JPH0795439A - ホーカス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 水平帰線パルス幅が変化した場合にもダイナ
ミックホーカス補正信号の振幅が大きくならず、常に必
要なダイナミックレンジを最小にして回路動作における
損失の低減を図る。 【構成】 水平偏向周波数判別回路１８で水平同期信号
の水平偏向周波数を判別し、所定の周波数範囲で必要な
水平帰線期間になるように図示しない偏向回路に制御信
号を出力する。同時にスイッチ２１へも制御信号を出力
し、水平帰線パルス幅が切り替わるとごとにスイッチ２
１を同期して切り替える。この切り替えでは、水平帰線
パルス幅により抵抗器Ｒ１５〜１７の抵抗値を決定して
積分器８の出力を常に水平帰線パルスの幅と等しい帰線
時間の鋸歯状波を得る。この鋸歯状波を可変利得増幅器
９で増幅し、水平ダイナミックホーカスの補正信号とし
て利用するパラボラ波形を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マルチスキャンモニタ
などに利用し、水平偏向周波数で帰線時間が切り替わる
水平ダイナミックホーカス補正信号を得るホーカス回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、マルチスキャンモニタなどでは、
マルチスキャン処理用の水平ダイナミックホーカス補正
信号を水平周期のパラボラ波形信号を利用して生成して
いる。図３は、このような従来例のホーカス回路の構成
を一部ブロックで示す回路図である。図３において、こ
のホーカス回路は、水平帰線パルス信号が供給される入
力端子１と、水平帰線パルス信号の位相を調整する位相
調整回路２と、Ｆ／Ｖコンバータ３，４とを有してい
る。さらに、このホーカス回路は、制御回路５と、この
制御回路５からの切り替え指示でＦ／Ｖコンバータ３，
４からの出力電圧を選択するスイッチ６と、コンパレー
タ７と、抵抗器Ｒ１２及びコンデンサ１３を備える積分
器８と、可変利得増幅器９と、出力端子１０と、コンパ
レータ７の基準電圧となる基準電圧源１１とを有してい
る。

【０００３】次に、この従来例の構成における動作につ
いて説明する。図４及び図５は、この構成の各部の動作
における信号の波形図である。図３〜図５において、入
力端子１からの水平帰線パルス信号が位相調整回路２及
びＦ／Ｖコンバータ３，４に供給される。

【０００４】Ｆ／Ｖコンバータ３は入力水平帰線パルス
の二乗に比例した次式（１）で示す電圧Ｖｓを出力す
る。 Ｖｓ＝Ｋ・Ｆ2 …（１） Ｖｓ：出力電圧 Ｋ：比例定数 Ｆ：ブランキングパルスの周波数

【０００５】また、Ｆ／Ｖコンバータ４は入力水平帰線
パルスに比例した次式（２）で示す負の電圧Ｖｒを出力
する。 Ｖｒ＝−Ａ・Ｆ …（２） Ｖｒ：出力電圧 Ａ：比例定数 Ｆ：ブランキングパルスの周波数

【０００６】位相調整回路２は、図４（ａ）に示す入力
水平帰線パルスの位相を変化させる。例えば、可変抵抗
器などで位相を制御する。制御回路５は、図４（ａ）に
示す入力水平帰線パルスの前縁部（ゴーイングエッジ）
ｍでスイッチ６の可動接点６ｃが固定端子６ｂを選択す
る切り替えを制御する。さらに、制御回路５はコンパレ
ータ７からの図４（ａ）に示す入力水平帰線パルスの前
縁部（ゴーイングエッジ）ｎでスイッチ６の可動接点６
ｃが固定端子６ａを選択する切り替えを制御する。コン
パレータ７は、積分器８の積分出力と、基準電圧源１１
から印加される基準電圧Ｖｆとを比較し、積分器８の積
分出力が基準電圧Ｖｆを越えたときに図４（ｃ）に示す
パルスを出力する。

【０００７】図４（ａ）に示す入力水平帰線パルスの前
縁部（ゴーイングエッジ）ｍでスイッチ６の可動接点６
ｃが固定端子６ｂを選択する。したがって、積分器８の
抵抗器Ｒ１２及びコンデンサ１３にＦ／Ｖコンバータ４
の負の出力電圧と、抵抗器１２で決定される定電流が流
れる。すなわち、積分器８からの積分出力は図４（ｂ）
に示すように前縁部（ゴーイングエッジ）ｍ，ｎ間で直
線的に上昇する。そして、積分器８の積分出力が基準電
圧を越えるとコンパレータ７は図４（ｃ）示すパルスを
出力する。

【０００８】このコンパレータ７の出力によって制御回
路５はスイッチ６の可動接点６ｃが固定端子６ａを選択
する制御を行う。この選択で積分器８の抵抗器Ｒ１２及
びコンデンサ１３にＦ／Ｖコンバータ３の正の電圧が印
加されて、抵抗器Ｒ１２で決定される定電流が流れる。
すなわち、積分器８の出力は図４（ｂ）中のｎからｑ間
に示すように直線的に下降する。この動作を繰り返し、
連続した鋸歯状波が積分器８の出力として得られる。

【０００９】この鋸歯状波について説明する。スイッチ
６が可動接点６ｃが固定端子６ａを選択している場合の
積分器８の電圧Ｖｓは次式（３）で表される。 Ｖｓ＝１／Ｃ・Ｉｓ・Ｔｓ …（３） Ｃ：コンデンサ１３の静電容量 Ｔｓ：図４中のｎから
ｑ間の時間 Ｔｒ：図４中のｍからｎ間の時間 抵抗器Ｒ１２に流れる電流Ｉｓは次式（４）で表され
る。 Ｉｓ＝Ｋ・Ｆ2 ／Ｒ …（４） Ｒ：抵抗器Ｒ１２の抵抗値

【００１０】したがって、式（３）に式（４）を代入す
ると電圧Ｖｓは次式（５）で表される。 Ｖｓ＝Ｋ／（Ｃ・Ｒ）・Ｆ …（５） ただしＴｓ＞Ｔｒであるので１／Ｔｓ＝Ｆ

【００１１】また、スイッチ６の可動接点６ｃが固定端
子６ｂを選択した場合の積分器８の出力電圧Ｖｒは次式
（６）で表される。 Ｖｒ＝Ａ／（Ｃ・Ｒ）・Ｆ・Ｔｒ …（６） ここでの波形は連続であり、Ｖｓ＝Ｖｒとなり、Ｔｒ＝
Ｋ／Ａである。すなわち、図４（ｂ）に示す鋸歯状波の
帰線時間は、水平偏向周波数に関係なく一定であり、そ
の振幅が水平偏向周波数に比例することになる。この鋸
歯状波信号を図３中の可変利得増幅器９で増幅してパラ
ボラ波形を得る。このパラボラ波形信号を水平ダイナミ
ックホーカスの補正信号として利用する。

【００１２】この場合、パラボラ波形信号は水平偏向周
波数に比例する鋸歯状波を積分しているため、水平偏向
周波数に関係なく一定となる。入力水平帰線パルス幅が
変わる場合、出力するパラボラ波形信号の帰線時間が一
定のため次の不具合が生じる。図５（ａ）は狭い幅の水
平帰線パルスを示し、図５（ｃ）は、この水平帰線パル
スに対応した水平ダイナミックホーカス補正信号を示し
ている。

【００１３】ここで、図５（ｃ）に示す「ａ，ｃ」の振
幅を有したラスターサイズに必要な水平ダイナミックホ
ーカス補正電圧とする。水平帰線パルス幅が変化して図
５（ｂ）になるとラスターの期間は「Ｂ〜Ｄ」となり、
この「Ｂ〜Ｄ」間で「ａ，ｃ」の振幅が必要になる。す
なわち、図５（ｄ）に示す波形信号が必要になる。図５
（ｅ）における「Ａ〜Ｂ」間の振幅部分は不要であり、
この振幅までを歪まないように処理すると波形発生回路
やダイナミックホーカスの出力段では、極めて大きなダ
イナミックレンジが必要になり、結果的に損失が増加す
ることになる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】このように従来例のホ
ーカス回路では、水平帰線パルス幅が変化した場合に、
ダイナミックホーカス補正信号の振幅が大きくなり、信
号処理に必要なダイナミックレンジが拡大してしまい、
結果的に回路動作の損失が増加する欠点がある。

【００１５】本発明は、このような従来の技術における
欠点を解決するものであり、水平帰線パルス幅が変化し
た場合にもダイナミックホーカス補正信号の振幅が大き
くならず、必要なダイナミックレンジを常に最小にして
回路動作における損失を低減できるホーカス回路の提供
を目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のホーカス回路は、入力水平帰線パルスの二
乗に比例した正の電圧及び比例した負の電圧をそれぞれ
出力する第１及び第２の周波数／電圧変換手段と、負の
出力電圧を複数の電圧値に降下させる並列接続の複数の
抵抗器と、複数の抵抗器からの出力電圧のいずれかを制
御信号で選択して出力する第１の選択手段と水平帰線パ
ルス幅が切り替わるとごとに同期して切り替わる制御信
号出力する水平偏向周波数判別手段と、第１又は第２の
周波数／電圧変換手段からの出力電圧の一方を選択して
出力する第２の選択手段と、第２の切り替え手段で選択
した出力電圧を積分した鋸歯状波信号を得る積分手段
と、積分手段の積分出力が基準電圧を越えた場合に第２
の選択手段を切り替えるためのパルスを出力する比較手
段と、積分手段からの鋸歯状波信号増幅して水平ダイナ
ミックホーカス補正信号用のパラボラ波形信号を出力す
る増幅手段とを備える構成としている。

【００１７】この構成では水平帰線パルス幅によって複
数の抵抗器のそれぞれの抵抗値を決定し、水平帰線パル
スの幅と常に等しい帰線時間の鋸歯状波を積分手段から
の積分出力として得る構成としている。

【００１８】また、水平偏向周波数判別手段は、入力水
平同期信号の水平偏向周波数を判別し、所定の周波数範
囲で必要な水平帰線期間になるように水平偏向処理を行
うための制御信号を出力する構成である。

【００１９】さらに、この構成に加えて入力水平帰線パ
ルスの位相を制御して第２の選択手段を切り替えるため
の位相調整手段と、第２の選択手段の切り替えを制御す
る制御手段とを備える構成である。

【００２０】

【作用】このような構成によって本発明のホーカス回路
では、得られたパラボラ波信号における走査時間と、水
平偏向処理における走査時間が整合する。したがって、
水平帰線パルス幅が変化した場合にもダイナミックホー
カス補正信号の振幅が大きくならず、必要なダイナミッ
クレンジが常に最小になる。このダイナミックレンジの
最小によって回路動作における損失が低減される。

【００２１】

【実施例】次に、本発明のホーカス回路の実施例を図面
を参照して詳細に説明する。図１は本発明のホーカス回
路の実施例における構成を一部ブロックで示す回路図で
ある。なお、以下の文中及び図にあって、従前の図３に
示す同一の構成要素には同一の符号を付すとともに、重
複した説明は省略する。図１において、このホーカス回
路は、水平帰線パルス信号が供給される入力端子１と、
位相調整回路２と、Ｆ／Ｖコンバータ３，４と、制御回
路５と、制御回路５からの切り替え指示でＦ／Ｖコンバ
ータ３又は、以降で説明するスイッチ２１からの出力電
圧を選択するスイッチ６とを有している。さらに、この
ホーカス回路は、コンパレータ７と、コンデンサ１３を
備える積分器８と、可変増幅器９と、出力端子１０と、
コンパレータ７の基準電圧となる基準電圧源１１とを有
している。

【００２２】さらに、入力端子１９を通じて入力された
水平偏向周波数を判別し、所定の周波数範囲で必要な水
平帰線期間になるように制御信号を出力し、かつ、スイ
ッチ２１に制御信号を出力する水平偏向周波数判別回路
１８と、水平同期信号が供給される入力端子１９と、出
力端子２０と、Ｆ／Ｖコンバータ４からの負の出力電圧
を抵抗器Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７に印加し、この抵抗器
Ｒ１５〜７からの電圧を水平帰線パルス幅が切り替わる
とごとに選択してスイッチ６に供給するスイッチ２１と
を有している。

【００２３】次に、この実施例の構成における動作につ
いて説明する。図２は、実施例の各部の動作における信
号の波形図である。図１及び図２において、位相調整回
路２、Ｆ／Ｖコンバータ３，４、制御回路５、抵抗器Ｒ
１２、スイッチ６、コンパレータ７、積分器８、可変利
得増幅器９、基準電圧源１１に係る動作は、従前の図３
をもって説明した動作と基本的に同一である。ここでは
Ｆ／Ｖコンバータ４からの負の出力電圧を抵抗器Ｒ１５
〜Ｒ１７をスイッチ２１が水平偏向周波数判別回路１８
からの制御信号で選択する。すなわち、水平帰線パルス
幅が切り替わるとごとスイッチ６に供給している。以
下、この動作を説明する。

【００２４】入力端子１９を通じて水平同期信号が水平
偏向周波数判別回路１８に入力される。この水平偏向周
波数判別回路１８で水平偏向周波数を判別し、所定の周
波数範囲で必要な水平帰線期間になるように図示しない
偏向回路に制御信号を出力端子２０を通じて出力する。
同時にスイッチ２１へも制御信号を出力する。すなわ
ち、水平帰線パルス幅が切り替わるとごとにスイッチ２
１も同期して切り替わることになる。

【００２５】図１に示す積分器８の出力信号は、図２
（ｂ）に示す鋸歯状波になる。この鋸歯状波信号を可変
利得増幅器９で増幅して得られる波形は図２（ｃ）に示
すパラボラ波形となる。ここではダイナミックホーカス
補正に必要な振幅を「ａ，ｃ」間とする。図２中の
「Ａ，Ｂ」時間は、図２（ｂ）に示す鋸歯状波の立上が
り部の傾斜で変化し、この傾斜を決定するのは、図１中
のＦ／Ｖコンバータ４の出力電圧と、積分器８に接続さ
れたコンデンサ１３の静電容量値及び、このコンデンサ
１３に流れる電流を制限する抵抗器Ｒ１５〜Ｒ１７の抵
抗値である。

【００２６】入力端子１からの水平帰線パルスの周波数
が一定とすると、Ｆ／Ｖコンバータ４の出力電圧は一定
である。コンデンサ１３の静電容量の値を一定とすれ
ば、図２中の「Ａ，Ｂ」時間は、スイッチ２１に接続さ
れる抵抗器Ｒ１５〜Ｒ１７の抵抗値で決定される。すな
わち、各々の水平帰線パルス幅によって抵抗器Ｒ１５〜
１７の抵抗値を決定すれば、図１中の積分器８の出力は
常に水平帰線パルスの幅と等しい帰線時間の鋸歯状波が
得られる。

【００２７】図２（ｄ）は幅が広い水平帰線パルスを示
し、図２（ｅ）は、その水平帰線パルス幅に整合するよ
うに抵抗器Ｒ１５〜１７の抵抗値を設定し得られる積分
器８からの積分出力である。図２（ｆ）は積分器８から
の積分出力の波形を可変増幅器９で増幅して、ダイナミ
ックホーカス補正に必要な振幅を図２中の「ａ，ｃ」に
設定した波形である。

【００２８】ここで従前の図５（ｄ）に示す波形の振幅
と、図２（ｆ）に示す波形の振幅とを比較すると、図２
（ｆ）の振幅ほうが小さい。すなわち、同一のダイナミ
ックホーカス補正を行うために必要な回路のダイナミッ
クレンジが小さいくて良いことになる。なお、この実施
例ではスイッチ２１で抵抗器Ｒ１５〜Ｒ１７を切り替え
て３種類の帰線時間に対応する例を説明したが、四つ以
上の抵抗器をスイッチで選択するようすれば、４種類以
上の帰線時間に対応できる。

【００２９】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のホーカス回路は、得られたパラボラ波信号における走
査時間と、水平偏向処理における走査時間が整合するた
め、水平帰線パルス幅が変化した場合にもダイナミック
ホーカス補正信号の振幅が大きくならず、必要なダイナ
ミックレンジが常に最小になり、このダイナミックレン
ジの最小によって回路動作における損失を低減できると
いう効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のホーカス回路の実施例における構成を
一部ブロックで示す回路図である。

【図２】実施例の各部の動作における信号の波形図であ
る。

【図３】従来例のホーカス回路の構成を一部ブロックで
示す回路図である。

【図４】従来例の各部の動作における信号の波形図であ
る。

【図５】従来例の各部の動作における信号の波形図であ
る。

【符号の説明】 ２…位相調整回路 ３，４…Ｆ／Ｖ
コンバータ ５…制御回路 ６，２１…スイ
ッチ ７…コンパレータ ８…積分器 ９…可変増幅器 １３…コンデン
サ １８…水平偏向周波数判別回路 １５〜Ｒ１７…
抵抗器Ｒ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力水平帰線パルスの二乗に比例した正
   の電圧及び比例した負の電圧をそれぞれ出力する第１及
   び第２の周波数／電圧変換手段と、前記負の出力電圧を
   複数の電圧値に降下させる並列接続の複数の抵抗器と、
   前記複数の抵抗器からの出力電圧のいずれかを制御信号
   で選択して出力する第１の選択手段と水平帰線パルス幅
   が切り替わるとごとに同期して切り替わる前記制御信号
   出力する水平偏向周波数判別手段と、第１又は第２の周
   波数／電圧変換手段からの出力電圧の一方を選択して出
   力する第２の選択手段と、第２の切り替え手段で選択し
   た出力電圧を積分した鋸歯状波信号を得る積分手段と、
   積分手段の積分出力が基準電圧を越えた場合に第２の選
   択手段を切り替えるためのパルスを出力する比較手段
   と、積分手段からの鋸歯状波信号増幅して水平ダイナミ
   ックホーカス補正信号用のパラボラ波形信号を出力する
   増幅手段とを備えるホーカス回路。
2. 【請求項２】 水平帰線パルス幅によって複数の抵抗器
   のそれぞれの抵抗値を決定し、水平帰線パルスの幅と常
   に等しい帰線時間の鋸歯状波を積分手段からの積分出力
   として得ることを特徴とする請求項１記載のホーカス回
   路。
3. 【請求項３】 水平偏向周波数判別手段は、入力水平同
   期信号の水平偏向周波数を判別し、所定の周波数範囲で
   必要な水平帰線期間になるように水平偏向処理を行うた
   めの制御信号を出力することを特徴とする請求項１記載
   のホーカス回路。
4. 【請求項４】 請求項１記載の構成に加え、入力水平帰
   線パルスの位相を制御して第２の選択手段を切り替える
   ための位相調整手段と、第２の選択手段の切り替えを制
   御する制御手段とを備えることを特徴とするホーカス回
   路。