CW1中较晚组的解调、CW1中较早组的解码、连续干扰消除、CW2中较晚组的解调、CW2中较早组的解码全都可以用某种方法并行处理。

当然，CRC可以被分别添加到MIMO码字CW1和CW2的组中。在该情况下，即使在迭代接收机的情况下它也能够实现并行处理。换句话说，当迭代接收机用于解码CW1和CW2时，用于组1的迭代接收机用于解码组1中CW1的码块，以及解码组1中CW2的码块。在这种情况下，即使是迭代接收机也能够在组之间并行化。

当然，可以获得许多变形和接收机结构。例如，跨越这两层的组的定义不需要精确同步。这可能引起在处理上的延迟或者某些性能变差，但是可以允许在组定义上更加灵活。甚至每一层内的组的数量都可以是不同的。

Claims (24)

1.一种发射机，包括：

第一循环冗余校验(CRC)计算器，其生成传送块的第一循环冗余校验(CRC)；

第一分离器，其将数据的传送块分割为多个码块；

第二循环冗余校验(CRC)计算器，其生成用于所述多个码块中至少一个码块的第二循环冗余校验(CRC)，并且将第二循环冗余校验(CRC)附到所述多个码块中的至少一个码块上；

编码器，其将所述多个码块的数据比特进行编码；

调制器，其将编码数据比特调制成多个调制码元；

识别器，其将多个正交频分复用(OFDM)码元的多个资源元素识别为多个组，该多个组中的每一个都包含多个资源元素，这些多个资源元素运送来自所述多个码块中至少一个码块的调制码元；

时间-频率变换器，其通过快速傅立叶逆变换(IFFT)方法将所述资源元素的多个组变换为时域信号；

RF放大器，其使能所述时域信号的发射。

2.如权利要求1所述的发射机，其中，所述多个组中至少一个组的资源元素位于邻近的正交频分复用(OFDM)码元中。

3.如权利要求2所述的发射机，其中，所述多个组中两个组之间的边界中的至少一个位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元处，或者位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元紧前或紧后的正交频分复用(OFDM)码元处。

4.如权利要求1所述的发射机，还包括信道交织器，其确保所述多个组中的每一个组内的每一个调制码元都包含来自多个码块的编码比特并且执行所述多个组中的每一个组内的信道交织操作，该信道交织器选自于以下其中之一：

将所述多个组中每一个组内的每个码块的编码比特分布到所述多个组中每个组内的预定最大数量的资源元素；以及

将所述多个组中每个组内的每个码块的编码比特分布到所述多个组中每个组内的调制码元的不同调制位置。

5.如权利要求1所述的发射机，其中，所述第一分离器将所述多个传送块中的每一个分割为多个码块，而所述识别器将所述多个资源元素识别为用于多输入多输出(MIMO)传输系统的多个多输入多输出(MIMO)码字的多个组，并且其中，每个多输入多输出(MIMO)码字被分配用于至少一个多输入多输出(MIMO)层。

6.如权利要求5所述的发射机，其中，不同的多输入多输出(MIMO)层被定义用于所述多个组中的至少两个组，并且不同的多输入多输出(MIMO)码字被布置用于不同层中的所述多个组中的至少两个组。

7.如权利要求5所述的发射机，其中，每个多输入多输出(MIMO)码字运送多个码块，并且一个循环冗余校验(CRC)被应用于每个多输入多输出(MIMO)码字。

8.如权利要求1所述的发射机，还包括：

在所述时间-频率变换器通过快速傅立叶逆变换(IFFT)方法将所述资源元素的多个组变换为时域信号之前，多输入多输出(MIMO)处理器经由多个发射天线使能所述多个组的传输。

9.一种接收机，包括：

多个级，其被调谐为接收包含编码比特的资源元素的多个组；

解码器，其生成解码的数据比特，当接收到所述资源元素的多个组中的每个组时，该解码器对被分割为包含多个资源元素的多个组中的每一个的多个正交频分复用(OFDM)码元的资源元素进行解码，该多个资源元素包括来自至少一个码块的编码数据比特；

第一循环冗余检验(CRC)计算器，其对附在至少一个码块的数据比特上的第一循环冗余校验(CRC)进行计算；

第二循环冗余检验(CRC)计算器，其对附在解码的数据比特的传送块的第二循环冗余校验(CRC)进行计算；和

集中器，其将所述多个组的解码数据比特集中以形成解码数据比特的传送块。

10.如权利要求9所述的接收机，其中，所述多个组的至少一个组的资源元素位于邻近的正交频分复用(OFDM)码元中。

11.如权利要求10所述的接收机，其中，所述多个组中两个组之间的边界中的至少一个位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元处，或者位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元紧前或紧后的正交频分复用(OFDM)码元处。

12.如权利要求9所述的接收机，还包括：

离散傅立叶变换单元，其在所述解码器生成解码数据比特之前，将接收到的时域信号变换为资源元素上的调制码元；和

解调器，其将资源元素上变换后的调制码元解调为由所述解码器待解码的软编码比特。

13.如权利要求10所述的接收机，其中，多个正交频分复用(OFDM)码元的资源元素被分割为用于多个多输入多输出(MIMO)码字中至少一个的多个组。

14.一种用于发射数据比特的方法，包括步骤：

生成多个传送块的第一循环冗余校验(CRC)并且将第一循环冗余校验(CRC)附到所述多个传送块中的至少一个传送块上；

将数据的传送块分割为多个码块；

生成用于所述多个码块中至少一个码块的第二循环冗余校验(CRC)，并且将第二循环冗余校验(CRC)附到所述多个码块中的至少一个码块上；

对传送块的多个码块的数据比特进行编码；

将多个正交频分复用(OFDM)码元的多个资源元素识别为多个组，该多个组中的每一个都包含多个资源元素，该多个资源元素包括来自至少一个码块的编码数据比特；

发射包含编码数据比特的资源元素的多个组。

15.如权利要求14所述的方法，其中，所述多个组中至少一个组的资源元素位于邻近的正交频分复用(OFDM)码元中。

16.如权利要求15所述的方法，其中，所述多个组中两个组之间的边界中的至少一个位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元处，或者位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元紧前或紧后的正交频分复用(OFDM)码元处。

17.如权利要求14所述的方法，还包括步骤：定义信道交织器，其确保所述多个组中的每一个组内的每一个调制码元都包含来自多个码块的编码比特，该信道交织器选自于以下其中之一：

将所述多个组中每一个组内的每个码块的编码比特分布到所述多个组中每个组内的预定最大数量的资源元素；以及

将所述多个组中每个组内的多个码块中每个码块的编码比特分布到不同调制位置。

18.如权利要求14所述的方法，其中，所述多个传送块中的每一个被分割为多个码块，所述多个资源元素被分割为用于多输入多输出(MIMO)传输系统的多个多输入多输出(MIMO)码字的多个组，其中，每个多输入多输出(MIMO)码字被分配用于至少一个多输入多输出(MIMO)层。

19.如权利要求18所述的方法，其中，不同的多输入多输出(MIMO)层被定义用于所述多个组中的至少两个组，并且不同的多输入多输出(MIMO)码字被布置用于所述多个组中的至少两个组。

20.如权利要求18所述的方法，其中，每个多输入多输出(MIMO)码字运送多个码块，并且一个循环冗余校验(CRC)被应用于每个多输入多输出(MIMO)码字。

21.一种用于接收编码数据比特的方法，包括步骤：

对于多个顺序出现的传送块中的每一个，接收资源元素的多个组，其中，每个组都包括来自至少一个码块的编码数据比特；

对附在至少一个码块的数据比特上的第一循环冗余校验(CRC)进行计算；

对附在解码的数据比特的传送块的第二循环冗余校验(CRC)进行计算；以及

对于多个顺序出现的传送块中的每一个，当接收到所述资源元素的多个组中的每个组时，对通过两个组之间的边界被分为多个组的多个正交频分复用(OFDM)码元的资源元素进行解码，两个组之间的边界中的至少一个位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元处，或者位于运送参考信号的正交频分复用(OFDM)码元紧前或紧后的正交频分复用(OFDM)码元处，并且所述多个组中的每个组都包含多个资源元素，该多个资源元素包括运送来自至少一个码块的编码数据比特。

22.如权利要求21所述的方法，其中，不同的多输入多输出(MIMO)层被定义用于所述多个组中的至少两个组，并且不同的MIMO码字被布置用于所述多个组中的至少两个组。

23.如权利要求21所述的方法，其中，每个多输入多输出(MIMO)码字运送多个码块，并且一个循环冗余校验(CRC)被应用于每个多输入多输出(MIMO)码字。

24.如权利要求21所述的方法，还包括：

在接收到所述资源元素的多个组中每个组时进行解码之前，通过离散傅立叶变换方法将接收到的时域信号变换为资源元素上的调制码元；以及

对通过离散傅立叶变换方法得到的变换后的调制码元进行解调。

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