DE19936774A1

DE19936774A1 - Steuereinheit für die Amplitude einer dynamischen Fokusierspannung

Info

Publication number: DE19936774A1
Application number: DE19936774A
Authority: DE
Inventors: John Barrett George
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1998-08-07
Filing date: 1999-08-09
Publication date: 2000-02-17
Also published as: MY117058A; CN1160942C; KR100688133B1; GB2340707B; CN1254231A; TW434625B; GB9918519D0; KR20000017159A; US6300731B1; JP2000156791A; GB2340707A

Abstract

Ein Widerstands-Spannungsteiler spricht auf ein parabelförmiges Signal an, das an einem S-formenden Kondensator einer bei einer ausgewählten Ablenkfrequenz arbeitenden Ablenkschaltung gebildet wird. Der Spannungsteiler enthält ein steuerbares Widerstandsnetzwerk zum automatischen Auswählen eines Dämpfungsfaktors des Spannungsteilers entsprechend der ausgewählten Ablenkfrequenz. Ein auf die gedämpfte, parabelförmige Spannung ansprechender Verstärker erzeugt an einer Ausgangsklemme des Verstärkers eine periodische Ausgangsspannung, die über eine kapazitive Kopplung einer Fokussierelektrode zugeführt wird, um eine dynamische Fokussierspannung zu erzeugen. In einer ersten Ausführungsform enthält das steuerbare Widerstandsnetzwerk einen Fotowiderstand, der eine automatische Verstärkungssteuerung bewirkt. In einer alternativen, zweiten Ausführungsform wird der Spannungsteiler umgeschaltet.

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Korrektur von Strahllandungsfehlern.

HINTERGRUND

Ein auf einer Kathodenstrahlröhre (CRT) wiedergegebenes Bild kann Mängeln oder Verzerrungen unterliegen wie einer Defokussierung oder Nichtlinearität bei der Ablenkung des Strahls der CRT. Derartige Mängel oder Verzerrungen treten auf, weil der Abstand von der Elektronenkanone der CRT zu der Schirmträgerplatte sich bei der Strahlablenkung nennenswert ändert, zum Beispiel in der Horizontal richtung. Eine Verringerung der Defokussierung, die zum Beispiel bei der Ablen kung des Strahls in der Horizontalrichtung auftritt, kann dadurch erreicht werden, daß eine dynamische Fokussierspannung mit einer parabelförmigen Spannungs komponente mit der Horizontalfrequenz gebildet und die dynamische Fokus sierspannung einer Fokussierelektrode der CRT zugeführt wird, um die Fokus sierspannung dynamisch zu ändern. Es ist bekannt, die parabelförmige Span nungskomponente mit der Horizontalfrequenz von einer Spannung zur sogenann ten S-Korrektur abzuleiten, die an einem S-formenden Kondensator der Aus gangsstufe einer Horizontalablenkung entsteht.

Ein Fernsehempfänger, ein Computer oder ein Monitor kann die Möglichkeit haben, wahlweise Bildinformationen auf derselben Kathodenstrahlröhre (CRT) unter Ver wendung eines Ablenkstroms mit verschiedenen Horizontalablenkfrequenzen wiederzugeben. Bei der Wiedergabe der Bildinformationen eines Fernsehsignals gemäß einer Sendenorm kann es wirtschaftlicher sein, mit einem Horizontala blenkstrom mit einer Frequenz von ungefähr 16 kHz zu arbeiten, bezeichnet als Frequenz 1f_H. Bei der Wiedergabe von Bildinformationen eines hochauflösenden Fernsehsignals oder eines Datensignals bei einem Wiedergabemonitor kann jedoch die Frequenz des Horizontalablenkstroms gleich oder größer als 32 kHz sein. Diese höhere Frequenz wird mit 2nf_H bezeichnet. Der Wert von n ist gleich oder größer als 1.

In der Ausgangsstufe einer Horizontalablenkung eines Video-Wiedergabemoni tors, der bei mehreren Ablenkfrequenzen arbeiten kann, ist es bekannt, die Zahl der in der Schaltung vorhandenen S-Kondensatoren durch geschaltete S-Konden satoren zu ändern. Die Auswahl der S-Kondensatoren erfolgt automatisch durch Auswahlschalter entsprechend der jeweils gewählten Horizontalablenkfrequenz.

Bei der Anwendung eines nicht-geschalteten Rücklaufkondensators ist die Länge des Horizontal-Rücklaufintervalls bei verschiedenen Horizontalfrequenzen gleich. Daher können die benötigten Amplituden der Spannung zur S-Korrektur bei den verschiedenen Frequenzen unterschiedlich sein. Hingegen müssen möglicher weise die erforderlichen Amplituden der parabelförmigen Spannungskomponente der dynamischen Fokussierspannung dieselben sein. Daher kann es erwünscht sein, die Amplitude der parabelförmigen Spannungskomponente der dynami schen Fokussierspannung bei den verschiedenen Horizontalfrequenzen getrennt von der Weise zu steuern, wie die Amplitude der Spannung für die S-Korrektur ge steuert wird.

Bei der Ausführung eines erfindungsgemäßen Merkmals entsteht an dem S- formenden Kondensator eine parabelförmige, horizontalfrequente Spannung. Die parabelförmige Spannung wird durch einen gesteuerten, veränderbaren Span nungsteiler gedämpft. Der Ausgang des Spannungsteilers wird einem Eingangs eines Differenzverstärkers zugeführt, der die Amplitude Spitze zu Spitze der para belförmigen Spannung vergleicht und so einstellt, daß diese gleich einer Refe renzspannung ist. Die Einstellung der Amplitude Spitze zu Spitze erfolgt durch Steuerung des Widerstandwertes eines Fotowiderstands des gesteuerten, verän derbaren Spannungsteilers. Die gedämpfte parabelförmige Spannung wird in ei nem Hochspannungsverstärker verstärkt. Dadurch ändert sich die Dämpfung und steuert die Amplitude der parabelförmigen Spannungskomponente der dynami schen Fokussierspannung bei verschiedenen Horizontalfrequenzen.

Bei der Durchführung eines anderen erfindungsgemäßen Merkmals wird die para belförmige Spannung statt dessen durch einen Spannungsteiler gedämpft, der mit einem Schalter verbunden ist, und die gedämpfte parabelförmige Spannung wird in dem Hochspannungsverstärker verstärkt. Der Schalter des Dämpfungsgliedes wird durch ein Schaltsteuersignal gesteuert, das die jeweils gewählte Horizontal frequenz anzeigt. Dadurch ändert sich die Dämpfung und steuert die Amplitude der parabelförmigen Spannungskomponente der dynamischen Fokussierspannung bei verschiedenen Horizontalfrequenzen.

Eine Video-Bildwiedergabevorrichtung mit einem erfindungsgemäßen Merkmal enthält eine Quelle eines ersten parabelförmigen Signals mit einer Frequenz, die zu einer aus mehreren Frequenzen ausgewählten Ablenkfrequenz in Beziehung steht. Das erste parabelförmige Signal hat eine Amplitude, die entsprechend der ausgewählten Frequenz bestimmt ist. Ein Spannungsteiler mit einem Widerstand hat einen Eingang, der mit der Quelle des ersten parabelförmigen Signals verbun den ist, und erzeugt ein gedämpftes, parabelförmiges Signal mit einer Amplitude entsprechend einem Wert des Widerstands. Eine Steuerschaltung, die durch ein Steuersignal gesteuert wird, das die Amplitude des ersten parabelförmigen Si gnals anzeigt, wird dem Widerstand zugeführt und ändert den Wert des Wider stands entsprechend dem Steuersignal. Ein Verstärker, der durch das gedämpfte, parabelförmige Signal gesteuert wird und an die Fokussierelektrode angeschlos sen ist, verstärkt das gedämpfte parabelförmige Signal und erzeugt eine dynami sche Fokussierspannung an der Fokussierelektrode.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1A und 1B zeigen eine Ausgangsstufe einer Horizontalablenkschaltung und einen Generator für eine dynamische Fokussierspannung mit einem gesteu erten Dämpfungsglied gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal, und Fig. 1C zeigt eine Alternative für das Dämpfungsglied von Fig. 1B gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1A zeigt eine Ausgangsstufe 101 einer Horizontalablenkschaltung eines Fernsehempfängers mit der Möglichkeit für mehrere Ablenkfrequenzen. Die Stufe 101 wird durch ein geregeltes Netzgerät 100 gespeist, das eine Betriebsspannung B+ erzeugt. Eine bekannte Treiberstufe 103 wird durch ein Eingangssignal 107a mit der ausgewählten Horizontalablenkfrequenz nf_H gesteuert. Die Treiberstufe 103 erzeugt ein Treibersteuersignal 103a zur Steuerung des Schaltbetriebs in einem Schalttransistor 104 der Ausgangsstufe 101. Zum Beispiel kann der Wert von n=1 die Horizontalfrequenz eines Fernsehsignals gemäß einer bestimmten Norm wie einer Sendenorm darstellen. Der Kollektor des Transistors 104 ist mit einer Klemme TOA einer Primärwicklung TOW1 eines Rücklauftransformators T0 ver bunden. Der Kollektor des Transistors 104 ist außerdem mit einem nicht geschalteten Rücklaufkondensator 105 verbunden. Der Kollektor des Transistors 104 ist zusätzlich mit einer Horizontalablenkwicklung LY verbunden und bildet ei nen Rücklauf-Resonanzkreis. Der Kollektor des Transistors 104 ist außerdem mit einer bekannten Dämpfungsdiode oder Rücklaufdiode 108 verbunden. Die Wick lung LY liegt in Reihe mit einer Linearitätsspule LIN und einem nicht-geschalteten Rücklauf- oder S-Kondensator CS1. Der Kondensator CS1 liegt zwischen einer Klemme 25 und einer Referenzspannung oder Erde GND, so daß die Klemme 25 zwischen der Spule LIN und dem S-Kondensator CS1 liegt.

Die Ausgangsstufe 101 kann einen Ablenkstrom iy erzeugen. Der Ablenkstrom iy hat im wesentlichen dieselbe vorbestimmte Amplitude für jede gewählte Horizon talablenkfrequenz des Signals 103a, ausgewählt aus einem Bereich von 2f_H bis 2,4f_H und für eine ausgewählte Horizontalfrequenz von 1f_H. Die Steuerung der Am plitude des Ablenkstroms iy erfolgt durch automatische Erhöhung der Spannung B+, wenn die Horizontalfrequenz ansteigt, und umgekehrt, so daß eine konstante Amplitude des Ablenkstroms iy aufrechterhalten wird. Die Spannung B+ wird durch ein bekanntes geregeltes Netzgerät 100 geregelt, das in einer geschlossenen Schleife über eine Rückkopplungswicklung TOW2 des Transformators T0 arbeitet. Die Größe der Spannung B+ wird entsprechend einem gleichgerichteten, rückge koppelten Rücklaufimpuls FB gebildet, der eine Größe hat, die die Amplitude des Stroms iy anzeigt. Ein vertikalfrequentes, parabelförmiges Signal O-W (Ost-West) wird in einer bekannten, nicht dargestellten Weise erzeugt. Das Signal O-W wird in bekannter Weise dem Netzgerät 100 zugeführt und erzeugt eine vertikalfrequente, parabelförmige Komponente der Spannung B+ für eine Ost/West- Kissenverzerrungskorrektur.

Eine einen Schalter bildende Schaltung 60 dient zur Korrektur eines Strahllan dungsfehlers wie zum Beispiel der Linearität. Die Schaltung 60 schaltet keinen, nur einen oder beide von dem Hinlaufkondensator CS2 und dem Hinlaufkondensator CS3 parallel zu dem Hinlaufkondensator CS1. Der wahlweise Anschluß wird be stimmt als eine Funktion des Frequenzbereichs, aus dem die Horizontalablenk frequenz ausgewählt wird. In der als Schalter arbeitenden Schaltung 60 liegt der Kondensator CS2 zwischen der Klemme 25 und der Drainelektrode eines Feldef fekttransistor (FET)-Schalters Q2. Die Sourceelektrode des Transistors Q2 ist mit Erde GND verbunden. Ein Schutzwiderstand R2, der eine Überspannung über dem Transistor Q2 verhindert, liegt über dem Transistor Q2.

Ein Register 201 liefert Schaltsteuersignale 60a und 60b. Das Steuersignal 60a wird über einen Puffer 98 einer Gateelektrode des Transistors Q2 zugeführt. Wenn sich das Steuersignal 60a bei einem ersten auswählbaren Wert befindet, ist der Transistor Q2 abgeschaltet. Wenn andererseits das Steuersignal 60a sich bei ei nem zweiten auswählbaren Wert befindet, ist der Transistor Q2 eingeschaltet. Der Puffer 98 bildet die benötigte Pegelverschiebung des Signals 60a, um in bekannter Weise den oben beschriebenen Schaltvorgang zu bilden.

In der als Schalter arbeitenden Schaltung 60 liegt der Kondensator CS3 zwischen der Klemme 25 und der Drainelektrode eines FET-Schalters Q2'. Der FET-Schalter Q2' wird durch ein Steuersignal 60b in einer ähnlichen Weise gesteuert, in der der FET-Schalter Q2 durch das Steuersignal 60a gesteuert wird. Somit führt ein Puffer 98' eine ähnliche Funktion aus wie der Puffer 98.

Ein Mikroprozessor 208 spricht auf ein Datensignal 209b an, das in einem Fre quenz/Datensignal-Konverter 209 erzeugt wird. Das Signal 209b hat einen Zahlen wert, der die Frequenz eines Synchronsignals HORZ-SYNC oder des Ablenk stroms iy anzeigt. Der Konverter 209 enthält zum Beispiel einen Zähler, der die An zahl an Taktimpulsen während einer bestimmten Periode des Signals HORZ- SYNC zählt und das Wortsignal 209a entsprechend der Anzahl von Taktimpulsen in der bestimmten Periode erzeugt. Der Mikroprozessor 208 erzeugt ein Steuer- Datensignal 208a, das einem Eingang des Registers 201 zugeführt wird. Der Wert des Signals 208a wird entsprechend der Horizontalfrequenz des Signals HORZ- SYNC bestimmt. Das Register 201 erzeugt entsprechend dem Datensignal 208a Steuersignale 60a und 60b bei Werten, die durch das Signal 208a entsprechend der Frequenz des Signals HORZ-SYNC bestimmt sind. Alternativ kann der Wert des Signals 208a durch ein Signal 109b von einem nicht dargestellten Tastenfeld bestimmt sein.

Wenn die Frequenz des Horizontalablenkstroms iy gleich 1f_H ist, sind die Transi storen Q2 und Q2' eingeschaltet. Das Ergebnis ist, daß beide S-Kondensatoren CS2 und CS3 in der Schaltung wirksame S-Kondensatoren sind, die parallel zu dem nicht-geschalteten S-Kondensator CS1 liegen und einen maximalen S- Kapazitätswert bilden. Wenn die Frequenz des Horizontalablenkstroms iy gleich oder größer als 2f_H und kleiner als 2,14f_H ist, wird der Transistor Q2 abgeschaltet und der Transistor Q2' eingeschaltet. Das Ergebnis ist, daß der S-Kondensator CS2 von dem nicht-gesschalteten S-Kondensator CS1 getrennt und der S- Kondensator CS3 an den S-Kondensator CS1 angeschlossen wird und einen mittleren S-Kapazitätswert bildet. Wenn die Frequenz des Horizontalablenkstroms iy gleich oder größer als 2,14f_H ist, sind die Transistoren Q2 und Q2' abgeschaltet. Daher werden die S-Kondensatoren CS2 und CS3 von dem nicht-geschalteten S- Kondensator CS1 getrennt und bilden einen minimalen S-Kapazitätswert. Der Ab lenkstrom iy in dem Kondensator CS1, CS2 oder CS3 erzeugt eine S-formende, parabelförmige Spannung V5.

Die durch den Kondensator 105 gebildete Gesamt-Rücklaufkapazität ändert sich bei den verschiedenen Ablenkfrequenzen nicht. Daher hat das Rücklaufintervall bei den verschiedenen Ablenkfrequenzen dieselbe Länge. Die Werte der Kondensato ren CS1, CS2 und CS3 sind so gewählt, daß sie eine parabelförmige Spannung V5 mit unterschiedlichen Amplituden bei unterschiedlichen Ablenkfrequenzen lie fern. Die unterschiedlichen Amplituden der Spannung V5 werden benötigt, weil die Länge des Rücklaufintervalls konstant ist.

Fig. 1B zeigt einen Generator 99 für eine dynamische Fokussierspannung mit einem erfindungsgemäßen Merkmal. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in den Fig. 1A und 1B bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen. Die Spannung V5 von Fig. 1B enthält negativ gerichtete Rücklaufspitzen. Die Amplitude Spitze zu Spitze der parabelförmigen Spannung V5 beträgt ungefähr 60 Volt bei 16 kHz oder
1f_H, 80 Volt bei 2f_H und 125 Volt bei 2,4f_H. Die parabelförmige Spannung V5 wird über eine kapazitive Kopplung mit einem Kondensator C4 einem Widerstand R16 zugeführt.

Ein gesteuerter Spannungsteiler oder Dämpfungsglied 70 mit einem Widerstand R16 und einem Widerstand CDS liefert eine gedämpfte, parabelförmige Spannung V5' an einer Klemme 120. Die Dämpfung des Spannungsteilers 70 ist bestimmt durch den Leitzustand des Cadmiumsulfid-Fotowiderstands CDS, der Teil eines Optokopplers PC1 bildet. Der Fotowiderstand CDS spricht auf Licht von einer licht emittierenden Diode LED an, die Teil des Optokopplers PC1 bildet. Das Licht von der Diode LED reagiert auf einen Strom von einem Darlington-Transistor Q10. Der Darlington-Transistor Q10 und ein Darlington-Transistor 11 sind miteinander und mit einem Widerstand R19, einem Widerstand R23 und einem Widerstand R24 verbunden und bilden einen Differenzverstärker. Die Basis des Darlington- Transistors Q11 ist mit einer konstanten Referenzspannung von 3 Volt verbunden, die über einen Widerstandsteiler mit einem Widerstand R11 und einem Wider stand R12 aus der Betriebsspannung von 12 Volt abgeleitet wird.

Die Gleichspannungskomponente der Spannung V5' liegt in der Nähe von 0 Volt. Die Wechselspannungskomponente ist durch Widerstände R16 und durch den CDS und einen Widerstand R17 bestimmt. Der Wert des Widerstandes CDS ist bestimmt durch die Lichtenergie von der lichtemittierenden Diode LED. Die Wech selspannungskomponente der Spannung V5', eine Spannung V5'', wird über ei nen Kondensator C21 der Basis des Darlington-Transistors Q10 und der Kathode einer Klemmdiode D6 zugeführt. Die negative Spitze der Spannung V5'' wird durch die Klemmdiode bei -0,6 Volt gehalten. Die positive Spitze der Spannung V5'' schaltet den Darlington-Transistor Q10 ein, wenn der Wert von +3 Volt an der Basis des Darlington-Transistors Q11 überschritten wird. Wenn der Darlington-Transistor Q10 einschaltet, fließt ein Strom durch die Diode LED und erzeugt einen Licht strom. Der Lichtstrom wirkt auf den Widerstand CDS und verringert dessen Wert, die Amplitude der Spannung V5' und die Amplitude der Spannung V5''. Die An sprechgeschwindigkeit der Änderung des Widerstandswertes des Widerstands CDS ist sehr gering. Dieses wirkt als ein Tiefpaßfilter in der Gegenkopplungs schleife. Da der positive Spitzenwert von V5'' auf +3 Volt abfällt, wird die Einschalt zeit des Transistors Q10 verkürzt, und die mittlere Lichtenergie von der Diode LED nimmt ab, bis ein Gleichgewichtszustand gebildet ist. Die positive Spitzenamplitu de der Spannung V5'' wird dann bei einem Wert etwas größer als +3 Volt gehalten. Die Amplitude Spitze zu Spitze der Spannungen V5'' und V5' wird bei ungefähr 4 Volt gehalten, unabhängig von der Eingangsfrequenz oder der Eingangsamplitude.

Die Treiberspannung V5' an der Verbindungsklemme 120 der Widerstände CDS und R16 ist über einen Kondensator C3, einen Widerstand R17 und einen Kon densator C24 mit einer einen Addierpunkt bildenden Eingangsklemme 121 eines Fokussierverstärkers 97 verbunden. Die Wirkung des Widerstands CDS für die Verstärkungssteuerung regelt die Spannung an der Klemme 121 so, daß sie bei jeder der Frequenzen 1f_H, 2f_H und 2,4f_H die gleiche Amplitude Spitze zu Spitze hat.

Der Kondensator C3 bewirkt eine kapazitive Kopplung für die Horizontalparabel. Ein Kondensator C10 bewirkt eine kapazitive Kopplung einer in einer bekannten, nicht dargestellten Weise erzeugten Vertikalparabel V8 an der Klemme 121. Der Gleichstrom-Arbeitspunkt des Fokussierverstärkers 97 wird durch einen Wider stand R5 bestimmt und nicht durch die parabelförmigen Signale, weil die kapaziti ve Kopplung eine Gleichspannungskomponente unterdrückt. Der Kondensator C24 korrigiert eine Phasenverzögerung durch eine nicht dargestellte Streu- Eingangskapazität des Verstärkers 97, so daß die Korrektur der Horizontalfokus sierung zeitlich einwandfrei abläuft.

In dem Verstärker 97 sind ein Transistor Q5 und ein Transistor Q6 miteinander verbunden und bilden eine Differenz-Eingangsstufe. Diese Transistoren haben ein sehr hohes Verhältnis von Kollektorstrom zum Basisstrom, das als das soge nannte "Beta" bezeichnet wird, und erhöhen die Eingangsimpedanz an der Klem me 121. Die Spannungen an der Basis/Emitter-Strecke der Transistoren Q5 und Q6 kompensieren einander und verringern eine Abweichung der Gleichvorspan nung bei Änderungen der Temperatur. Die Widerstände R11 und R12 bilden einen Spannungsteiler, der an eine Betriebsspannung V10 von +12 V angeschlossen ist und bilden eine Vorspannung für die Basisspannung des Transistors Q6 bei un gefähr +3 V. Der Wert eines Emitterwiderstands R10, der mit den Emittern der Transistoren Q5 und Q6 verbunden ist, ist so gewählt, daß er einen maximalen Strom von ungefähr 6 mA zieht. Dieser schützt einen Hochspannungstransistor Q20. Der Transistor Q20 ist über einen als Schalter arbeitenden Transistor Q13 mit dem Transistor Q5 verbunden. Der Transistor Q20 ist mit dem Transistor Q5 über einen Transistor Q13 in Kaskodenaufbau verbunden. Der Transistor Q20 muß ge genüber einer Übersteuerung geschützt werden, da der Transistor Q20 nur einen Kollektorstrom bis zu 10 mA vertragen kann. Das erfolgt, weil der Verstärker 97 ei ne hohe Transkonduktanz bei einem Kollektorstrom bis zu 6 mA und eine geringe re Transkonduktanz oberhalb 6 mA aufweist. Der Kaskodenaufbau der Transisto ren Q20, Q13 und Q5 trennt die nicht dargestellte sogenannte Miller-Kapazität über der Kollektor/Basis-Strecke des Transistors Q20, wodurch die Bandbreite erhöht wird. Der Kaskodenaufbau macht außerdem die Verstärkung des Verstärkers un abhängig von dem niedrigen Beta des Hochspannungstransistors Q20.

Eine Wicklung TOW3 des Transformators T0 von Fig. 1A erzeugt eine hochge setzte Rücklaufspannung, die in einer Diode D12 gleichgerichtet und in einem Kondensator C13 gesiebt wird, um eine Betriebsspannung VSU für die Speisung des Generators 99 für die dynamische Fokussierspannung von Fig. 18 zu erzeu gen. Ein aktiver Hochzieh (pull up)-Transistor Q1 ist mit seinem Kollektor mit der Betriebsspannung VSU verbunden. Ein Hochzieh-Basiswiderstand R1 des Transi stors Q1 ist mit der Spannung VSU über eine sogenannte Bootstrap- oder Boo steranordnung verbunden, die eine Diode D7 und einen Kondensator C26 enthält.

Eine Diode D5 liegt in Reihe mit dem Widerstand R1 und ist mit dem Kollektor des Transistors Q20 verbunden. Eine Diode D4 liegt zwischen dem Emitter des Tran sistors Q1 an der Klemme 97a und dem Kollektor des Transistors Q20.

Während der negativen Spitzen der Ausgangsspannung an der Klemme 97a klemmt die Diode D7 einen Endanschluß des Kondensators C26 an der Kathode der Diode D7 auf die Betriebsspannung VSU von +1.600 V, und der Transistor Q20 zieht den anderen Endanschluß des Kondensators C16 in die Nähe von Erdpoten tial. Der Transistor Q1 wird durch die Wirkung der Dioden D4 und D5 gesperrt ge halten. Wenn die Spannung an der Klemme 97a ansteigt, wird die in dem Konden sator C26 gespeicherte Energie über den Widerstand R1 der Basis des Transi stors Q1 zugeführt. Die Spannung über dem Widerstand R1 wird hoch gehalten, und der Basisstrom in dem Transistor Q1 wird auch aufrechterhalten, selbst wenn die Kollektor/Emitter-Spannung über dem Transistor Q1 sich dem Wert null nähert. Daher wird der Emitterstrom des Transistors Q1 aufrechterhalten. Die positive Spitze an der Ausgangsklemme 97a kann ohne Verzerrung sehr nahe bei der Be triebsspannung VSU von +1.600 V liegen.

Eine Kapazität C1 stellt die Summe der Streukapazitäten der Fokussierelektrode 17 und der Verdrahtung dar. Der aktive Pull-up-Transistor Q1 ist in der Lage, einen Strom von der Klemme 97a abzuleiten und die Streukapazität C1 aufzuladen. Der Pull-down-Transistor Q20 ist in der Lage, über die Diode D4 von der Kapazität C1 einen Strom zu entnehmen. In vorteilhafter Weise dient die aktive Pull-up- Anordnung zur Erzielung einer schnellen Ansprechzeit mit einer geringeren Ver lustleistung. Der Verstärker 97 verwendet eine Parallelrückkopplung für die Aus gangsspannung an der Klemme 97a über einen Rückkopplungswiderstand R2. Die Widerstände R17 und R2 sind so gewählt, daß sie eine horizontalfrequente Spannung an der Klemme 97a erzeugen. Als Ergebnis beträgt die Spannungsver stärkung des Verstärkers 97 mehrere Hundert.

Komponenten der dynamischen Fokussierspannung bei der Horizontalfrequenz, die durch die Spannung V5 erzeugt werden, und bei der Vertikalfrequenz, die durch die Spannung V8 erzeugt werden, werden kapazitiv über einen die Gleichspannung absperrenden Kondensator C22 einer Fokussierelektrode 17 einer CRT 10 zuge führt und liefern eine dynamische Fokussierspannung FV. Eine Gleichspannungs komponente der Spannung FV, die durch einen Spannungsteiler mit einem Wider stand R28 und einem Widerstand R29 gebildet wird, ist gleich 8 kV.

Ein periodisches Steuersignal V13 befindet sich während der Vertikalaustastung und zum Beispiel während einer Zeit von vier Videozeilen, die auf die Vertikalausta stung folgen, bezeichnet als nicht dargestelltes AKB-Meßintervall, bei dem hohen Zustand "1". Das Signal V13 wird durch eine Verzögerungsschaltung 200 erzeugt, die ein übliches Vertikalaustastsignal VERT-BLANK um eine geeignete Anzahl von Videozeilen, wie zum Beispiel vier, verzögert. Das Signal V13 wird über einen Wi derstand R26 der Basis eines Schalttransistors Q15 zugeführt. Der Kollektor des Transistors Q15 ist über einen Widerstand R27 mit einer Verbindungsklemme zwischen dem Emitter des Transistors Q20 und dem Kollektor des Transistors Q13 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q13 ist mit dem Emitter des Transi stors Q20 und der Emitter des Transistors Q13 mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden. Während der Vertikalaustastung und des AKB-Meßintervalls ist der Transistor Q13 durch den Transistor Q15 gesperrt und sperrt den Stromfluß von dem Kollektor des Transistors Q5 zu dem Emitter des Transistors Q20.

In vorteilhafter Weise wird der Emitterstrom für Q20 während des AKB-Meßinter valls über einen Widerstand R27 und den Transistor Q15 aufrechterhalten. Der Widerstand R27 liegt während des AKB-Meßintervalls zwischen dem Emitter des Transistors Q20 und Erde. Während des AKB-Meßintervalls liegt über dem Wider stand R27 eine konstante Spannung von ungefähr 11,3 Volt. Der Wert des Wider stands R27 ist so gewählt, daß in dem Transistor Q20 ein konstanter Strom fließt, so daß eine Spannung über dem Widerstand R1 gleich der Differenz zwischen der Betriebsspannung VSU und dem Spitzenwert der dynamischen Fokussierspan nung an der Klemme 97a ist. Das beseitigt eine unerwünschte Spitze der Fokus sierspannung und eine Fehlfokussierung der ersten Videozeile, die anderenfalls auftreten könnte, wenn die normale dynamische Fokussierspannung nach dem AKB-Meßintervall beginnt. Wäre der Widerstand R27 nicht mit dem Emitter des Transistors Q20 verbunden, würde die Ausgangsspannung des Verstärkers 97 an der Klemme 97a den Wert der Spannung von +1.600 V der Betriebsspannung VSU erreichen. Jedoch beträgt die erforderliche Spitze der Kurvenform an der Klemme 97a im allgemeinen 1.450 V. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers an der Klemme 97a während des AKB-Meßintervalls 1.600 V würde, würde beim Be ginn der ersten sichtbaren Horizontalzeile am oberen Rand des Bildes eine große Spitze entstehen. Die Spitze würde in nachteilhafter Weise bewirken, daß der An fangsteil der ersten sichtbaren horizontalen Zeile, die auf das AKB-Meßintervall folgt, defokussiert wird.

Zur Vermeidung einer großen Spitze verringert der Strom in dem Transistor Q15, der einen Stromweg zu dem Transistor Q20 über den Widerstand R27 bildet, die Ausgangsspannung an der Klemme 97a während der Vertikalaustastung und während des AKB-Meßintervalls. Der Transistor Q20 arbeitet als Stromquelle und bewirkt einen Spannungsabfall über dem Widerstand R1. Während des AKB- Meßintervalls wird die dynamische Fokussierspannung an der Klemme 97a auf einen Wert gesetzt, der im wesentlichen gleich der Spitze der addierten horizonta len und vertikalen parabelförmigen Komponenten ist. Dadurch wird in vorteilhafter Weise die Spitze bei der Fokussierspannung, die auf das AKB-Meßintervall folgt, nennenswert verringert.

Fig. 1C zeigt ein geschaltetes Dämpfungsglied 70', das in der Anordnung von Fig. 1B anstelle eines nicht-geschalteten Dämpfungsglied 70 eingesetzt werden kann. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 1A, 1B und 1C bezeich nen gleiche Teile oder Funktionen.

Das Dämpfungsglied 70' von Fig. 1C enthält einen Widerstand R71 und einen Widerstand R72, die mit dem Widerstand R16 von Fig. 1B einen steuerbaren Spannungsteiler bilden. Die Dämpfung des Spannungsteilers ist bestimmt durch den Leitzustand eines Schalttransistors Q20, der mit dem Widerstand R72 verbun den ist, und eines Schalttransistors Q21, der mit dem Widerstand R71 verbunden ist. Die Transistoren Q21 und Q20 werden durch ein Steuersignal 60c bzw. durch ein Steuersignal 60d gesteuert. Die Steuersignale 60c und 60d werden in einem Register 201 von Fig. 1A in ähnlicher Weise wie die Steuersignale 60a und 60b erzeugt. Das Steuersignal 60c von Fig. 1C befindet sich nur in dem hohem Zu stand "1", wenn die Frequenz gleich 2,4f_H ist. Das Steuersignal 60d befindet sich in dem hohen Zustand "1", wenn die Frequenz gleich oder größer als 2f_H ist. Beide Signale 60c und 60d befinden sich in dem niedrigen Zustand "0", wenn die Fre quenz gleich 1f_H ist.

Wenn sich das Signal 60c oder 60d in dem hohen Zustand "1" befindet, leiten die Transistoren Q21 bzw. Q20. Es besteht keine Dämpfung, wenn beide Transistoren Q20 und Q21 abgeschaltet sind. Das erfolgt, wenn die Frequenz gleich 1f_H ist. Es besteht eine mittlere Dämpfung, wenn der Transistor Q20 leitend und der Transi stor Q21 abgeschaltet ist. Das ist der Fall, wenn die Frequenz gleich 2f_H ist. Es be steht eine maximale Dämpfung, wenn beide Transistoren Q20 und Q21 leitend sind. Das ist der Fall, wenn die Frequenz gleich 2,4f_H ist.

Die Werte der Widerstände R16, R71 und R72 sind so gewählt, daß die Spannung an der Klemme 121 gleiche Amplitude Spitze zu Spitze bei jeder der Frequenzen 1f_H, 2f_H und 2,4f_H hat. Das Auswahlkriterium der Widerstände R16, R71 und R72 dient zum Abgleich der horizontalen, parabelförmigen Fokuskorrekturamplituden an der Ausgangsklemme 97a des Fokussierverstärkers 97 bei jeder der Frequen zen 1f_H, 2f_H und 2,4f_H. In der Anordnung von Fig. 1C ist, anders als in Fig. 1B, der Wert des Widerstands R16 gleich 56 kOhm.

Claims

1. Bildwiedergabevorrichtung, enthaltend:
eine Kathodenstrahlröhre (10) mit einer Fokussierelektrode (17),
eine Quelle eines ersten parabelförmigen Signals (V5) mit einer zu einer Ablenk frequenz (f_H) in Beziehung stehenden, aus mehreren Frequenzen ausgewählten Frequenz mit einer Amplitude, die entsprechend der ausgewählten Frequenz be stimmt ist,
gekennzeichnet durch
einen einen ersten Widerstand (CDS) enthaltenden Spannungsteiler (CDS, R16) mit einem Eingang, der mit der Quelle des ersten parabelförmigen Signals (V5) verbunden ist, zum Erzeugen eines gedämpften parabelförmigen Signals (V5') mit einer Amplitude entsprechend einem Wert des ersten Widerstands,
eine Steuerschaltung (70), die auf ein Steuersignal anspricht, das die Amplitude des ersten parabelförmigen Signals (V5) anzeigt, und mit dem ersten Widerstand (CDS) verbunden ist, zum Ändern des Wertes des ersten Widerstands (CDS) ent sprechend dem Steuersignal und
einen Verstärker (97), der auf das gedämpfte parabelförmige Signal (V5') anspricht und mit der Fokussierelektrode (17) verbunden ist, zum Verstärken des gedämpf ten parabelförmigen Signals (V5'), um an der Fokussierelektrode (17) eine dyna mische Fokussierspannung (FV) zu erzeugen.

2. Bildwiedergabevorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Spannungsteiler (CDS, R16) außerdem einen zweiten Widerstand (R16) enthält und die Steuerschaltung (70) einen Verstärker (Q10, Q11, R19, R23, R24) enthält, der auf das parabelförmi ge Signal (V5) anspricht, zum Einstellen des Verhältnisses zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand (CDS, R16) entsprechend einer Größe des ersten parabelförmigen Signals (V5).

3. Bildwiedergabevorrichtung nach Anspruch 1, enthaltend einen Verstärker (Q10, Q11, R19, R23, R24), der auf das gedämpfte parabelförmige Signal (V5') an spricht, zur automatischen Steuerung des gedämpften parabelförmigen Signals (V5') in Form einer Gegenkopplung.

4. Bildwiedergabevorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Widerstand (CDS) durch einen Fotowiderstand gebildet ist.

5. Bildwiedergabevorrichtung nach Anspruch 1, wobei das erste parabelförmige Signal (V5) an einem S-formenden Kondensator (CS1, CS2, CS3) erzeugt und über eine kapazitive Kopplung (C4) dem Spannungsteiler (CDS, R16) zugeführt wird.

6. Bildwiedergabevorrichtung, enthaltend:
eine Kathodenstrahlröhre (10) mit einer Fokussierelektrode (17),
eine Quelle eines parabelförmigen Signals (V5) mit einer mit einer Ablenkfrequenz (f_H) verknüpften, aus mehreren Frequenzen ausgewählten Frequenz mit einer Am plitude, die durch die ausgewählte Frequenz bestimmt ist, gekennzeichnet durch einen steuerbaren Schalter (Q21, Q20), der auf ein Signal (60c, 60d) anspricht, das die Frequenz (f_H) der parabelförmigen Spannung (V5) anzeigt, mit einem ersten Zustand ("1", "1"), wenn eine erste Frequenz ausgewählt wird, und mit einem zweiten Zustand ("0", "0"), wenn eine zweite Frequenz ausgewählt wird,
einen Spannungsteiler (R16, R71, R72) mit einem mit dem Schalter (Q20, Q21) verbundenen Widerstand (R16) zum Auswählen des Widerstands, wenn die erste Frequenz ausgewählt wird, und zum Nicht-Auswählen des Widerstands, wenn die zweite Frequenz ausgewählt wird, zum Erzeugen eines gedämpften parabelförmi gen Signals (V5') derart, daß eine Dämpfung des Spannungsteilers durch den Zu stand des Schalters bestimmt ist, und
einen Verstärker (97), der auf die gedämpfte Signalspannung (V5') anspricht und mit der Fokussierelektrode (17) verbunden ist, zum Verstärken der gedämpften parabelförmigen Spannung (V5'), um an der Fokussierelektrode (17) eine dynami sche Fokussierspannung (FV) zu erzeugen.

7. Bildwiedergabevorrichtung, enthaltend:
eine Kathodenstrahlröhre (10) mit einer Fokussierelektrode (17),
eine Quelle eines ersten parabelförmigen Signals (V5) mit einer mit einer Ablenk frequenz (f_H) verknüpften, aus mehreren Frequenzen ausgewählten Frequenz, mit einer Amplitude, die durch die ausgewählte Frequenz bestimmt ist,
gekennzeichnet durch
einen Spannungsteiler (CDS, R16) mit einer ersten Impedanz (CDS) mit einem Eingang, der mit der Quelle des ersten parabelförmigen Signals (V5) verbunden ist, zum Erzeugen eines in der Spannung geteilten parabelförmigen Signals (V5') mit einer Amplitude entsprechend einem Wert der ersten Impedanz und
eine Steuerschaltung (70), die auf das in der Spannung geteilte parabelförmige Signal (V5') anspricht und mit der ersten Impedanz (CDS) verbunden ist, zum Än dern des Wertes der ersten Impedanz (CDS) entsprechend dem in der Spannung geteilten parabelförmigen Signal (V5'), das der Fokussierelektrode (17) zum Bilden einer dynamischen Fokussierspannung (FV) an der Fokussierelektrode (17) zu geführt wird.

8. Bildwiedergabevorrichtung, enthaltend:
eine Kathodenstrahlröhre (10) mit einer Fokussierelektrode (17),
eine Quelle eines ersten parabelförmigen Signals (V5) mit einer mit einer Ablenk frequenz (f_H) verknüpften, aus mehreren Frequenzen ausgewählten Frequenz mit einer Amplitude, die durch die ausgewählte Frequenz bestimmt ist,
gekennzeichnet durch
einen Spannungsteiler (CDS, R16) mit einer ersten Impedanz (CDS) und einem Eingang, der mit der Quelle des ersten parabelförmigen Signals (V5) verbunden ist, zum Erzeugen eines in der Spannung geteilten parabelförmigen Signals (V5') mit einer Amplitude entsprechend einem Wert der ersten Impedanz (CDS), und
eine Steuerschaltung (70), die auf ein Steuersignal anspricht und mit der ersten Impedanz (CDS) verbunden ist, zum Ändern des Wertes der ersten Impedanz (CDS) entsprechend dem ersten Steuersignal in einer kontinuierlichen, nicht geschalteten Weise, wobei das in der Spannung geteilte parabelförmige Signal (V5') der Fokussierelektrode (17) zum Bilden einer dynamischen Fokussierspan nung (FV) an der Fokussierelektrode (17) zugeführt wird.