JPH06105181A - ビデオ表示偏向装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 水平線の直線性誤差を修正するために垂直偏
向にＳ字修正を与えることを目的とする。 【構成】 一対のトランジスタＵ０１Ｂ、Ｕ０１Ｃによ
って構成された差動増幅器が垂直鋸歯状信号ＶＳＡＷを
垂直偏向増幅器１１ａに供給し、上記トランジスタ対の
非直線性によって垂直偏向に直線性すなわちＳ字修正を
与えることを特徴としている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ビデオ表示偏向装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ワイドスクリーン・テレビジョン、例え
ば、公開された国際出願 ＰＣＴ／ＵＳ ９１／０３８
２２、発明の名称「ワイドスクリーン・テレビジョン」
の明細書中に記載されたワイドスクリーン・テレビジョ
ンは、フォーマット表示すなわち１６×９のアスペクト
比をもっている。この形式のテレビジョンでは、垂直偏
向角は４×３のアスペクト比の表示装置の垂直偏向角よ
りも小さい。従って、上記のワイドスクリーン・テレビ
ジョンのような表示装置では、垂直偏向の非直線性の大
きさあるいはＳ字修正の大きさはそれほど大きくはな
く、このためＳ字修正回路は簡単になる。

【０００３】一般に、鋸歯状信号の傾斜（ランプ）垂直
トレース部分は閉ループ負帰還形態で動作する垂直偏向
によって垂直偏向電流の傾斜垂直トレース部分を制御す
るために供給される。鋸歯状信号はビデオ信号の垂直同
期パルスに同期している。

【０００４】

【発明の概要】本発明の特徴によれば、一対のトランジ
スタによって差動増幅器が構成され、上記一対のトラン
ジスタは垂直鋸歯状信号を垂直偏向増幅器に供給する。
トランジスタの非直線性によって直線性あるいはＳ字修
正が与えられる。

【０００５】本発明を実施したビデオ偏向装置は、陰極
線管のネック部に取付けられた垂直偏向巻線を含んでお
り、偏向巻線増幅器は偏向巻線中に垂直偏向電流を発生
させる。トレース期間中傾斜形態で変化する垂直偏向周
波数に関連する周波数をもった鋸歯状信号の信号源が設
けられている。偏向増幅器の入力側には鋸歯状信号に応
答する第１のトランジスタが結合されており、鋸歯状信
号は、該トランジスタを介して上記鋸歯状信号の傾斜形
態の変化に従って同様に傾斜形態で偏向電流を制御す
る。偏向電流と鋸歯状信号との比は、陰極線管に垂直Ｓ
字修正を与えるためにトランジスタによって導入される
非直線性に従ってトレース期間中変化する。

【０００６】

【実施例】図１、図２および図３は鋸歯状発生器１００
を含む本発明を実施した垂直偏向回路を示している。図
１の垂直同期信号ＳＹＮＣは垂直タイミング発生器１０
にに供給される。同期信号ＳＹＮＣは、例えばＮＴＳＣ
方式に適合するベースバンドテレビジョン信号ＳＮＴＳ
Ｃを処理するテレビジョン受像機のビデオ検波器９によ
って生成される。信号ＳＮＴＳＣは、連続して生ずる同
期信号ＳＹＮＣ相互間に信号ＳＮＴＳＣの所定の画像の
映像期間ＩＭＡＧＥを特定する２６２＋１／２本の水平
ビデオラインを含んでいる。ＮＴＳＣ形式の信号では、
映像期間は単一画像期間の画像情報を含んでいる。しか
しながら、高精細度テレビジョン信号（図示せず）で
は、映像期間に例えば完全な画像フレームの画像情報が
含まれている。

【０００７】垂直タイミング発生器１０は垂直周波数同
期パルス信号Ａを発生するマイクロプロセッサ１０ａを
含んでおり、該マイクロプロセッサ１０ａは使用者の制
御の下で図４（ｅ）のパルス信号ＳＹＮＣに対して可制
御量ＴＤだけ遅延された図４（ａ）のパルス信号Ａを発
生する。図４（ａ）のパルス信号Ａの遅延量は使用者が
要求するパニング（例えば、テレビジョンカメラを上下
左右に移動させること）の程度に従って変化させられ
る。信号Ａを発生するために、現在の垂直フィールドの
画像情報の表示の直前に生ずる同期パルスＳＹＮＣの情
報が使用される。

【０００８】図１の信号Ａはパルスストレッチャとして
作用するワンショットすなわちマルチバイブレータ・フ
リップフロップ１０ｂに供給され、該フリップフロップ
１０ｂはトランジスタＱ０３を通じて図４（ｃ）に示す
ような垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴを発生する。
垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴは１４本の水平ビデ
オラインの長さにほぼ等しいパルス幅をもっている。垂
直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴは図２のトランジスタ
スイッチＵ０１Ａのベースに供給される。トランジスタ
Ｕ０１Ａは接地電位にある端子をもったキャパシタＣ０
３の両端間に結合されている。各垂直偏向サイクルにお
いて、垂直周波数パルス信号ＶＲＥＳＥＴはキャパシタ
Ｃ０３の両端間に発生する電圧ＶＳＡＷをゼロボルト
（０Ｖ）にクランプし、電圧ＶＳＡＷをパルス信号ＶＲ
ＥＳＥＴが発生されている間ゼロボルトに維持する。図
４（ｃ）のパルス信号ＶＲＥＳＥＴの波頭端ＬＥＶＲＥ
ＳＥＴは以下に説明するように垂直リトレースを開始さ
せる。

【０００９】パルス信号ＶＲＥＳＥＴの波尾端ＴＥＶＲ
ＥＳＥＴの発生直後に図２のトランジスタＵ０１Ａは非
導通になる。電圧−電流（Ｖ／Ｉ）変換器２１のトラン
ジスタＵ０６Ａのコレクタに発生するＤＣ電流ＩＵＲＡ
ＭＰはキャパシタ０３Ｃを充電して、同図中に示すよう
に鋸歯状電圧ＶＳＡＷの傾斜トレース部分ＴＲＡＣＥを
発生させる。電圧ＶＳＡＷの変化率はトランジスタＵ０
６Ａの制御可能なコレクタ電流ＩＵＲＡＭＰの大きさに
よって決定される。

【００１０】Ｖ／Ｉ変換器２１は図１のデジタル−アナ
ログ（Ｄ／Ａ）変換器１０ａ１中で生成されるアナログ
電圧ＺＯＯＭによって制御される。また、Ｄ／Ａ変換器
１０ａ１はマイクロプロセッサ１０ａによって制御さ
れ、電圧ＺＯＯＭは、使用者の要求によって図３の垂直
偏向電流ｉｙの変化率を変化させるような態様でズーム
率を決定する。

【００１１】図２の電圧ＺＯＯＭは同図中の抵抗Ｒ４９
を介して電流制御トランジスタＱ０７のエミッタに供給
される。図には示されていないポテンショメータを使用
して手動で調整可能な可調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥは画像高
さサービス調整の目的で抵抗Ｒ２２を経てトランジスタ
Ｑ０７のエミッタに供給される。さらに、＋１２ＶのＤ
Ｃ電源が抵抗Ｒ２１介してトランジスタＱ０７のエミッ
タに結合されている。

【００１２】トランジスタＱ０７のベースはダイオード
ＣＲ０２に結合されており、該ダイオードＣＲ０２はそ
の順方向電圧に等しい温度補償ベース電圧を発生する。
抵抗Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ４９を介して供給される電圧に
よってトランジスタＱ０７にコレクタ電流を流通させ、
これによって電流源トランジスタＵ０６Ａのベースにベ
ース電圧を発生させる。トランジスタＱ０７のコレクタ
電流によって決定されるトランジスタＵ０６Ａのベース
電圧は、ダイオード結合された温度補償トランジスタＵ
０６Ｃと抵抗Ｒ１４との直列接続回路中に発生する。

【００１３】抵抗Ｒ１６はトランジスタＵ０６Ａのエミ
ッタと−９Ｖ電圧源との間に接続されており、またトラ
ンジスタＵ０６Ｂのベース電圧はトランジスタＵ０６Ａ
のベース電圧と同電圧に保たれている。抵抗Ｒ１８はト
ランジスタＵ０６Ａのエミッタと抵抗Ｒ４３の可調整可
動接点ＴＡＰとの間に結合されている。

【００１４】接点ＴＡＰがトランジスタＵ０６Ｂのエミ
ッタと抵抗Ｒ４３との接続点近くに調整されると、該ト
ランジスタＵ０６Ｂのエミッタ電圧はトランジスタＵ０
６Ａのエミッタ電圧に等しくなるから、抵抗Ｒ１８はト
ランジスタＵ０６Ａのエミッタ電流に影響を与えない。
これに対して接点ＴＡＰが抵抗Ｒ４３の他方の端子近く
に調整されると、抵抗Ｒ１８は抵抗Ｒ１６と並列に結合
される。従って、ポテンショメータ抵抗Ｒ４３を調整す
ることによって、トランジスタＵ０６Ａのエミッタ電流
とＶ／Ｉ変換器２１の電流利得とを変化させることがで
きる。このようにして鋸歯状電圧発生用キャパシタＣ０
３の許容度を有効に補償することができる。

【００１５】電圧ＶＳＡＷはトランジスタＵ０１Ｂとト
ランジスタＵ０１Ｃとを含む差動トランジスタ対の一方
のトランジスタＵ０１Ｂのベースに供給される。トラン
ジスタＵ０１Ｃのベース電圧は、接地電位にある端子を
もった抵抗Ｒ０９中に発生する。抵抗Ｒ０９の値および
該抵抗Ｒ０９中を流れる電流Ｉ０の値はトランジスタＵ
０１Ｃのベース電圧を決定し、該トランジスタＵ０１Ｃ
のベース電圧は、垂直中心に影響を与えないように維持
しつつ高さ調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥの変化に追随（トラッ
キング）することができる。電流Ｉ０は後程説明するよ
うに、ほぼゼロの垂直偏向電流を発生する電圧ＶＳＡＷ
のレベルを決定する。

【００１６】電流Ｉ０を発生するために、Ｖ／Ｉ変換器
２１に類似したＶ／Ｉ変換器２１Ａが使用される。高さ
調整電圧Ｖ−ＳＩＺＥを調整するとき、トランジスタＱ
０９はトランジスタＱ０７のコレクタ電流に追随するコ
レクタ電流を発生する。電圧Ｖ−ＳＩＺＥは抵抗Ｒ２２
を介してトランジスタＱ０７のエミッタに、抵抗Ｒ５６
を介してトランジスタＱ０９のエミッタにそれぞれ供給
される。トランジスタＱ０９とＱ０７のベース電圧は等
しい。トランジスタＵ０２Ｂと抵抗Ｒ０６はトランジス
タＱ０９のコレクタ電流に対する温度補償された主負荷
を形成している。トランジスタＱ０７のコレクタ電流に
対する同様な負荷がトランジスタＵ０６Ｃと抵抗Ｒ１４
とによって形成された回路網によって与えられている。
Ｖ／Ｉ変換器２１ＡのトランジスタＵ０２Ａは電流Ｉ０
を発生する。

【００１７】本発明によれば、電流Ｉ０は、高さ調整電
圧Ｖ−ＳＩＺＥに変化が生じたときに垂直中心がその影
響を受けないように維持しつつトランジスタＵ０６Ａの
電流ＩＣＵＲＡＭＰの変化に追随するという効果が得ら
れる。この追随は回路が対称であるために、例えばトラ
ンジスタＵ０６ＡとＵ０２Ａに関して対称であるために
生ずる効果である。トランジスタＵ０２Ｃはトランジス
タＵ０１ＣとＵ０１Ｂのエミッタ電流を発生する。

【００１８】エミッタ抵抗Ｒ１７はトランジスタＵ０２
Ａ中のベース電圧対コレクタ電流比の値を設定する。抵
抗Ｒ４９Ａは図１のＤ／Ａ変換器１０ａ２で発生された
電圧ＣＥＮＴＥＲをトランジスタＱ０９のエミッタに供
給する。この電圧ＣＥＮＴＥＲは、ズームモードが選択
されていないときはトランジスタＱ０９とＱ０７中に実
質的に等しいコレクタ電流を発生させるように制御され
る。電圧ＣＥＮＴＥＲは、ズームモードが選択されてい
ないときに電圧ＺＯＯＭの非ゼロオフセット値を補償す
る。

【００１９】図２のトランジスタＵ０１Ｃのベース電圧
は電流源Ｉ０によって制御される。抵抗Ｒ０９および電
流Ｉ０の値は、通常の非ズームモードが選択されている
ときは、トランジスタＵ０１Ｃのベース電圧が垂直の中
心においてトランジスタＵ０１Ｂのベースにおける電圧
ＶＳＡＷのレベルに等しくなるように選定される。

【００２０】本発明によれば、Ｖ／Ｉ変換器２１と２１
Ａとの間のトラッキングの結果として、寸法調整電圧Ｖ
−ＳＩＺＥおよび１２Ｖ電圧のどのような変化も電流Ｉ
０とＩＵＲＡＭＰとの間の比に影響を与えないという利
点がある。電流Ｉ０とＩＵＲＡＭＰの変化の結果、電圧
Ｖ−ＳＩＺＥおよび１２Ｖ電圧源の各々のレベルに対し
てトランジスタＵ１０Ｃのベース電圧を垂直中心に対応
する鋸歯状電圧ＶＳＡＷのレベルに維持することができ
る。従って、垂直中心は、画像高さを調整するために使
用される電圧Ｖ−ＳＩＺＥの調整による影響を受けない
という効果が得られる。

【００２１】トランジスタＵ０１ＢおよびＵ０１Ｃの各
エミッタは、エミッタ抵抗Ｒ０７、Ｒ０８を介して、こ
れらの各トランジスタのエミッタ電流の合計値を制御す
るトランジスタ０２Ｃのコレクタにそれぞれ接続されて
いる。トランジスタＵ０２Ｃのベース電圧はトランジス
タＵ０２Ａのベース電圧と同じである。垂直トレース期
間中、トランジスタＵ０２Ｂのエミッタ電圧にほぼ等し
いトランジスタＵ０２Ｃのエミッタ電圧は抵抗Ｒ０５と
抵抗Ｒ０５Ａの並列調整によって決定されるトランジス
タＵ０２Ｃのエミッタ電流を生成する。

【００２２】図２の抵抗Ｒ０５Ａは、図４（ｄ）のズー
ム動作モードにおいてｔ１〜ｔ２の期間中非導通になる
スイッチングトランジスタＱ２Ｃを経て抵抗Ｒ０５の両
端間に結合される。ズーム動作モードに対する期間ｔ０
〜ｔ２のような垂直トレース期間中は、トランジスタＵ
０１ＢおよびＵ０１Ｃは差動増幅器を構成し、これらの
トランジスタＵ０１Ｂ、Ｕ０１Ｃのコレクタ電流によっ
て対応するコレクタ抵抗中に、鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ
２、ＶＲＡＭＰ１をそれぞれ発生させるためにエミッタ
フォロアトランジスタ７１、７０を介して供給される電
圧を発生する。

【００２３】図５（ａ）〜（ｄ）は図１の回路の動作を
説明するのに有効な波形を示す。図１、図２、図３、図
４（ａ）〜（ｃ）、図５（ａ）〜（ｄ）で同じ記号、同
じ参照番号は同じ項目あるいは同じ機能を示す。

【００２４】図５（ｂ）および（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ
１およびＶＲＡＭＰ２は垂直トレース期間ｔ０〜ｔ１の
期間中、反対方向に変化する相補信号である。実線で表
された図５（ｂ）および（ｃ）の波形はズーム動作モー
ドで生じ、点線で表された波形は通常動作モード、すな
わち非ズーム動作モードで生じる波形である。図５
（ａ）〜（ｃ）の波形で表されるように、ズーム動作モ
ードが選択されたときは、例えばｔ０〜ｔ１の間で垂直
トレースが生じ、ズーム動作モードが選択されないとき
はｔ０〜ｔ２の間で垂直トレースが生じる。

【００２５】本発明の実施例では、図３のＤＣ結合され
た偏向回路１１は信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２
によって制御される。偏向回路１１では、偏向巻線Ｌｙ
は、アスペクト比が１６対９の型Ｗ８６ＥＤＶ０９３Ｘ
７１０の陰極線管（ＣＲＴ）２２に設置されて、垂直偏
向を行わせる。

【００２６】偏向巻線Ｌｙは偏向電流サンプリング抵抗
Ｒ８０と直列に接続されており、図３の偏向巻線Ｌｙと
抵抗Ｒ８０は、増幅器１１ａの出力端子１１ｂと電源減
結合（デカップリング）キャパシタＣｂの接続端子１１
ｃとの間に結合されている。抵抗Ｒ７０の一端はエミッ
タフォロワトランジスタＱ４６を介して端子１１ｃに結
合され、他端は例えば＋２６ボルトの電源Ｖ＋に接続さ
れている。トランジスタＱ４６は電圧Ｖ＋の約１／２に
等しいＤＣ電圧を端子１１ｃに発生する。

【００２７】偏向巻線Ｌｙと抵抗Ｒ８０との接続点端子
１１ｄは帰還抵抗Ｒ６０を介して増幅器１１ａの反転入
力端子に接続され、抵抗Ｒ８０の端子１１ｃは抵抗Ｒ３
０を介して増幅器１１ａの非反転入力端子に接続されて
いる。このようにして、抵抗Ｒ８０の両端間に発生する
負帰還電圧は増幅器１１ａの２つの入力端子に供給され
る。

【００２８】相補鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡ
ＭＰ２はそれぞれ抵抗Ｒ４０、Ｒ５０を介して増幅器１
１ａの非反転入力端子、反転入力端子に供給されて偏向
電流ｉｙを制御する。例えば、素子の不整合あるいはオ
フセット電圧の許容度による信号ＶＲＡＭＰ１とＶＲＡ
ＭＰ２との間の差はトランジスタＵ０１Ｂのコレクタと
トランジスタＵ０１Ｃのコレクタとの間に結合されたポ
テンショメータ８８（図２）によって補償される。偏向
巻線Ｌｙ中の偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は図３の
信号ＶＲＡＭＰ１あるいはＶＲＡＭＰ２の開始時点を表
わす図４（ｃ）の時点ｔ０で開始する。

【００２９】本発明の特徴として、図２のトランジスタ
Ｕ０１ＣおよびＵ０１ＢはＣＲＴ２２に垂直Ｓ字修正を
与えるという効果が得られるという点がある。Ｓ字修正
はトランジスタＵ０１ＣおよびＵ０１Ｂ中の非直線領域
の動作の結果として得られるものである。トランジスタ
の特性によってトランジスタＵ０１ＣおよびＵ０１Ｂに
よって構成される差動増幅器の信号利得は、トレースの
中央におけるよりもトランジスタの対応する一方の電流
が小さくなる垂直トレースの開始時点および終了時点で
より小さくなる。

【００３０】垂直トレースの頂部では、電圧ＶＳＡＷが
ピーク値にあるとき、トランジスタＵ０１Ｃを流れる電
流は垂直トレースの中央部におけるよりも実質的に小さ
くなる。従って、トランジスタＵ０１Ｃの等価エミッタ
抵抗は大きくなる。そのため、トランジスタＵ０１Ｃと
Ｕ０１Ｂとによって構成される差動増幅器の利得は垂直
中央部におけるよりも小さくなる。同様に、垂直トレー
スの底部では、電圧ＳＡＷは最小になりトランジスタＵ
０１Ｂを流れる電流は垂直中央部におけるよりも小さく
なる。従って、トランジスタＵ０１Ｂの等価エミッタ抵
抗は垂直中央部におけるよりも大きくなり、差動増幅器
の利得は垂直中央部におけるよりも小さくなる。

【００３１】図６は、トランジスタＵ０１ＢとＵ０１Ｃ
とによって構成される差動増幅器の大きな信号利得が図
２の電圧ＶＳＡＷの関数として変化する様子をグラフの
形で示した図である。大きな信号利得は、垂直トレース
の中央部における小さな信号利得に等しい最大値に規格
化されている。従って、図６の電圧ＶＳＡＷの瞬時値が
垂直トレースの中央部におけるその平均値に等しいとき
は、規格化された利得は１に等しくなる。垂直トレース
の頂部および底部端で、電圧ＶＳＡＷが最大値にあると
きは、規格化された利得は減少し、約０．９に等しくな
るという利点がある。

【００３２】本発明の特徴によれば、選択されたズーム
がどの程度であっても同じような態様でＳ字修正が得ら
れるという効果がある。また、広い周波数範囲から選択
された任意の偏向周波数に対して同じ回路で必要なＳ字
修正を与えることができるという効果がある。このよう
な特徴は、Ｓ字修正が周波数に依存する相対インピーダ
ンスに依存しないことにより得られるものである。

【００３３】図７は、図２の回路構成が使用されたとき
の直線性誤差をグラフの形で表した図である。比較のた
めに、トランジスタＵ０１ＣとＵ０１Ｂが垂直トレース
全体を通じて一定の利得で動作する図示されていない態
様で動作するようにバイアスされたときの直線性誤差を
表わすグラフを図８に示す。従って、図８はＳ字修正が
行われないときの状態を示す。

【００３４】図７および図８の直線性誤差は、図３のＣ
ＲＴ２２のフェースプレートの垂直位置の関数として示
されている。直線性誤差は１３本の水平線をもったクロ
スハッチパターンを使用して測定されたものである。所
定の隣接する水平線対の誤差は、すべての隣接する水平
線対間の垂直方向の距離を測定し、隣接する水平線対間
の垂直方向の平均距離を測定することによって求めた。

【００３５】直線性誤差は、平均間隔距離によって除さ
れた所定の水平線対間の間隔と平均間隔との差によって
与えられる。それによって求められた結果が図７、図８
にパーセントの形で表されている。これによると、図８
に示すＳ字修正をもたない直線性誤差は＋６％乃至−３
％の範囲にわたって変化し、全体で９％の誤差範囲を示
した。これに対して本発明の図２に示すＳ字修正をもっ
た回路を採用すると、図７に示すように、直線性誤差は
＋２．５％乃至−２．５％の範囲で変化し、全体の誤差
もＳ字修正を持たない従来装置の約１／２の５％になっ
た。

【００３６】頂部パニングが使用されるときは、図２に
おける信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲＡＭＰ２のトレース
部分の開始時点を制御する図４（ｃ）の信号ＶＲＥＳＥ
Ｔは図４（ｅ）の垂直同期パルス信号ＳＹＮＣからこれ
に同期して発生される。信号ＳＮＴＳＣ中の同期信号Ｓ
ＹＮＣは、該同期信号ＳＹＮＣに直ぐに後続する画像情
報を伴っている。同期信号ＳＹＮＣは信号ＳＮＴＳＣの
映像期間ＩＭＡＧＥの直前で生じ、図４（ｅ）の映像期
間ＩＭＡＧＥは、例えば図３のＣＲＴ２２で直ちに表示
される画像情報を含んでいる。

【００３７】図４（ｅ）の期間ＩＭＡＧＥはここでは直
ちに表示される映像期間を表すものとして取り扱う。図
１の信号ＳＮＴＳＣの標準ＮＴＳＣ方式の定義に従え
ば、期間ＩＭＡＧＥの直前に生ずる図４（ｅ）の同期信
号ＳＹＮＣのみが期間ＩＭＡＧＥを伴っている。従っ
て、偏向電流ｉｙの垂直トレース部分は、各フィールド
あるいは映像期間において、対応する表示映像期間に関
連する垂直同期パルスに対して同じ遅延時間後に開始す
る。その結果、図３の偏向電流ｉｙは各周期において適
正に同期化される。従って、同期信号ＳＹＮＣのフィー
ルド相互間の変化によって表示された画像の垂直部分に
変動を生じさせない。

【００３８】図５（ａ）は、ズーム動作モードが選択さ
れたときの偏向電流ｉｙの波形の例を実線で示し、図５
（ｄ）は図１の信号ＳＮＴＳＣのタイミング図の例を概
略的に示す。図５（ｄ）の映像期間ＩＭＡＧＥの期間３
０１は非ズーム動作モード中に表示される画像の上半分
の画像情報を含んでいる。期間３００はその画像の下半
分の画像情報を含んでいる。

【００３９】頂部パニング動作モードは、表示された画
像の底部が頂部よりも大量に切り落とされるときに得ら
れる。従って、図５（ａ）および図５（ｄ）は最大頂部
パニングを表している。これは、非ズーム動作モードに
おいて画像情報を供給することができる図５（ｄ）の期
間３０１の第１ビデオラインであるビデオラインＴＯＰ
はまた図５（ａ）および（ｄ）の最大頂部パニング動作
モードにおいて画像情報を与える第１のビデオラインで
もあるからである。

【００４０】通常の非ズーム動作モードで動作させるた
めには、図５（ａ）に点線で示す電流ｉｙのトレース部
分の開始時点の遅延の度合いを僅かに小さくして、スク
リーンの頂部において同じビデオ素子を維持してもよ
い。遅延の差は、垂直トレースの開始時に生ずるズーム
動作モードにおける図５（ａ）の電流ｉｙの変化率と通
常の非ズーム動作モードにおける図５（ａ）の電流ｉｙ
の変化率との差を補償する。

【００４１】例えば図５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣは垂
直トレースの開始時点を制御する。各垂直フィールドに
おいて、垂直トレース期間は図５（ａ）〜（ｄ）の時点
ｔ０において開始する。従って、垂直トレースは、例え
ば、映像期間ＩＭＡＧＥの期間３０１の直前で生ずる図
５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣの基部に同期している。同
期信号ＳＹＮＣは表示される映像期間ＩＭＡＧＥを伴っ
ている。これに対して、例えばＰＣＴ出願 ＰＣＴ／Ｕ
Ｓ ９１／０３８２２、発明の名称「ワイドスクリーン
テレビジョン（ＷＩＤＥＳＣＲＥＥＮ ＴＥＬＥＶＩ
ＳＩＯＮ）」に記載された構成では、先行する映像期間
に関連し、現在の表示映像期間に関連しない同期信号
が、頂部パニングが行われるときの垂直トレースを同期
化するために使用される。従って、前述の画像不整合が
生ずる可能性は防止されるという効果が得られる。

【００４２】図９（ａ）および（ｂ）の例は、非ズーム
動作モードにおいて画像情報を与えることができる図９
（ｂ）の映像期間ＩＭＡＧＥの期間３００の最後のビデ
オラインであるビデオラインＢＯＴＴＯＭがまた最大底
部パニングを与えるために表示される最後のビデオライ
ンでもある場合を示している。図９（ａ）、（ｂ）、図
５（ａ）〜（ｄ）、図４（ａ）〜（ｅ）、および図１、
図２、図３において、同じ符号、同じ参照番号は同じ項
目あるいは同じ機能を表している。図９（ｂ）の同期信
号ＳＹＮＣに対する図９（ａ）の電流ｉｙの遅延は、図
５（ｄ）の同期信号ＳＹＮＣに対する図５（ａ）の電流
ｉｙの遅延よりもかなり大である。

【００４３】図３の偏向回路１１は、交番電流ｉｙを発
生させるために正電源電圧Ｖ＋を使用しており、負電源
電圧を必要としないという点で有利である。これによっ
て電源（図示せず）が簡単になる。電流制限抵抗Ｒ７０
は、端子１１ｃに電源電圧の１／２の電圧を発生させる
ためにトランジスタＱ４６を介して電源Ｖ＋に結合され
ている。

【００４４】大きな値の電流制限抵抗Ｒ７０を使用する
ことができるように、この抵抗Ｒ７０を流れる平均電流
あるいはＤＣ電流を減少させることが望ましい。大きな
値の抵抗Ｒ７０を使用すると、誤動作状態が生じたとき
に過大な偏向電流ｉｙが流れるのを防止する電流制限作
用を与えることができるという点で好ましい。このよう
な誤動作状態は、例えば、増幅器１１ａの出力端子１１
ｂが短絡して例えばアース電位になった時に生ずる。ビ
ーム電流の衝撃によってＣＲＴ２２のネックが損傷を受
けるのを防止するために過大な偏向回路電流ｉｙが流れ
るのを防止することが望ましい。

【００４５】従って、ズーム動作モードでは、偏向電流
ｉｙは垂直トレースの終了時点である図５（ａ）の時点
ｔ１と次の垂直リトレースの開始時点ｔ２との間で減少
あるいは制限されるという点で有利である。偏向回路電
流ｉｙを減少させるために、図１のマイクロプロセッサ
１０ａは、図３の偏向回路電流ｉｙがラスタの底部に相
当する図５（ａ）のピーク最大値−Ｉｐに達したときに
生ずる波頭端ＬＥＢをもった図４（ｂ）のパルス信号Ｂ
を発生する。図示されていない状態では、信号Ｂはまた
ｔ１〜ｔ２の期間でビーム消去のためにも使用される。

【００４６】信号Ｂおよび図１のフリップフロップ１０
ｂの出力信号はフリップフロップ１２に供給され、トラ
ンジスタＱ０２を経て図２のスイッチングトランジスタ
Ｑ２Ｃのベースにパルス信号Ｄを供給する。信号Ｄの波
頭端ＬＥＤは図４（ｂ）のパルス信号Ｂの波頭端ＬＥＢ
と実質的に一致しており、信号Ｄの波尾端ＴＥＤはパル
ス信号Ａの波頭端ＬＥＤと実質的に一致している。図４
（ｄ）の信号ＤがＴＲＵＥ状態にあるときは図２のトラ
ンジスタＱ２Ｃは導通しており、該トランジスタＱ２Ｃ
が導通していると、鋸歯状信号ＶＲＡＭＰ１およびＶＲ
ＡＭＰ２は信号ＶＳＡＷに従って変化する。

【００４７】信号Ｄはその波頭端ＬＥＤと波尾端ＴＥＤ
との間ではＦＡＬＳＥ状態にあり、図２のトランジスタ
Ｑ２Ｃを非導通状態にする。トランジスタＱ２Ｃが非導
通状態にあると、トランジスタＱ０２Ｃのコレクタ電流
は減少し、該トランジスタＱ０２Ｃのコレクタ電圧は上
昇し、トランジスタＵ０１Ｂをターンオフする。それに
よって、トランジスタＵ０２Ｃの減少したコレクタ電流
はすべてトランジスタＵ０１Ｃのエミッタを通って流れ
る。

【００４８】トランジスタＵ０２Ｃのコレクタ電流が減
少するので、図５（ｂ）の信号ＶＲＡＭＰ１と図５
（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ２との間の電圧差は、ｔ１〜ｔ
２の期間中は図１のパルス信号Ｂの波頭端の発生前より
も実質的に小さくなる。従って、図５（ｂ）の信号ＶＲ
ＡＭＰ１と図５（ｃ）の信号ＶＲＡＭＰ２との間の電圧
差に比例する図５（ａ）の偏向電流ｉｙは、例えば−Ｉ
ｐの２５％程度に小さくなる。

【００４９】図５（ｂ）における時点ｔ１の近傍におけ
る信号ＶＲＡＭＰ１の急激な変化により、偏向増幅器１
１ａは線形帰還動作モードを停止し、電源端子電圧ＶＢ
が偏向巻線Ｌｙに供給される。図５（ａ）における時点
ｔ１の直後および時点ｔ２の直後においてもリトレース
電圧Ｖ_11b が発生する。すなわち、所定の偏向サイクル
でリトレース電圧Ｖ_11b が２回発生する。図３のブース
ト段１１ｆのスイッチ１１ｆ１によってキャパシタ１１
ｇはブーストキャパシタ１１ｅと直列に結合される。

【００５０】垂直トレース期間中、キャパシタ１１ｅは
＋２６ボルトの電源Ｖ＋からダイオードＸおよびスイッ
チ１１ｆ２を経て充電される。フィルタキャパシタ１１
ｇの両端間に発生した電源電圧はブーストキャパシタ１
１ｅの両端間に発生した電圧と加え合わされてブースト
電圧ＶＢが生成される。ブースト電圧ＶＢが生成される
と、該ブースト電圧ＶＢはダイオードＸを介して＋２６
ボルトの電源Ｖ＋から減結合される。

【００５１】図５（ａ）のｔ１〜ｔ１′の短い期間中、
偏向電流ｉｙのリトレース部分の第１の部分ＲＥＴＲＡ
ＣＥ１が生成され、その期間中第１の部分リトレース動
作が行われる。続くｔ１′〜ｔ２の期間中、図３の偏向
増幅器１１ａは再び線形期間モードで動作する。定常状
態にある帰還動作モードを得るために信号ＶＲＡＭＰ１
およびＶＲＡＭＰ２は充分に長い期間一定レベルにある
ことにより線形動作が再開される。

【００５２】第２の部分ＲＥＴＲＡＣＥ２の期間中、第
２の部分リトレース動作が行われ、時点ｔ２で、図３の
偏向巻線Ｌｙ中に蓄積される磁気エネルギは、図３の偏
向巻線Ｌｙ中に流れる図５（ａ）の比較的小さな偏向電
流ｉｙによって決定される。図５（ａ）の時点ｔ２で蓄
積される上記のエネルギはスイッチ１１ｆ１を付勢する
ために使用され、図３の端子１１ｂに電圧Ｖ＋よりも大
きな垂直リトレース電圧Ｖ_11b を発生させる。前述のよ
うに、スイッチ１１ｆ１は、端子１１ｂのリトレース電
圧Ｖ_11b が電源電圧Ｖ＋よりも大きくなるとブースト電
圧ＶＢを発生する。

【００５３】

【発明の効果】図５（ａ）の時点ｔ２では、電流ｉｙは
ゼロではないが負レベルの低いレベルにある。このよう
に、時点ｔ２において電流が負極性にあることにより、
図３のリトレース電圧Ｖ_11b をスイッチ１１ｆ１を付勢
するのに必要な極性にすることができるという効果があ
る。電圧Ｖ＋の値の約２倍に等しいブースト電圧ＶＢが
増幅器１１ａの図示されていないトランジスタ出力段に
供給される。また、ブースト電圧ＶＢは、偏向電流ｉｙ
が図４（ｂ）の波頭端ＬＥＡの後に生ずる正ピークレベ
ルＩｐに到達するのに必要な図５（ａ）の第２のリトレ
ース部分ＲＥＴＲＡＣＥ２の長さを短縮することができ
るという効果を持っている。

【００５４】電圧ブースト・リトレース・スピードアッ
プ機能がなければ、非ズーム動作モードあるいは小ズー
ム動作モードが選択されたときは、図５（ａ）のリトレ
ース部分ＲＥＴＲＡＣＥ２に利用できる時間はリトレー
ス動作を行わせるのに充分ではない。小ズーム動作モー
ドが選択されたときは、リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ
２に利用できる時間は大ズーム動作モードが選択された
ときよりも短い。従って、図５（ａ）の偏向巻線ｉｙの
平均値を、電圧ブースト機能の有効使用に犠牲を伴うこ
となく減少させることができるという効果が得られる。

【００５５】リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ１のｔ１〜
ｔ１′の期間中もまた電圧ブースト機能が利用される。
期間ｔ１〜ｔ１′はトレース期間ｔ０〜ｔ１の直後に生
ずるので、各リトレース部分ＲＥＴＲＡＣＥ１およびＲ
ＥＴＲＡＣＳ２はブースト段１１ｆの動作によってスピ
ードアップされる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実施した偏向回路の第１の部分を示す
回路図である。

【図２】本発明を実施した偏向回路の第２の部分を示す
回路図である。

【図３】本発明を実施した偏向回路の第３の部分を示す
回路図である。

【図４】（ａ）〜（ｅ）は図１、図２、図３に示した本
発明の偏向回路の動作を説明するのに有効な理想化され
た波形を示す図である。

【図５】（ａ）〜（ｄ）は頂部パニングが与えられたと
きの図１、図２、図３に示す偏向回路の動作を説明する
のに有効な波形を示す図である。

【図６】Ｓ字修正を与える図２の差動増幅器の利得が入
力電圧の関数として変化する様子をグラフの形で示した
図である。

【図７】直線性誤差が図２の回路構成における垂直位置
の関数として変化する様子をグラフの形で示した図であ
る。

【図８】Ｓ字修正が与えられないときの直線性誤差の変
化の様子をグラフの形で示した図である。

【図９】（ａ）および（ｂ）は底部パニングが与えられ
たときの図１、図２、図３に示す偏向回路の動作を説明
するのに有効な波形を示す図である。

【符号の説明】

２２ 陰極線管 Ｌｙ 偏向巻線 １１ａ 偏向増幅器 １００ 鋸歯状信号源 Ｕ０１Ｂ 増幅トランジスタ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 陰極線管と、 上記陰極線管のネックに取付けられた垂直偏向巻線と、 上記垂直偏向巻線中に垂直偏向電流を発生させる偏向増
   幅器と、 トレース期間中垂直偏向周波数に関連する周波数で傾斜
   形態で変化する鋸歯状信号を発生する信号源と、 上記鋸歯状信号に応答し且つ上記偏向増幅器の入力側に
   結合されたトランジスタとからなり、 上記トランジスタは、上記偏向電流と上記鋸歯状信号と
   の比がトレース期間中上記陰極線管に垂直Ｓ字修正を与
   えるように当該トランジスタによって導入される非直線
   性に従って変化するように、上記偏向電流を上記鋸歯状
   信号の傾斜形態の変化に従って当該トランジスタを介し
   て傾斜形態で制御する、ビデオ表示偏向装置。