DE10228809B4

DE10228809B4 - Einrichtung und Verfahren zum Senden und Empfangen von Daten in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem

Info

Publication number: DE10228809B4
Application number: DE10228809.7A
Authority: DE
Inventors: Noh-Sun Kim; Yong-Suk Moon; Hun-Kee Kim; Jae-Seung Yoon
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2001-06-27
Filing date: 2002-06-27
Publication date: 2016-12-08
Anticipated expiration: 2022-06-28
Also published as: US7496079B2; GB0214753D0; FR2826807B1; JP2003101520A; DE10228809A1; US20030007476A1; GB2378870B; CN1395387A; GB2378870A; KR20030001188A; CN100393011C; JP3701263B2; FR2826807A1; KR100450968B1

Abstract

Verfahren zum erneuten Senden von k × N kodierten Bits in einem Mobilkommunikationssystem mit Codeunterteilungsmehrfachzugriff (”CDMA”), das einen Kodierer (410) zur Erzeugung eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits nach Empfang eines Datenbitstroms aufweist, und einen Modulator (404) höherer Ordnung zum Modulieren k × N kodierter Bits in dem kodierten Bitstrom in N Symbole, die jeweils aus k Bits bestehen, wobei jedes Symbol ein festes Verlässlichkeitsmuster aufweist, welches die Verlässlichkeit seiner Bits durch deren Bitposition innerhalb des Symbols angibt, wobei das Verfahren umfaßt: zyklisches Verschieben, durch einen zwischen dem Kodierer (410) und dem Modulator (404) angeordneten Schieber (410), der k × N kodierten Bits einer Bitsequenz um eine vorbestimmte Anzahl an Bits bei jeder Anforderung einer erneuten Sendung der aus k × N kodierten Bits bestehenden Bitsequenz; aufeinanderfolgendes Abbilden, durch den Modulator (404), der zyklisch verschobenen k × N kodierten Bits auf Bitpositionen von Symbolen für die erneute Sendung.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein eine Einrichtung und ein Verfahren zum Senden und Empfangen von Daten in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem, und insbesondere eine Datensende/Empfangseinrichtung und ein entsprechendes Verfahren zur Einstellung der Verläßlichkeiten von Datenbits, die vor dem Senden auf ein moduliertes Symbol abgebildet werden.
In einem Kommunikationssystem werden Sendesignale unvermeidlich mit gewissen Arten von Verzerrungen und Rauschen gemischt. Ein Mobilkommunikationssystem, das Signale über ein Drahtlosnetzwerk sendet und empfängt, ist erheblich empfindlicher für die Verzerrungen und das Rauschen als ein verdrahtetes Kommunikationssystem.
Aus diesem Grund wurden verschiedene Verfahren vorgeschlagen, den Einfluß der Verzerrungen und des Rauschens auf das Mobilkommunikationssystem zu verringern. Um beispielsweise eine Bitfehlerrate von 10^–2 auf 10^–3 in einer Umgebung mit additivem weißem Gauss'schem Rauschen (”AWGN”) unter Verwendung des typischen Modulationsverfahrens und des typischen Kodierverfahrens zu verringern, ist ein niedriges Signal-Rauschverhältnis (”SNR”) von etwa 1 dB bis 2 dB erforderlich. Andererseits ist es erforderlich, um dieselben Ergebnisse in einer Mehrweg-Fadingumgebung zu erzielen, das SNR auf etwa 10 dB zu erhöhen. Allerdings kann ein Verfahren, bei welchem die Sendeleistung erhöht wird, um das SNR zur Verringerung der Bitfehlerrate zu erhöhen, in unerwünschter Weise die Leistung des Gesamtsystems beeinträchtigen. Daher ist ein Verfahren zur wirksamen Verringerung oder Ausschaltung des Einflusses von Fading, also des Einflusses von Verzerrungen oder Rauschen, ohne zusätzliche Leistung oder einen Verlust an Bandbreite sowohl in einer Benutzerumgebung (”UE”) als auch in einem Knoten B für das Mobilkommunikationssystem sehr wichtig. Eines der wirksamen Verfahren, die hierfür eingesetzt werden, ist eine Kanal-Interleave-Technik, kombiniert mit einer Fehlersteuerkodiertechnik.
Die Interleave-Technik führt eine Verschachtelung von Sendebits vor dem Senden durch, um einen Anteil an Datenbits, die beschädigt sein können, auf mehrere Orte zu verteilen, anstatt den Abschnitt auf einen einzelnen Ort zu konzentrieren. Die Interleave-Technik verhindert daher einen Burstfehler dadurch, dass sie zuläßt, dass benachbarte Bits statistisch durch Fading beeinflußt werden.
Codes, die für die Fehlersteuerkodiertechnik eingesetzt werden, sind unterteilt in einen speicherlosen Code und einen Speichercode. Der speicherlose Code enthält einen linearen Blockcode, wogegen der Speichercode einen Faltungscode und einen Turbocode umfaßt. Weiterhin wird ein Bauteil zur Durchführung der Kodierung mit der Fehlersteuerkodiertechnik als ”Kanalkodierer” bezeichnet.
Ein zukünftiges Mobilkommunikationssystem erfordert das verläßliche Senden von Hochgeschwindigkeits-Multimediadaten, und daher wird eine leistungsfähigere Kanalkodiertechnik benötigt. Eine Kanalkodiertechnik, die den Turbocode verwendet, zeigt eine Leistung am nächsten an der Shannon-Grenze, in Bezug auf die Bitfehlerrate (”BER”), selbst bei niedrigem SNR. Ein Ausgangssignal eines Kanalkodierers, der den Turbocode verwendet, kann in systematische Bits und Paritätsbits unterteilt werden. Hierbei betreffen die ”systematischen Bits” tatsächliche Informationssignale, die gesendet werden sollen, wogegen die ”Paritätsbits” Signale betreffen, die einen Empfänger bei der Korrektur eines möglichen Sendefehlers unterstützen können. Selbst die Fehlersteuerkodiersignale können nicht einen möglichen Burstfehler überwinden, der in den systematischen Bits oder den Paritätsbits auftritt. Ein derartiger Effekt tritt häufig auf, während die Daten durch einen Kanal mit Fading hindurchgehen. Die Verschachtelung ist eine der Techniken zur Verhinderung dieses Effekts. Diese Interleaving-Technik verhindert die Erzeugung des Burstfehlers, was zur Verbesserung des Kanalkodiereffekts beiträgt.
Die verschachtelten Signale werden symbolweise in einem digitalen Modulator abgebildet. Hierbei führt eine Erhöhung der Größenordnung des Modulators zu einer Erhöhung der Anzahl an Bits, die in einem Symbol enthalten sind. Insbesondere im Falle einer Modulationstechnik hoher Ordnung einer mehr als achtfachen Phasenverschiebungsaustastung (”8PSK”) enthält ein Symbol drei oder mehr Informationsbits, und können die Bits entsprechend ihren Verläßlichkeiten klassifiziert werden. In Bezug auf die Verläßlichkeit wird in einem Vorgang der Modulation eines Symbols durch den Sender jenes Symbol, welches zwei Bits in einem Makrobereich ausdrückt, etwa den linken/rechten Quadranten oder den oberen/untere Quadranten auf der X/Y-Achse, wie in den 1 und 2 gezeigt, so bezeichnet, das es eine ”höhere Verläßlichkeit” aufweist, und wird das Symbol, das zwei Bits in einem Mikrobereich ausdrückt, so bezeichnet, dass es eine ”niedrigere Verläßlichkeit” aufweist.
1 erläutert ein Signalkonstellationsdiagramm für eine Modulation mit 16-facher Quadraturamplitudenmodulation (”16QAM”), und 2 erläutert ein Signalkonstellationsdiagramm für eine Modulation mit 64-facher Quadraturamplidutenmodulation (”64QAM”).
In 1 bestehen mit 16QAM-modulierte Symbole jeweils aus 4 Bits, und weisen ein Verläßlichkeitsmuster [H, H, L, L] auf, wobei H eine Bitposition mit höherer Verläßlichkeit und L eine Bitposition mit geringerer Verläßlichkeit bezeichnet.
Die führenden zwei Bits weisen daher eine höhere Verläßlichkeit auf, und die folgenden zwei Bits eine niedrigere Verläßlichkeit.
In 2 bestehen mit 64QAM-modulierte Symbole jeweils aus 6 Bits, und weisen ein Verläßlichkeitsmuster [H, H, M, M, L, L] auf, wobei H eine Bitposition mit höherer Verläßlichkeit bezeichnet, M eine Bitposition mit mittlerer Verläßlichkeit, und L eine Bitposition mit geringerer Verläßlichkeit.
Ein Sender für ein übliches Mobilkommunikationssystem mit Hochgeschwindigkeits-Downlink-Paketzugriff (”HSDPA”) besteht aus einem Kanalkodierer, einem Interleaver, und einem Modulator, wie dies in 3 gezeigt ist.
In 3 werden N Transportblöcke für einen Hinterendbitgenerator 310 zur Verfügung gestellt, wobei Hinterendbits jedem der N Transportblöcke hinzugefügt werden. Ein Kanalkodierer 312 kodiert die Bits, die jeden der N Transportblöcke bilden, denen Hinterendbits hinzugefügt wurden, und gibt kodierte Bits aus. Der Kanalkodierer 312 weist zumindest eine Kodierrate auf, um die N Transportblöcke zu kodieren. Die Kodierrate kann 1/2 oder 3/4 betragen. Der Kanalkodierer 312 kann eine gewünschte Kodierrate durch Codesymbolperforierung oder Symbolwiederholung unter Verwendung eines Muttercodes mit R = 1/6 oder 1/5 erzielen. Weiterhin muß, wenn mehrere Kodierraten unterstützt werden, der Kanalkodierer 312 eine zu verwendende Kodierrate unter den unterstützbaren Kodierraten auswählen, durch Steuern der Codesymbolperforation und der Symbolwiederholung. 3 erläutert eine Anordnung, in welcher der Kanalkodierer 312 die Kodierrate gesteuert durch die Steuerung 320 auswählt.
Die kodierten Bits, die von dem Kanalkodierer 312 ausgegeben werden, werden einem Ratenanpasser 314 zugeführt, durch welchen sie eine Ratenanpassung erfahren. Üblicherweise wird die Ratenanpassung mittels Wiederholung und/oder Perforation bei den kodierten Bits durchgeführt, wenn ein Transportkanal gemultiplext wird, oder die Anzahl der Ausgangsbits des Kanalkodierers nicht gleich der Anzahl der Symbole ist, die drahtlos übertragen werden. Die kodierten Bits, bei denen eine Ratenanpassung durch den Ratenanpasser 314 durchgeführt wurde, werden einem Interleaver 316 zugeführt, bei welchem eine Verschachtelung mit den bezüglich der Rate angepaßten, kodierten Bits durchgeführt wird. Die Interleaver-Operation dient zum Minimieren eines möglichen Datenverlustes während des Sendens. Die verschachtelten, kodierten Bits werden einem M-fachen Modulator 318 zugeführt, bei welchem mit ihnen eine Symbolabbildung stattfindet, entsprechend einer Modulationsbetriebsart oder einer Modulationstechnik von QPSK, 8PSK, 16QAM oder 64QAM. Die Steuerung 320 steuert eine Kodieroperation des Kanalkodierers 312 und eine Modulationsbetriebsart des Modulators 318 entsprechend einem Zustand des momentanen Funkkanals. Das HSDPA-Mobilkommunikationssystem verwendet ein adaptives Modulations- und Kodierschema (”AMCS”) als die Steuerung 320, um selektiv die Modulationsbetriebsarten QPSK, 8PSK, 16QAM und 64QAM entsprechend der Funkumgebung einzusetzen. Obwohl dies in der Zeichnung nicht dargestellt ist, verbreitert das CDMA-Mobilkommunikationssystem Sendedaten mit Walsh-Codes W und orthogonalen Codes PN, so dass eine entsprechende UE einen Kanal identifizieren kann, der die Daten sendet, sowie einen Knoten B, der die Daten sendet.
Bei der voranstehenden Beschreibung des Senders werden die kodierten Bits nicht getrennt für systematische Bits und Paritätsbits beschrieben. Jedoch können die kodierten Bits, die von dem Turbokodierer 312 des Senders ausgegeben werden, in systematische Bits und in Paritätsbits unterteilt werden. Selbstverständlich weisen die systematischen Bits und die Paritätsbits, die von dem Kanalkodierer 312 ausgegeben werden, unterschiedliche Prioritäten auf. Anders ausgedrückt ist es möglich, in einem Fall, in welchem Fehler bei Sendedaten mit einer vorgegebenen Rate auftreten, eine bessere Dekodierung durchzuführen, wenn die Fehler in den Partitätsbits auftreten, als wenn Fehler in den systematischen Bits auftreten. Der Grund dafür, wie voranstehend erwähnt, besteht darin, dass die systematischen Bits die aktuellen Informationsbits sind, wogegen die Paritätsbits jene Bits sind, die hinzugefügt sind, um den Empfänger bei der Korrektur von Sendefehlern beim Dekodieren zu unterstützen.
Daher ist es möglich, die verschachtelten systematischen Bits und Paritätsbits auf jene Bitpositionen mit höherer Verläßlichkeit abzubilden, jene Bitpositionen mit mittlerer Verläßlichkeit, und jene Bitpositionen mit geringerer Verläßlichkeit, entsprechend ihren Prioritäten. Vor kurzem wurde ein Symbolabbildungsverfahren auf der Grundlage der Priorität (”SMP”) vorgeschlagen, um die Systemleistung dadurch zu erhöhen, dass die Wahrscheinlichkeit verringert wird, dass Fehler in den systematischen Bits auftreten, die eine höhere Priorität haben als die Paritätsbits.
So werden beispielsweise im Falle von 16QAM 4 kodierte Bits auf ein Symbol vor dem Senden auf solche Weise abgebildet, dass die ersten zwei Bits auf die Bitpositionen mit höherer Verläßlichkeit abgebildet werden, und die letzten zwei Bits auf die Bitpositionen mit niedrigerer Verläßlichkeit. Im Falle einer erneuten Sendung werden die erneut gesendeten Bits ebenfalls mit derselben Verläßlichkeit bei jeder Sendung gesendet. Die kodierten Bits, die ursprünglich durch die Bitpositionen mit höherer Verlaßlichkeit gesendet wurden, werden daher sogar beim erneuten Senden durch die Bitpositionen mit höherer Verläßlichkeit gesendet. Entsprechend werden die kodierten Bits, die ursprünglich über die Bitpositionen mit geringerer Verläßlichkeit übertragen werden, selbst beim erneuten Senden über die Bitpositionen mit geringerer Verläßlichkeit übertragen. Daher ist eine hohe Wahrscheinlichkeit dafür vorhanden, dass Fehler in bestimmten Bits auftreten. In diesem Fall kann die Auswirkung einer Kodierverstärkung verringert werden, da die Dekodierleistung eines Turbodekodierers verbessert wird, wenn seine Eingangsbits ein homogenes logarithmisches Wahrscheinlichkeitsverhältnis (”LLR”) aufweisen.
Daher muß eine neue Technik (Hybrid-Automatikwiederholungsanforderung (”H-ARQ”)) für das erneute Senden bei dem Sender und dem Empfänger eingeführt werden, wenn man die Tatsache berücksichtigt, dass die Dekodierleistung des Turbodekodierers verbessert wird, wenn seine Eingangsbits ein homogenes LLR aufweisen.
”Enhanced HARQ Method with Signal Constellation Rearrangement”, TSGR1#19(01)0237, 2001 stellt eine Diskussionsvorlage für das 19. Treffen der TSG-RAN Arbeitsgruppe 1 dar und stellt ein verbessertes HARQ-Verfahren durch eine Neuanordnung der Signalkonstellation zur Verfugung. Diesem Verfahren liegt die Idee zugrunde, die Verlässlichkeiten von Bits von wiederholt übertragenen Symbolen uber die wiederholten Übertragungen auszumitteln, indem die Signalkonstellationen für die Wiederholungsübertragungen umgeordnet werden. Im Fall von 16-QAM werden in den 2(a) bis 2(d) eine für eine erste Übertragung ubliche Signalkonstellation und verschiedene Signalkonstellationen für Wiederholungsübertragungen gezeigt. In ähnlicher Weise werden in den 4(a) bis 4(f) verschiedene Signalkonstellationen fur 64-QAM gezeigt.
”Adaptive HARQ for fixed TTI using soft acknowledgement” TSGR1#20(01)0518, 2001 stellt eine Diskussionsvorlage für das 20. Treffen der TSG-RAN Arbeitsgruppe 1 dar und behandelt ein adaptives HARQ-Verfahren. Eine ausführliche HSDPA-Struktur der physikalischen Schicht ist in 1 gezeigt. Dem Verfahren liegt die Idee zugrunde, von den unterschiedlichen Verlässlichkeiten der Bits innerhalb eines Symbols in Modulationsschemata höherer Ordnung durch geeignetes Abbilden von systematischen Bits und Paritatsbits profitieren zu können. Die systematischen Bits verwenden solange wie möglich Bits höherer Verlässlichkeit, während die Paritätsbits solange wie möglich Bits geringerer Verlässlichkeit verwenden.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine neue Technik für das erneute Senden und Empfangen von kodierten Bits zur Verfugung zu stellen, die zu einer Verbesserung der Dekodierleistung führt.
Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Hauptansprüche gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der Unteransprüche.
Daher besteht ein Vorteil der vorliegenden Erfindung in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens zur Verbesserung der Leistung eines Mobilkommunikationssystems.
Ein anderer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens, die eine hohe Verläßlichkeit in einem Mobilkommunikationssystem aufweisen.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens, welche Bits mit höherer Empfangswahrscheinlichkeit an einem Empfänger in einem Mobilkommunikationssystem empfangen können.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens, die einen höheren Wirkungsgrad bei einer Technik (H-ARQ) zum erneuten Senden aufweisen.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens, welche sowohl einen Kodiereffekt als auch eine Diversity-Verstärkung in einem Mobilkommunikationssystem unter Verwendung der H-ARQ-Technik erzielen können.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensende/Empfangseinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens, welche Eigenschaften eines Turbodekodierers nutzen können.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung einer Datensendeeinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens zur Erhöhung der Dekodierwahrscheinlichkeit durch Abbilden von Bits in einem Senderahmen auf Bitpositionen mit unterschiedlichen Verläßlichkeiten beim ursprünglichen Senden und jedem erneuten Senden, um so LLR-Werte für Eingangsbits eines Kanaldekodierers zu mitteln.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Bereitstellung Einer Datensendeeinrichtung und eines entsprechenden Verfahrens zur Erhöhung der Dekodierwahrscheinlichkeit durch Umordnung von Bits in einem empfangenen Rahmen beim ursprünglichen Empfang und jedem erneuten Empfang, um so LLR-Werte für Eingangsbits eines Kanaldekodierers zu mitteln.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum erneuten Senden von k × N kodierten Bits in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem zur Verfügung gestellt, das einen Modulator und einen Modulator höherer Ordnung aufweist. Der Modulator erzeugt einen kodierten Bitstrom mit Fehlerkorrekturbits durch Empfang eines Datenbitstroms. Der Modulator höherer Ordnung moduliert k × N kodierte Bits in dem kodierten Bitstrom in N Symbole, die jeweils aus k Bits bestehen, wobei jedes Symbol aus einem ersten Bitteil mit höherer Verläßlichkeit und einem zweiten Bitteil mit geringerer Verläßlichkeit besteht. Das Verfahren umfaßt die zyklische Verschiebung der k × N kodierten Bits, die erneut übertragen werden sollen, um eine vorbestimmte Anzahl an Bits, bei jeder Anforderung einer erneuten Sendung, das aufeinanderfolgende Unterteilen der k × N zyklischverschobenen, kodierten Bits durch k/2 Bits, und das abwechselnde Anordnen der unterteilten, kodierten Bits in dem ersten Bitteil und dem zweiten Bitteil.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum erneuten Senden eines kodierten Bitstroms in einer Sendeeinrichtung für ein CDMA-Mobilkommunikationssystem zur Verfügung gestellt, das einen Kodierer und einen Modulator höherer Ordnung aufweist. Der Kodierer erzeugt einen kodierten Bitstrom mit Fehlerkorrekturbits durch Empfang eines Datenbitstroms. Der Modulator höherer Ordnung bildet aufeinanderfolgend den kodierten Bitstrom auf Symbole ab, die jeweils ein festes Verläßlichkeitsmuster aufweisen. Das Verfahren umfaßt das zyklische Verschieben des kodierten Bitstroms, der erneut übertragen werden soll, um eine vorbestimmte Anzahl an Bits, bei einer Anforderung einer erneuten Sendung, und das aufeinanderfolgende Abbilden des zyklisch verschobenen, kodierten Bitstroms auf das Muster mit fester Verläßlichkeit bitweise.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Sendeeinrichtung für ein CDMA-Mobilkommunikationssystem zur Verfügung gestellt, die beispielsweise einen Kodierer zur Erzeugung eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits durch Empfang eines Datenbitstroms aufweist, einen Interleaver zum Verschachteln des kodierten Bitstroms und zur Erzeugung eines verschachtelten, kodierten Bitstroms, und einen 2^k-fach-Modulator zum Modulieren k × N kodierter Bits in dem kodierten Bitstrom in N Symbole, die jeweils k Bits enthalten. Jedes Symbol umfaßt ein erstes Bitteil mit höherer Verläßlichkeit und ein zweites Bitteil mit geringerer Verläßlichkeit. Die Einrichtung weist einen Schieber auf, der zwischen einem Interleaver und einem Modulator interveniert, zum zyklischen Verschieben erster k/2 kodierter Bits unter den k × N kodierten Bits auf ein hinteres Teil der k × N kodierten Bits, bei einer Anforderung nach erneutem Senden für die k × N kodierten Bits. Die Einrichtung weist weiterhin einen 2^k-fach-Modulator zum aufeinanderfolgenden Unterteilen der zyklisch verschobenen k × N kodierten Bits um k/2 Bits auf, und zum abwechselnden Anordnen der aufgeteilten, kodierten Bits in einem ersten Bitteil und einem zweiten Bitteil, wobei jedes Teil N Symbole aufweist, die jeweils als k Bits bestehen.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Sendeeinrichtung für ein CDMA-Mobilkommunikationssystem zur Verfügung gestellt, welche einen Kodierer zur Erzeugung eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits durch Empfang eines Datenbitstroms aufweist, und einen Modulator höherer Ordnung zum aufeinanderfolgenden Abbilden des kodierten Bitstroms auf Symbole, die jeweils ein festes Verläßlichkeitsmuster aufweisen. Die Einrichtung weist eine Puffersteuerung zum Steuern einer zyklischen Verschiebung bei dem kodierten Bitstrom auf, der erneut übertragen werden soll, entsprechend einem vorbestimmten, zyklischen Verschiebungsmuster, damit der kodierte Bitstrom auf der Grundlage der Anzahl der Anforderungen einer erneuten Sendung geändert wird, bei einer Anforderung einer erneuten Sendung. Die Einrichtung weist weiterhin einen Schieber zum Speichern des kodierten Bitstroms auf, der erneut übertragen werden soll, und zum zyklischen Verschieben des kodierten Bitstroms, der erneut übertragen werden soll, um eine vorbestimmte Anzahl an Bits entsprechend dem zyklischen Verschiebemuster von der Puffersteuerung. Ein Modulator bildet aufeinanderfolgend den zyklisch verschobenen, kodierten Bitstrom, der erneut übertragen werden soll, auf das Muster mit fester Verläßlichkeit bitweise ab.
Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Empfang von Daten zur Verfügung gestellt, bei welchem ein Bitstrom, der aus zumindest 3 Bits besteht, ein Symbol repräsentiert, und ein erstes Bitteil mit höherer Verläßlichkeit und ein zweites Bitteil mit geringerer Verläßlichkeit aufweist, in einer Empfangseinrichtung für ein CDMA-Mobilkommunikationssystem. Das Verfahren umfaßt das Demodulieren kodierter Bits, die in dem ersten Bitteil vorhanden sind, und kodierter Bits, die in dem zweiten Bitteil vorhanden sind, und die Ausgabe eines kodierten Bitstroms bei der erneuten Sendung. Der demodulierte, kodierte Bitstrom wird zyklisch um eine vorbestimmte Anzahl an Bits verschoben, und der demodulierte, kodierte Bitstrom wird umgeordnet. Das Verfahren umfaßt weiterhin die Vereinigung kodierter Bits, welche den umgeordneten, kodierten Bitstrom bilden, mit kodierten Bits, die einen kodierten Bitstrom bilden, der bei der ursprünglichen Sendung und der vorherigen, erneuten Sendung empfangen wurde, und das Senden einer Anforderung nach erneutem Senden auf der Grundlage der Tatsache, ob Fehler in Informationsbits aufgetreten sind, die aus den vereinigten, kodierten Bits dekodiert wurden.
Gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Empfangseinrichtung zum Empfang von Daten zur Verfügung gestellt, bei welcher ein Bitstrom, der aus zumindest 3 Bits besteht, ein Symbol repräsentiert, und ein erstes Bitteil mit höherer Verläßlichkeit und ein zweites Bitteil mit geringerer Verläßlichkeit aufweist, in einer Empfangseinrichtung für ein CDMA-Mobilkommunikationssystem. Die Einrichtung umfaßt einen Demodulator zum Demodulieren empfangener Daten und zur Ausgabe eines kodierten Bitstroms. Eine Puffersteuerung steuert die zyklische Verschiebung bei dem demodulierten, kodierten Bitstrom entsprechend einem vorbestimmten Muster für die zyklische Verschiebung, um den kodierten Bitstrom auf der Grundlage einer Anzahl von Anforderungen nach erneutem Senden zu ändern, beim erneuten Senden. Ein Umordnungsteil zum Speichern des demodulierten, kodierten Bitstroms führt eine Umordnung des demodulierten, kodierten Bitstroms durch zyklische Verschiebung bei dem demodulierten, kodierten Bitstrom um eine vorbestimmte Anzahl an Bits durch, entsprechend dem vorbestimmten Muster für die zyklische Verschiebung von der Puffersteuerung.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die voranstehenden und weitere Ziele, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden, detaillierten Beschreibung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen noch deutlicher, in welchen
1 ein herkömmliches Signalkonstellationsdiagramm für eine Modulation mit 16-facher Quadraturamplitudenmodulation (”16QAM”) erläutert;
2 ein herkömmliches Signalkonstellationsdiagramm für eine Modulation mit 64-facher Quadraturamplitudenmodulation (”64QAM”) erläutert;
3 einen Aufbau eines Kanalkodierers in einem herkömmlichen CDMA-Mobilkommunikationssystem erläutert;
4 einen Aufbau eines Senders in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert;
5 eine detaillierte Anordnung des in 4 dargestellten Kanalkodierers erläutert;
6 einen Aufbau eines Empfängers entsprechend dem Sender von 4 erläutert, in dem CDMA-Mobilkommunikationssystem, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 ein Beispiel für eine Pufferumordnungsoperation in dem Sender gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert;
8 ein anderes Beispiel für eine Pufferumordnungsoperation in dem Sender gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert;
9 ein Beispiel für eine Pufferumordnungsoperation in einem Empfänger gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert;
10 einen Leistungsvergleich zwischen dem herkömmlichen Verfahren und dem vorgeschlagenen Verfahren in Fading-Umgebungen erläutert; und
11 einen Leistungsvergleich zwischen dem herkömmlichen Verfahren und dem vorgeschlagenen Verfahren in Umgebungen mit additivem weißem Gauss'schem Rauschen (”AWGN”) erläutert.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nunmehr nachstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden wohlbekannte Funktionen oder Konstruktionen nicht im einzelnen beschrieben, da sie das Verständnis der Erfindung durch unnötige Einzelheiten erschweren würden.
In einem Mobilkommunikationssystem kann eine Kodierrate R eines Kanalkodierers durch R = k/n dargestellt werden. Hierbei gibt k die Anzahl an Eingangsbits an, und n die Anzahl an Ausgangsbits. Beispielsweise im Falle der symmetrischen Kodierrate 1/2 empfängt der Kanalkodierer ein Eingangsbit und erzeugt zwei Ausgangsbits. Die Ausgangsbits bestehen aus einem systematischen Bit und einem Paritätsbit. Im Falle der asymmetrischen Kodierrate 3/4 empfängt der Kanalkodierer 3 Eingangsbits und erzeugt 4 Ausgangsbits. Die Ausgangsbits bestehen aus 3 systematischen Bits und einem Paritätsbit.
Die Hybrid-Automatikwiederholungsanforderung (”H-ARQ”), die mit der SMP-Technik gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung verbunden werden soll, ist eine Verbindungssteuertechnik zum Korrigieren eines Fehlers durch erneutes Senden der fehlerbehafteten Daten beim Auftreten eines Paketfehlers. H-ARQ wird unterteilt in H-ARQ Typ II und H-ARQ Typ III entsprechend der Tatsache, ob Informationsbits erneut übertragen werden sollen. Typischerweise repräsentiert die vollständige inkrementale Redundanz (FIR) den H-ARQ Typ II. Weiterhin ist H-ARQ Typ II unterteilt in Rahmenkombination (CC) und partielle inkrementale Redundanz (PIR), abhängig davon, ob für das erneute Senden verwendete Paritätsbits gleich sind. Hierbei erfolgt eine Beschreibung der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung getrennt unter Bezugnahme auf H-ARQ Typ II und H-ARQ Typ III.
4 erläutert einen Aufbau eines Senders in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 4 empfängt ein Additionsteil 402 für eine zyklische Redundanzüberprüfung (”CRC”) eine Sendedatenquelle, und fügt CRC zur Fehlerüberprüfung bei den empfangenen Daten hinzu. Ein Kanalkodierer 404 empfängt die Daten, denen CRC hinzugefügt wurde, und kodiert die empfangenen Daten unter Verwendung eines vorgeschriebenen Kodierers. Der vorgeschriebene Kodierer betrifft einen Kodierer zur Ausgabe von Sendebits und von Fehlersteuerbits für die Sendebits durch Kodieren der empfangenen Daten. Der vorgeschriebene Kodierer umfaßt, wie voranstehend erwähnt, einen Turbokodierer und einen systematischen Faltungskodierer. Weiterhin kodiert der Kanalkodierer 404 Daten mit einer vorbestimmten Kodierrate. Die vorbestimmte Kodierrate legt ein Verhältnis von systematischen Bits zu Paritätsbits fest, die von dem Kanalkodierer 404 ausgegeben werden. Wenn beispielsweise die vorgeschriebene Kodierrate eine systematische Kodierrate von 1/2 ist, so empfängt der Kanalkodierer 404 ein Bit, und gibt ein systematisches Bit und ein Paritätsbit aus. Ist jedoch die vorgeschriebene Kodierrate eine asymmetrische Kodierrate von 3/4, so empfängt der Kanalkodierer 404 3 Bits, und gibt 3 systematische Bits und ein Paritätsbit aus. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die nachstehend beschrieben wird, kann auf gleiche Art und Weise nicht nur bei den Kodierraten 1/2 und 3/4 eingesetzt werden, sondern auch bei anderen Kodierraten. Die Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verzögert nämlich die kodierten Bits nur durch die Größenordnung der Modulation, unabhängig von der Kodierrate. Ein detaillierter Aufbau des Kanalkodierers 404 ist in 5 dargestellt.
Ein Ratenanpasser 406 führt eine Ratenanpassung durch Wiederholung und Perforierung bei den kodierten Bits von dem Kanalkodierer 404 durch. Ein Interleaver 408 empfängt die kodierten Bits von dem Ratenanpasser 406, und verschachtelt die empfangenen, kodierten Bits. Daher sind die kodierten Bits, die von dem Interleaver 408 ausgegeben werden, statistisch in einer Pufferverzögerung 410 angeordnet. Die Pufferverzögerung 410 verzögert die gepufferten, kodierten Bits in einer vorbestimmten Biteinheit, gesteuert durch eine Puffersteuerung 412.
Die Puffersteuerung 412 legt fest, ob die kodierten Bits verzögert werden, die in der Pufferverzögerung 410 gepuffert oder zeitweilig gespeichert werden, bei einer Anforderung nach erneutem Senden von einem Empfänger. Weiterhin steuert die Puffersteuerung 412 die Pufferverzögerung 410 entsprechend dieser Festlegung. Eine Operation der Pufferverzögerung 410 ist einsetzbar bei sämtlichen H-ARQ-Typen CC, PIR, und FIR, und eine diesbezügliche, detaillierte Beschreibung erfolgt später unter Bezugnahme auf eine Ausführungsform. Obwohl die Anforderung nach erneutem Senden in 4 durch ein Signal ACK/NACK repräsentiert wird, wird ein Befehl für erneutes Senden von einer oberen Schicht ausgegeben, die eine Anforderung nach erneutem Senden von dem Empfänger erhalten hat. Bei dieser Ausführungsform kann daher ein Befehl für erneutes Senden der Puffersteuerung 412 von der oberen Schicht zur Verfügung gestellt werden.
Ein Modulator 414 bildet die kodierten Bits von der Pufferverzögerung 410 auf vorbestimmte Symbole ab, vor dem Senden an den Empfänger. Wenn beispielsweise 16QAM Modulation verwendet wird, bildet der Modulator 414 die kodierten Bits auf die Symbole ab, die das Verläßlichkeitsmuster [H, H, L, L] aufweisen. Eine Steuerung 420 steuert den Gesamtbetrieb des Senders. Die Steuerung 420 schlägt die Kodierrate und die Modulationsbetriebsart fest, die in dem momentanen Funkkanalzustand eingesetzt werden sollen. Die Steuerung 420 steuert eine Kodierrate des Kanalkodierers 404 entsprechend der festgelegten Kodierrate, und steuert den Modulator 414 entsprechend der festgelegten Modulationsbetriebsart.
Obwohl in 4 die Pufferverzögerung 410 durch die Anforderung nach erneutem Senden von der Puffersteuerung 412 gesteuert wird, kann die Funktion der Puffersteuerung 412 durch dieselbe Funktion einer nicht dargestellten, oberen Schicht ersetzt werden.
5 erläutert einen detaillierten Aufbau des in 4 dargestellten Kanalkodierers 404. Der Kanalkodierer von 5 verwendet einen Code mit R = 1/6, der in einem Partnerschaftsprojekt der dritten Generation (”3GPP”) eingesetzt wird.
In 5 gibt nach Empfang eines Senderahmens der Kanalkodierer den intakten Senderahmen als einen systematischen Bitrahmen X aus. Der Senderahmen wird auch einem ersten Kanalkodierer 510 zur Verfügung gestellt, und der erste Kanalkodierer 510 führt eine Kodierung bei dem Senderahmen durch, und gibt zwei unterschiedliche Paritätsbitrahmen Y₁ und Y₂ aus.
Weiterhin wird der Senderahmen auch einem Interleaver 512 zur Verfügung gestellt, und der Interleaver 512 verschachtelt den Senderahmen. Der intakte, verschachtelte Senderahmen wird als verschachtelter, systematischer Bitrahmen X' gesendet. Der verschachtelte Senderahmen wird einem zweiten Kanalkodierer 514 zur Verfügung gestellt, und der zweite Kanalkodierer 514 führt eine Kodierung bei dem verschachtelten Senderahmen durch, und gibt zwei unterschiedliche Paritätsrahmen Z₁ und Z₂ aus.
Der systematische Bitrahmen X besteht aus einer Sendeeinheit von x₁, x₂, ... x_N, und der verschachtelte systematische Bitrahmen X' besteht aus einer Sendeeinheit x_1', x₂', ..., x_N'. Der Paritätsbitrahmen Y₁ besteht aus einer Sendeeinheit y₁₁, y₁₂, ..., y_1N, und der Paritätsbitrahmen Y₂ besteht aus einer Sendeeinheit y₂₁, y₂₂, ..., y_2N. Schließlich besteht der Paritätsbitrahmen Z₁ aus einer Sendeeinheit z₁₁, z₁₂, ..., z_1N, und besteht der Paritätsbitrahmen Z₂ aus einer Sendeeinheit z₂₁, z₂₂, ..., z_2N.
Der systematische Bitrahmen X, der verschachtelte, systematische Bitrahmen X', und die vier unterschiedlichen Paritätsbitrahmen Y₁, Y₂, Z₁ und Z₂ werden einem Perforierer 516 zur Verfügung gestellt. Der Perforierer 516 perforiert den systematischen Bitrahmen X, den verschachtelten, systematischen Bitrahmen X', und die vier unterschiedlichen Paritätsbitrahmen Y₁, Y₂, Z₁ und Z₂ entsprechend einem Perforierungsmuster, das von der Steuerung (AMCS) 420 zur Verfügung gestellt wird, und gibt exklusiv gewünschte systematische Bits S sowie Paritätsbits P aus. Hierbei wird das Perforierungsmuster entsprechend einer Kodierrate des Kanalkodierers 404 und des benutzten H-ARQ-Typs bestimmt. Die typischen Perforierungsmuster sind die definiert als Gleichung (1)
Gleichung (2)
Die Perforierungsmuster (1) und (2) werden verwendet, wenn der H-ARQ Typ III (CC und PIR) verwendet wird, und der Kanalkodierer 404 eine Kodierrate 1/2 aufweist. Im Falle von CC verwendet der Perforierer 516 wiederholt das Perforierungsmuster von Gleichung (1) oder (2) beim ursprünglichen Senden und beim erneuten Senden. Im Falle von PIR verwendet der Perforierer 516 wiederholt die beiden Perforierungsmuster bei jedem Senden. Wenn der H-ARQ Typ II (FIR) verwendet wird, verwendet der Perforierer 516 ein Perforierungsmuster zum Perforieren der systematischen Bits beim erneuten Senden. So wird beispielsweise ein Perforierungsmuster für den H-ARQ Typ II gleich ”010010”.
Im Falle von CC, wenn angenommen wird, dass der Perforierer 516 das Perforierungsmuster von Gleichung (1) einsetzt, gibt der Perforierer 516 X und Y1 entsprechend dem Perforierungsmuster ”110000” aus, und gibt weiterhin X und Z₂ entsprechend dem Perforierungsmuster ”100001” aus, und perforiert die anderen Bits, bei jeder Sendung. Als anderes Beispiel gibt, wenn angenommen wird, dass der Perforierer 516 das Perforierungsmuster von Gleichung (2) benutzt, der Perforierer 516 X und Y₁ entsprechend dem Perforierungsmuster ”110000” aus, und gibt weiterhin X und Z₁ entsprechend dem Perforierungsmuster ”100010” aus, und perforiert die anderen Bits, bei jeder Sendung. Im Falle von PIR werden, wenn X, Y₁, X und X₂ beim ursprünglichen Senden gesendet werden, X, Y₁, X und Z₁ beim erneuten Senden gesendet.
Bei Verwendung eines Codes R = 1/3, der bei 3GPP eingesetzt wird, kann der Kanalkodierer durch den ersten Kanalkodierer 510 und den Perforierer 516 implementiert werden, die in 5 gezeigt sind.
6 erläutert den Aufbau eines Empfängers entsprechend dem Sender von 5 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 6 empfängt ein Demodulator 610 modulierte Daten, die von dem Sender gesendet wurden, und demoduliert die empfangenen Daten entsprechend einer Demodulationsbetriebsart entsprechend der Modulationsbetriebsart, die in dem Modulator 414 des Senders eingesetzt wird. Ein Pufferumordnungsteil 612 empfängt die demodulierten Daten von dem Demodulator 610, und ordnet die demodulierten Daten um, um sie gesteuert durch eine Puffersteuerung 614 zu kombinieren. Das Pufferumordnungsteil 612 stellt die umgeordneten Daten einem Deinterleaver 616 zur Verfügung. Eine Operation der Puffersteuerung 614 wird detaillierter später beschrieben. Eine Entschachtelungsoperation des Deinterleavers 616 entspricht der Verschachtelungsoperation, die von dem Interleaver des Senders durchgeführt wird.
Ein Kombinierer 618 kombiniert dieselben kodierten Bits gepuffert. Daher wird der Kombinierer 618 inaktiviert, wenn die kodierten Bits normal von dem Sender empfangen werden. Allerdings führt der Kombinierer 618 die Kombination durch, wenn der Sender dieselben kodierten Bits wie die vorher gesendeten, kodierten Bits bei einer Anforderung nach erneutem Senden erneut sendet. Ein Kanaldekodierer 622 empfängt die kombinierten, kodierten Bits, die von dem Kombinierer 618 ausgegeben werden, dekodiert die empfangenen, kodierten Bits entsprechend einer vorgeschriebenen Dekodiertechnik, und gibt gewünschte, empfangene Bits aus. Hierbei empfängt die vorgeschriebene Dekodiertechnik systematische Bits und Paritätsbits, und dekodiert die systematischen Bits. Die vorgeschriebene Dekodiertechnik wird durch die Kodiertechnik des Senders festgelegt.
Ein CRC-Prüfer 624 empfängt die dekodierten Bits, die von dem Kanalkodierer 622 ausgegeben werden, und überprüft CRC, die den empfangenen Bits hinzugefügt wurde, um festzustellen, ob Fehler in den empfangenen Bits aufgetreten sind. Falls festgestellt wird, dass kein Fehler bei den empfangenen Bits aufgetreten ist, gibt der CRC-Prüfer 624 die empfangenen Bits aus, und sendet ACK an den Sender zur Bestätigung der empfangenen Bits. Wenn jedoch festgestellt wird, dass bei den empfangenen Bits Fehler aufgetreten sind, so sendet der CRC-Prüfer 624 NACK, also negatives ACK, an den Sender, um ein erneutes Senden der fehlerbehafteten Bits anzufordern.
Ein Puffer 620 wird initialisiert, um die entsprechenden, kodierten Bits zu löschen, die in ihm gepuffert sind, nach Empfang von ACK von dem CRC-Prüfer 624. Nach Empfang von NACK führt jedoch der Puffer 620 eine Pufferung oder zeitweilige Speicherung der entsprechenden, kodierten Bits durch, um sie mit den kodierten Bits zu kombinieren, die erneut gesendet werden sollen. Weiterhin stellt der CRC-Prüfer 624 ACK/NACK für die Puffersteuerung 614 zur Verfügung, so dass die Puffersteuerung 614 das Pufferumordnungsteil 612 steuern kann.
Die vorliegende Erfindung schlägt einen Sender und einen Empfänger vor, welche die H-ARQ-Technik einem CDMA-Mobilkommunikationssystem unterstützen, unter Verwendung der 16QAM-Modulation als Modulationsgrößenordnung. Die Erfindung erweitert die Modulation auf eine M-fache Modulationsgrößenordnung mittels Normierung. Die Erfindung trennt den H-ARQ-Typ und schlägt verschiedene Ausführungsformen entsprechend den getrennten H-ARQ-Typen vor.
Die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachstehend genauer unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Bei der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung 16QAM als Modulationsgrößenordnung verwenden, die Kodierrate 1/2 verwenden, CC und PIR als den H-ARQ-Typ einsetzen, und das Perforierungsmuster von Gleichung (1) verwenden. Zusätzlich erfolgt die detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen getrennt für die unterschiedlichen H-ARQ-Typen, einschließlich CC, PIR und FIR. Weiterhin sind die S-Bits und die P-Bits üblicherweise als die kodierten Bits bekannt. Daher soll in der folgenden Beschreibung der Begriff ”kodierte Bits” die S-Bits und die P-Bits bezeichnen.
1. Rahmenkombination (”CC”), verwendet als H-ARQ-Typ
Zuerst wird ein Vorgang des Sendens von Daten unter Bezugnahme auf den Aufbau des HSDPA-Senders beschrieben, der in 4 gezeigt ist.
Das CRC-Additionsteil 402 fügt CRC Sendedaten hinzu, und die Daten mit zugeführter CRC werden durch einen vorbestimmten Code in dem Kanalkodierer 404 kodiert. Der Kanalkodierer 404 gibt daher kodierte Bits aus. Eine Operation des Kanalkodierers 404 wird mit weiteren Einzelheiten unter Bezugnahme auf 5 beschrieben. Die Datenquelle mit hinzugefügter CRC wird ausgegeben als die S-Bits X, und wird gleichzeitig dem ersten Kanalkodierer 510 zur Verfügung gestellt. Die Datenquelle, die dem ersten Kanalkodierer 510 zur Verfügung gestellt wird, wird in unterschiedliche P-Bits Y₁ und Y₂ bei einer vorgeschriebenen Kodierrate kodiert. Weiterhin wird die Datenquelle durch den Interleaver 512 verschachtelt, und dann dem zweiten Kanalkodierer 514 zur Verfügung gestellt. Die verschachtelten Daten, die dem zweiten Kanalkodierer 514 zur Verfügung gestellt werden, werden als andere S-Bits X' ausgegeben. Weiterhin werden die verschachtelten Daten, die dem zweiten Kanalkodierer 514 zur Verfügung gestellt werden, in unterschiedliche P-Bits Z₁ und Z₂ mit einer vorgeschriebenen Kodierrate kodiert. Der Perforierer 516 führt eine Perforation bei den S-Bits X und X' durch, und bei den P-Bits Y₁, Y₂, Z₁ und Z₂, entsprechend einem vorgeschriebenen Perforierungsmuster, und gibt endgültige S-Bits und P-Bits bei einer gewünschten Kodierrate aus. Wie voranstehend erläutert ist, wenn der H-ARQ Typ CC ist, das Perforierungsmuster beim ursprünglichen Senden identisch zum Perforierungsmuster beim erneuten Senden. Wenn daher CC als der H-ARQ-Typ verwendet wird, sind die Bits, die beim ursprünglichen Senden gesendet werden, identisch mit jenen, die beim erneuten Senden gesendet werden. Das Perforierungsmuster wird entweder vorher von dem Perforierer 516 erkannt, oder von außen zur Verfügung gestellt. In 5 wird der Kanalkodierer mit dem Perforierungsmuster von außen aus versorgt.
Wie wiederum aus 4 hervorgeht, werden die kodierten Bits von dem Kanalkodierer 504 dem Ratenanpasser 406 zur Verfügung gestellt, wo sie eine Ratenanpassung erfahren. Üblicherweise erfolgt die Ratenanpassung durch Wiederholungs- und Perforierungsoperationen bei den kodierten Bits, wenn ein Transportkanal gemultiplext wird, oder die Anzahl der Ausgangsbits des Kanalkodierers nicht gleich der Anzahl der Symbole ist, die drahtlos übertragen werden. Die kodierten Bits, bei denen eine Ratenanpassung durch den Ratenanpasser 406 durchgeführt wurde, werden durch den Interleaver 408 entsprechend einem vorbestimmten Verschachtelungsmuster verschachtelt. Das Verschachtelungsmuster wird von dem Empfänger erkannt. Die verschachtelten, kodierten Bits von dem Interleaver 408 werden verzögert, wie in 7 gezeigt, durch die Pufferverzögerung 410 unter Steuerung durch die Puffersteuerung 412. Die verzögerten, kodierten Bits werden dem Modulator 414 zur Verfügung gestellt, wo sie auf vorgeschriebene Symbole abgebildet werden. Eine Operation der Pufferverzögerung 410 ist beispielhaft in 7 dargestellt.
In 7 wird angenommen, dass die Modulation 16 ist, und ein Rahmen 12 Bits aufweist, zur Vereinfachung der Erläuterung. In diesem Fall besteht ein Symbol aus 4 Bits, und weist ein Verläßlichkeitsmuster [H, H, L, L] auf. Daher werden, wie in 7 gezeigt, beim ursprünglichen Senden 402 die erste, zweite, fünfte, sechste, neunte und zehnte Bitposition auf die Bits mit höherer Verläßlichkeit abgebildet, und werden die dritte, vierte, siebte, achte, elfte und zwölfte Bitposition auf die Bits mit geringerer Verläßlichkeit abgebildet.
Bei erneuten Senden 704, hervorgerufen durch NACK, das von dem Empfänger empfangen wurde, werden jedoch die erste, zweite, fünfte, sechste, neunte und zehnte Bitposition auf die Bits mit geringerer Verläßlichkeit abgebildet, und werden die dritte, vierte, siebte, achte, elfte und zwölfte Bitposition auf die Bits mit höherer Verläßlichkeit abgebildet. Daher wird ein zweimal erneut gesendetes Bit auf die Bitposition mit höherer Verläßlichkeit beim ursprünglichen Senden abgebildet, und auf die Bitposition mit geringerer Verläßlichkeit bei einer zweiten Sendung. Dieses Verfahren wird von der dritten Sendung aus wiederholt.
Als eine Anwendung des ersten Verfahrens wird ein zweites Verfahren in 8 eingeführt. Wie bei dem ersten Verfahren von 7 wird auch bei dem zweiten Verfahren von 8 angenommen, dass die Modulationsgrößenordnung 16QAM ist, und ein Rahmen 12 Bits aufweist, zur Erleichterung der Beschreibung. In diesem Fall besteht ein Symbol aus 4 Bits, und weist ein Verläßlichkeitsmuster [H, H, L, L] auf. Beim ursprünglichen Senden werden daher die kodierten Bits ohne Verzögerung gesendet. Von der ersten erneuten Sendung aus werden jedoch die kodierten Bits bitweise bei jedem erneuten Senden verzögert. Von der ersten Sendung bis zur dritten erneuten Sendung wird daher ein bestimmtes Bit durch die Bitposition mit höherer Verläßlichkeit zweimal gesendet, und durch die Bitposition mit geringerer Verläßlichkeit zweimal Operationen des ersten Verfahrens und des zweiten Verfahrens, normiert durch ein M-fach moduliertes Signal, werden nachstehend beschrieben.

1) Erstes Verfahren
1.1) Beim ursprünglichen Senden werden die intakten, verschachtelten Bits an den Modulator 414 gesendet.
1.2) Nach Empfang von ACK sendet die Puffersteuerung 412 die intakten, verschachtelten Bits an den Modulator 414.
1.3) Nach Empfang von NACK verzögert die Puffersteuerung 412 die kodierten Bits, die erneut gesendet werden sollen, um (log₂M)/2 vor dem Senden an den Modulator 414.
1.4) Nach erneutem Empfang von NACK sendet die Puffersteuerung 412 die intakten, kodierten Bits, die erneut gesendet werden sollen, an den Modulator 414.
1.5) Nach erneutem Empfang von NACK verzögert die Puffersteuerung 412 die kodierten Bits, die erneut gesendet werden sollen, um (log₂M)/2 vor dem Senden an den Modulator 414.
1.6) Nach Empfang ACK führt die Puffersteuerung 412 wiederholt die Operationen 1.4) und 1.5) durch.
2.) Zweites Verfahren
2.1) Beim ursprünglichen Senden werden die intakten, verschachtelten Bits an den Modulator 414 gesendet.
2.2) Nach Empfang von ACK sendet die Puffersteuerung 412 die intakten, verschachtelten Bits an den Modulator 414.
2.3) Nach jedem Empfang von NACK verzögert die Puffersteuerung 412 die kodierten Bits, die erneut gesendet werden sollen, um 1 Bit, führt diese Operation bei dem ersten Bit bis zum (log₂M – 1)-ten Bit durch, und verzögert dann erneut die kodierten Bits in der Reihenfolge des ersten Bits, des zweiten Bits, ..., des (log₂M – 1)-ten Bits.
2.4) Die Puffersteuerung 412 setzt die Operation von 2.3) fort, bis ACK empfangen wird.

Wenn das zweite Verfahren eingesetzt wird, ordnet der Empfänger empfangene Bits dadurch um, dass die Verzögerungsoperation entgegengesetzt durchgeführt wird, und kombiniert dann die umgeordneten Bits. Das zweite Verfahren wurde als Anwendung des ersten Verfahrens eingeführt. In der folgenden Beschreibung wird die Erfindung unter Bezugnahme auf das erste Verfahren beschrieben.
Als nächstes wird ein Vorgang des Empfangs von Daten unter Bezugnahme auf den Aufbau des HSDPA-Empfängers beschrieben, der in 6 gezeigt ist, und dem Sender entspricht.
Der Demodulator 610 empfängt von dem Sender gesendete Daten, und demoduliert die empfangenen Daten in kodierte Bits entsprechend einer Demodulationsbetriebsart, welche der Modulationsbetriebsart entspricht, die in dem Modulator 414 des Senders eingesetzt wird. Die demodulierten, kodierten Bits von dem Demodulator 610 werden umgeordnet durch das Pufferumordnungsteil 612 unter Steuerung durch die Puffersteuerung 614. Die umgeordneten, kodierten Bits werden dem Deinterleaver 616 zugeführt, wo sie entschachtelt werden. Eine Operation des Pufferumordnungsteils 612 wird nachstehend unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
Nach dem erste Senden von NACK empfängt das Pufferumordnungsteil 612 einen erneut gesendeten Rahmen, wie durch das Bezugszeichen 902 von 9 angedeutet. Zum Kombinieren sind die kodierten Bits in denselben Abschnitten bei jeder Sendung vorhanden. Wie durch das Bezugszeichen 904 von 9 angeordnet, ordnet daher das Pufferumordnungsteil 612 die kodierten Bits dadurch um, dass die jeweiligen Bits um 2 Bits verzögert (nach links verschoben) werden, und stellt die umgeordneten, kodierten Bits dem Deinterleaver 616 zur Verfügung. Die Operation des Pufferumordnungsteils 612 entspricht daher der Operation der Pufferverzögerung 410 in dem Sender.
Der Deinterleaver 616 führt eine Entschachtelung entsprechend dem Verschachtelungsmuster durch, das vom Interleaver 408 des Senders verwendet wird. Die entschachtelten, kodierten Bits von dem Deinterleaver 616 werden dem Kombinierer 618 zur Verfügung gestellt, bei welchem sie kombiniert werden. Der Kombinierer 618 kombiniert daher die kodierten Bits, die bei der ursprünglichen Sendung empfangen wurden, mit denselben kodierten Bits, die beim erneuten Senden empfangen werden. Falls mehrere erneute Sendungen vorhanden sind, kombiniert der Kombinierer 618 die kodierten Bits, die bei jeder erneuten Sendung empfangen werden, mit den kodierten Bits, die beim ursprünglichen Senden und beim vorherigen Senden empfangen wurden. Das Kombinieren wird, wie voranstehend erwähnt, bei denselben kodierten Bits durchgeführt.
Um eine Kombination bei den erneut gesendeten, kodierten Bits durchzuführen, erkennt der Kombinierer 618 die vorher empfangenen, kodierten Bits. So werden beispielsweise dem Kombinierer 618 die vorher empfangenen, kodierten Bits von dem Puffer 620 zur Verfügung gestellt, und legt der Puffer 620 fest, ob die vorher empfangenen, kodierten Bits gepuffert werden sollen, auf der Grundlage der CRC-Prüfergebnisse von dem CRC-Prüfer 624. Der Kombinierer 618 stellt die kombinierten, kodierten Bits dem Kanaldekodierer 622 zur Verfügung. Beim ursprünglichen Senden darf jedoch der Kombinierer 618 nicht die Kombination bei den kodierten Bits durchführen, die von dem Deinterleaver 616 geliefert werden. Bei ursprünglichen Senden stellt daher der Kombinierer 618 die intakten, kodierten Bits von dem Deinterleaver 616 dem Kanaldekodierer 622 zur Verfügung.
Der Kanaldekodierer 622 dekodiert die kodierten Bits, die von dem Kombinierer 618 zur Verfügung gestellt werden, in Informationsbits, die von dem Sender gesendet werden, entsprechend einer vorgeschriebenen Dekodiertechnik. Hier besteht die vorgeschriebene Dekodiertechnik darin, S-Bits und ein P-Bit zu empfangen, und die S-Bits zu dekodieren, und wird die vorgeschriebene Dekodiertechnik durch die Kodiertechnik des Senders festgelegt.
Der CRC-Prüfer 624 empfängt die Informationsbits, die von dem Kanaldekodierer 622 dekodiert wurden, und stellt fest, ob Fehler bei den empfangenen Informationsbits aufgetreten sind, durch Überprüfung der CRC, die in den Informationsbits enthalten ist. Falls festgestellt wird, dass Fehler bei den Informationsbits aufgetreten sind, berichtet dies der CRC-Prüfer 624 der oberen Schicht, und sendet eine Anforderung nach erneutem Senden für die entsprechenden Informationsbits. Wenn jedoch festgestellt wird, dass kein Fehler bei den Informationsbits aufgetreten ist, gibt der CRC-Prüfer 624 die Informationsbits aus, und führt eine Fehlerprüfung bei den nächsten Informationsbits durch, die von dem Kanaldekodierer 622 zur Verfügung gestellt werden.
Obwohl nicht in 6 dargestellt überträgt, wenn der CRC-Prüfer 624 einen Fehler feststellt, die obere Schicht NACK an den Sender für eine Anforderung nach einem erneuten Senden. Wenn jedoch der CRC-Prüfer 624 keinen Fehler feststellt, sendet die obere Schicht ACK an den Sender zur Betätigung der Informationsbits. Wie voranstehend erläutert werden, wenn NACK gesendet wird, die fehlerbehafteten, kodierten Bits in dem Puffer 620 gespeichert. Wenn ACK gesendet wird, wird jedoch der Puffer 620 initialisiert.
Die 10 und 11 erläutern einen Durchsatzvergleich zwischen dem herkömmlichen Verfahren und dem vorgeschlagenen Verfahren bei einer Umgebung mit Fading bzw. einer Umgebung mit additivem weißem Gauss'schen Rauschen (”AWGN”). Es wird darauf hingewiesen, dass das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung eine deutliche Erhöhung der Leistung sowohl in der Fading-Umgebung als auch in der AWGN-Umgebung erzielen kann.
2. Teilweise inkrementale Anforderung (”PIR”), die als H-ARQ-Typ verwendet wird
Zuerst wird eine Operation des Sendens von Daten unter Bezugnahme auf den Aufbau des in 6 gezeigten HSDPA-Senders beschrieben.
Das CRC-Additionsteil 402 fügt CRC Sendedaten hinzu, und die Daten, denen CRC hinzugefügt wurden, werden durch einen vorbestimmten Code in dem Kanalkodierer 404 kodiert. Daher gibt der Kanalkodierer 404 systematische Bits (S-Bits) aus, die aktuelle Sendedaten darstellen, sowie Paritätsbits (P-Bits) zur Fehlersteuerung der Sendedaten mittels Kodierer. Eine Operation des Kanalkodierers 404 wird auf dieselbe Art und Weise durchgeführt, wie dies der Fall ist, wenn CC als der H-ARQ-Typ verwendet wird. Allerdings wird das Perforierungsmuster für den Perforierer 516 des Kanalkodierers 404 neu festgelegt. Das Perforierungsmuster für PIR ist so definiert, dass dieselben Bits für die S-Bits sowohl beim ursprünglichen Senden als auch beim erneuten Senden gesendet werden, und die gegenüber den vorher übertragenen Bits unterschiedlichen Bits für die P-Bits beim ursprünglichen Senden und beim erneuten Senden gesendet werden. Wenn PIR eingesetzt wird, kann der Perforierer 516 abwechselnd die Perforierungsmuster der Gleichungen (1) und (2) verwenden.
Die S-Bits und die P-Bits, die von dem Kanalkodierer 404 ausgegeben werden, werden moduliert nach Durchgang durch den Ratenanpasser 406 und den Interleaver 408, wie dies der Fall ist, wenn CC verwendet wird. Wenn PIR als der H-ARQ-Typ eingesetzt wird, sendet daher der Sender Daten auf dieselbe Art und Weise, wie dies der Fall ist, wenn CC als der H-ARQ-Typ verwendet wird, mit Ausnahme der Tatsache, dass der Kanalkodierer 404 ein unterschiedliches Perforierungsmuster aufweist. Hierbei verzögert die Puffersteuerung 412 die kodierten Bits durch Steuern der Pufferverzögerung 410 nur dann, wenn das Paket erneut gesendet wird. Ob das Paket gesendet werden soll, kann vorher durch das Perforierungsmuster festgestellt werden.
Als nächstes wird eine Operation des Empfangs von Daten unter Bezugnahme auf den Aufbau des HSDPA-Empfängers beschrieben, der in 6 gezeigt ist, und dem Sender entspricht.
Die Operation der Verarbeitung der Daten, die über den Demodulator 610, das Pufferumordnungsteil 612 und den Deinterleaver 616 empfangen werden, wird mit demselben Verfahren durchgeführt wie dann, wenn CC als der H-ARQ-Typ eingesetzt wird. Wenn jedoch PIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird, führt der Kombinierer 618 eine Kombination unter Berücksichtigung der Tatsache durch, ob die entschachtelten, kodierten Bits, die von dem Deinterleaver 616 zur Verfügung gestellt werden, identisch mit den vorher entschachtelten, kodierten Bits sind, beim erneuten Senden. Dies liegt daran, dass das bei CC eingesetzte Perforierungsmuster von dem Perforierungsmuster verschieden ist, das für PIR verwendet wird. Wenn daher PIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird, werden dieselben S-Bits sowohl beim ursprünglichen Senden als auch beim erneuten Senden gesendet, wogegen dieselben P-Bits nicht beim ursprünglichen Senden und beim erneuten Senden gesendet werden. Die Kombination wird daher nur dann durchgeführt, wenn derselbe Rahmen gesendet wird. Es wird beispielsweise angenommen, dass dieselben P-Bits wie jene P-Bits, die beim ersten Senden oder beim ursprünglichen Senden gesendet wurden, beim dritten Senden oder beim zweiten erneuten Senden gesendet werden, und dieselben P-Bits wie jene P-Bits, die beim zweiten Senden oder dem ersten erneuten Senden gesendet wurden, beim vierten Senden oder beim dritten erneuten Senden gesendet werden. In diesem Fall werden die kodierten Bits nicht beim ursprünglichen Senden und beim ersten erneuten Senden verzögert, und werden die kodierten Bits bei dem zweiten erneuten Senden und dem dritten erneuten Senden verzögert. Ob die gesendeten, kodierten Bits identisch sind, kann auf der Grundlage des Perforierungsmusters festgestellt werden. Eine Anordnung zum Dekodieren des Ausgangssignals des Kombinierers 618 ist ebenfalls identisch mit dem Aufbau für jenen Fall, in welchem CC eingesetzt wird, so dass insoweit keine detaillierte Beschreibung erfolgt.
3. Vollständig inkrementale Anforderung (”FIR”), verwendet als H-ARQ-Typ
Das CRC-Additionsteil 402 fügt CRC Sendedaten hinzu, und die Daten, denen CRC hinzugefügt wurde, werden mit einem vorbestimmten Code durch den Kanalkodierer 404 kodiert. Der Kanalkodierer 404 gibt die S-Bits und die P-Bits mit derselben Rate aus, entsprechend den Perforierungsmustern der Gleichungen (1) und (2) beim ursprünglichen Senden, und gibt nur die P-Bits beim erneuten Senden aus. Dies kann dadurch erzielt werden, dass das Perforierungsmuster des Perforierers 516 in dem Kanalkodierer 404 eingestellt wird, und das Perforierungsmuster sowohl von dem Sender als auch dem Empfänger erkannt werden kann. Wenn FIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird, sind die zum erneuten Senden verwendeten Perforierungsmuster P₃ und P₄ folgendermaßen definiert. Gleichung (3)
Gleichung (4)
Wie n den Gleichungen (3) und (4) gezeigt ist, weist dann, wenn FIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird, der Kanalkodierer 404 die Perforierungsmuster zum Perforieren der S-Bits und zur Ausgabe nur der P-Bits auf. Wenn beispielsweise das Perforierungsmuster von Gleichung (3) bei dem Kanalkodierer 404 von 5 eingesetzt wird, gibt der Kanalkodierer 404 die kodierten Bits Y₁, Y₂, Z₁ und Z₂ aus.
Daher stellt der Kanalkodierer 404 die kodierten Bits, die aus den S-Bits und den P-Bits bestehen, dem Ratenanpasser 406 beim ursprünglichen Senden zur Verfügung, stellt jedoch nur die P-Bits dem Ratenanpasser 406 bei einer erneuten Sendung zur Verfügung. Die kodierten Bits, die dem Ratenanpasser 406 zur Verfügung gestellt werden, werden dem Interleaver 408 zur Verfügung gestellt, nachdem ihre Ratenanpassung erfolgte.
Wenn FIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird, werden die S-Bits nur beim ursprünglichen Senden gesendet, und werden bei erneuten Sendungen nicht gesendet. Da nur die P-Bits bei erneuten Sendungen gesendet werden, wird ein Verzögerung beim Senden der kodierten Bits beim ursprünglichen Senden nicht überlegt, jedoch von der ersten erneuten Sendung an uberlegt. Nach dem erneuten Senden werden daher nur dieselben, kodierten Bits verzögert. Dies liegt daran, dass es vorzuziehen ist, sämtliche P-Bits mit höherer Verläßlichkeit zu senden, anstatt ein bestimmtes P-Bit mit höherer Verläßlichkeit zu senden. Daher liegt der Sender eine geringere Verläßlichkeit für die beiden kodierten Bits fest, bei denen vorher eine höhere Verläßlichkeit festgelegt wurde, sowie eine höhere Verläßlichkeit für die zwei kodierten Bits, bei denen vorher eine geringere Verläßlichkeit festgelegt wurde, über eine Verzögerung beim Senden der kodierten Bits. Der Punkt, an welchem die kodierten Bits verzögert werden, kann auf der Grundlage des Perforierungsmusters erkannt werden, ebenso wie dann, wenn CC oder PIR verwendet wird. Die Verzögerung wird nur durchgeführt, wenn das zu sendende Paket identisch zum vorher gesendeten Paket ist.
Wenn beispielsweise das Perforierungsmuster von Gleichung (3) beim erneuten Senden eingesetzt wird, legt der Sender eine höhere Verläßlichkeit für die kodierten Bits Y₁ und Y₂ fest, und eine geringere Verläßlichkeit für die kodierten Bits Z₁ und Z₂ beim ersten erneuten Senden, und legt eine niedrigere Verläßlichkeit für die kodierten Bits Y₁ und Y₂ sowie eine höhere Verläßlichkeit für die kodierten Bits Z₁ und Z₂ beim zweiten erneuten Senden fest. Die Entscheidung in Bezug auf die Verläßlichkeit kann abhängig von der Verzögerung durch die Pufferverzögerung 410 erfolgen.
Die verschachtelten, kodierten Bits werden dem Modulator 414 zur Verfügung gestellt, durch welchen sie auf die Bitpositionen entsprechend den festgelegten Verläßlichkeiten abgebildet wird, bevor sie an den Empfänger gesendet werden.
Als nächstes wird eine Operation des Empfangs von Daten unter Bezugnahme auf den Aufbau des in 6 gezeigten HSDPA-Empfängers beschrieben, welcher dem Sender entspricht.
Eine Operation der Verarbeitung der Daten, die über den Demodulator 610, das Pufferumordnungsteil 612 und dem Deinterleaver 616 empfangen werden, wird mit demselben Verfahren durchgeführt wie dann, wenn CC oder PIR als der H-ARQ-Typ verwendet wird. Wenn jedoch FIR als der H-ARQ Typ eingesetzt wird, werden dieselben P-Bits mit unterschiedlichen Verläßlichkeiten bei jeder zweiten erneuten Sendung empfangen. Daher kombiniert der Kombinierer 618 dieselben P-Bits, die bei jedem erneuten Senden empfangen werden. Der Kombinierer 618 führt die Kombination mit demselben Verfahren durch wie dann, wenn CC oder PIR als der H-ARQ-Typ eingesetzt wird. Weiterhin ist der Vorgang zum Dekodieren der Informationsbits, die von dem Kombinierer 618 ausgegeben werden, ebenfalls identisch zu dem Vorgang in jenem Fall, in welchem CC oder PIR eingesetzt wird, so dass insoweit keine detaillierte Beschreibung erfolgt.
Wie voranstehend geschildert kann die vorliegende Erfindung in bemerkenswerter Weise den Sendewirkungsgrad erhöhen, durch Umordnung der Bits, die in dem Puffer gespeichert sind, und Abbildung der umgeordneten Bits auf die Bitpositionen mit unterschiedlichen Verläßlichkeiten bei jedem erneuten Senden, um so LLR-Werte für Eingangsbits des Kanaldekodierers zu mitteln. Darüber hinaus kann die vorliegende Erfindung in bemerkenswerter Weise die Leistung des gesamten Systems erhöhen, ohne eine Erhöhung der Komplexität des Systems, beim Einsatz für HSDPA, was auch bei verdrahteten/drahtlosen Sendern und Empfängern eingesetzt werden kann, und in Zukunft auch standardisiert werden kann. Verglichen mit dem vorhandenen System kann daher das System gemäß der vorliegenden Erfindung den Durchsatz durch Verringerung der Bitfehlerrate erhöhen.

Claims

Verfahren zum erneuten Senden von k × N kodierten Bits in einem Mobilkommunikationssystem mit Codeunterteilungsmehrfachzugriff (”CDMA”), das einen Kodierer (410) zur Erzeugung eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits nach Empfang eines Datenbitstroms aufweist, und einen Modulator (404) höherer Ordnung zum Modulieren k × N kodierter Bits in dem kodierten Bitstrom in N Symbole, die jeweils aus k Bits bestehen, wobei jedes Symbol ein festes Verlässlichkeitsmuster aufweist, welches die Verlässlichkeit seiner Bits durch deren Bitposition innerhalb des Symbols angibt, wobei das Verfahren umfaßt: zyklisches Verschieben, durch einen zwischen dem Kodierer (410) und dem Modulator (404) angeordneten Schieber (410), der k × N kodierten Bits einer Bitsequenz um eine vorbestimmte Anzahl an Bits bei jeder Anforderung einer erneuten Sendung der aus k × N kodierten Bits bestehenden Bitsequenz; aufeinanderfolgendes Abbilden, durch den Modulator (404), der zyklisch verschobenen k × N kodierten Bits auf Bitpositionen von Symbolen für die erneute Sendung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verlässlichkeitsmuster aus einem ersten Bitteil, der Bitposition mit höherer Verlässlichkeit umfasst, und einem zweiten Bitteil besteht, der Bitpositionen mit geringerer Verlässlichkeit umfasst, und wobei das aufeinanderfolgende Abbilden umfasst: aufeinanderfolgendes Unterteilen der zyklisch verschobenen k × N kodierten Bits der Bitsequenz um k/2 Bits; und abwechselndes Abbilden der unterteilten kodierten Bits auf den ersten Bitteil und den zweiten Bitteil.
Verfahren nach Anspruch 2, bei welchem dann, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer geradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist, die vorbestimmte Anzahl an Bits für das zyklische Verschieben 0 beträgt, und bei welchem, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist, die vorbestimmte Anzahl an Bits für das zyklische Verschieben k/2 beträgt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist, die vorbestimmte Anzahl an Bits für das zyklische Verschieben 1 beträgt.
Verfahren nach Anspruch 1, bei welchem die zyklische Verschiebung umfaßt: zyklisches Verschieben der k × N kodierten Bits der Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist; und Ausgabe der k × N kodierten Bits der Bitsequenz ohne zyklische Verschiebung, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer geradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist.
Verfahren nach Anspruch 5, bei welchem die vorbestimmte Anzahl an Bits die Hälfte der Gesamtanzahl kodierter Bits beträgt, die aufeinanderfolgend auf ein Symbol entsprechend dem festen Verläßlichkeitsmuster abgebildet werden können.
Sendeeinrichtung für ein Mobilkommunikationssystem mit Codeunterteilungsmehrfachzugriff (”CDMA”), das einen Kodierer (404) zur Erzeugung eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits nach Empfang eines Datenbitstroms aufweist, und einen Modulator (414) höherer Ordnung zum Modulieren k × N kodierter Bits in dem kodierten Bitstrom in N Symbole, die jeweils aus k Bits bestehen, wobei jedes Symbol ein festes Verlässlichkeitsmuster aufweist, welches die Verlässlichkeit seiner Bits durch deren Bitposition innerhalb des Symbols angibt, wobei die Einrichtung aufweist: einen Schieber (410) zum zyklischen Verschieben der k × N kodierten Bits einer Bitsequenz um eine vorbestimmte Anzahl an Bits bei jeder Anforderung einer erneuten Sendung der aus k × N kodierten Bits bestehenden Bitsequenz; und wobei der Modulator (414) zum aufeinanderfolgenden Abbilden der zyklisch verschobenen k × N kodierten Bits der Bitsequenz auf Bitpositionen von Symbolen für die erneute Sendung eingerichtet ist.
Sendeeinrichtung nach Anspruch 7, weiter umfassend eine Puffersteuerung (402) zum Steuern des zyklischen Verschiebens entsprechend einem vorbestimmten Muster für die zyklische Verschiebung, um die k × N kodierte Bitsequenz auf der Grundlage einer Anzahl an Anforderungen für eine erneute Sendung zu ändern, und wobei die vorbestimmte Anzahl an Bits dem vorbestimmten Muster für die zyklische Verschiebung entspricht.
Sendeeinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, bei welcher das Muster für die zyklische Verschiebung umfaßt: zyklisches Verschieben der k × N kodierten Bits der Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist; und Ausgabe der k × N kodierten Bits der Bitsequenz ohne zyklische Verschiebung, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer geraden Anzahl einer erneuten Sendung ist.
Sendeeinrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, bei welcher die vorbestimmte Anzahl an Bits die Hälfte der Gesamtanzahl kodierter Bits beträgt, die aufeinanderfolgend auf ein Symbol entsprechend dem festen Verläßlichkeitsmuster abgebildet werden können.
Sendeeinrichtung nach Anspruch 7, bei welcher die vorgeschriebene Anzahl an Bits 1 beträgt.
Verfahren zum Empfangen einer erneut gesendeten Bitsequenz eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits in einem Mobilkommunikationssystem mit Codeunterteilungsmehrfachzugriff (”CDMA”), wobei der kodierte Bitstrom modulierte k × N kodierte Bits in N Symbolen, die jeweils aus k Bits bestehen, umfasst, wobei jedes Symbol ein festes Verlässlichkeitsmuster aufweist, welches die Verlässlichkeit seiner Bits durch deren Bitposition innerhalb des Symbols angibt, wobei das Verfahren umfaßt: Demodulieren einer empfangenen erneut gesendeten modulierten Bitsequenz von k × N kodierten Bits, wobei die erneut gesendete Bitsequenz um eine vorbestimmte Anzahl von Bits zyklisch verschoben ist, und Ausgeben der kodierten Bitsequenz; und zyklisches Zurückverschieben der kodierten Bits der demodulierten Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits.
Verfahren nach Anspruch 12, weiter umfassend ein Kombinieren der kodierten Bits der zyklisch zurückverschobenen Bitsequenz mit kodierten Bits einer beim ursprünglichen Senden und bei einem vorherigen erneuten Senden empfangenen Bitsequenz.
Verfahren nach Anspruch 13, weiter umfassend ein Senden einer Anforderung nach erneutem Senden, falls Fehler in Informationsbits aufgetreten sind, die aus den kombinierten kodierten Bits dekodiert wurden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei welchem das zyklische Zurückverschieben und das Umordnen umfassen: zyklisches Zurückverschieben der demodulierten Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits, wenn die erneut gesendete Bitsequenz entsprechend einer Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung erneut gesendet wurde; und Ausgabe der demodulierten Bitsequenz ohne zyklische Zurückverschiebung, wenn die erneut gesendete Bitsequenz entsprechend einer Anforderung nach einer geraden Anzahl einer erneuten Sendung erneut gesendet wurde.
Verfahren nach Anspruch 12, bei welchem die vorbestimmte Anzahl an Bits die Hälfte der Gesamtanzahl kodierter Bits beträgt, die aufeinanderfolgend auf ein Symbol abgebildet werden können.
Verfahren nach Anspruch 12, bei welchem die vorbestimmte Anzahl an Bits 1 beträgt.
Empfangseinrichtung zum Empfangen einer erneut gesendeten Bitsequenz eines kodierten Bitstroms mit Fehlerkorrekturbits in einem Mobilkommunikationssystem mit Codeunterteilungsmehrfachzugriff (”CDMA”), wobei der kodierte Bitstrom modulierte k × N kodierte Bits in N Symbolen, die jeweils aus k Bits bestehen, umfasst und wobei jedes Symbol ein festes Verlässlichkeitsmuster aufweist, welches die Verlässlichkeit seiner Bits durch deren Bitposition innerhalb des Symbols angibt, wobei die Einrichtung aufweist: einen Demodulator (610) zum Demodulieren einer empfangenen erneut gesendeten modulierten Bitsequenz von k × N kodierten Bits, wobei die erneut gesendete Bitsequenz um eine vorbestimmte Anzahl an Bits zyklisch verschoben ist, und zum Ausgeben der kodierten Bitsequenz; ein Umordnungsteil (612) zum Speichern der demodulierten Bitsequenz und zum Umordnen der demodulierten Bitsequenz durch zyklische Zurückverschiebung der demodulierten Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 18, weiter umfassend eine Puffersteuerung (614) zum Steuern der zyklischen Zurückverschiebung entsprechend einem vorbestimmten Muster für zyklische Verschiebung, um die k × N kodierte Bitsequenz auf der Grundlage einer Anzahl an Anforderungen einer erneuten Sendung zu ändern, und wobei die vorbestimmte Anzahl an Bits dem vorbestimmten Muster für die zyklische Verschiebung entspricht.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 19, bei welcher die Puffersteuerung (614) weiterhin eingerichtet ist, die demodulierte Bitsequenz um die vorbestimmte Anzahl an Bits zyklisch zurückzuverschieben, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer ungeradzahligen Anzahl einer erneuten Sendung ist, und die demodulierte Bitsequenz ohne zyklische Zurückverschiebung auszugeben, wenn die Anforderung nach erneutem Senden eine Anforderung nach einer geraden Anzahl einer erneuten Sendung ist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 18, bei welcher die vorbestimmte Anzahl an Bits die Hälfte der Gesamtanzahl kodierter Bits beträgt, die aufeinanderfolgend auf ein Symbol entsprechend dem festen Verläßlichkeitsmuster abgebildet werden können.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 19, bei welcher die vorbestimmte Anzahl an Bits 1 beträgt.