JPH0230275A - ダイナミックホーカス補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はダイナミックホーカス補正回路に関し、特に、
異なる水平走査周波数の映像信号を受信してこれに自動
追従するオートスキャン方式のモニタ受像機に好適のダ
イナミックホーカス補正回路に関する。

（従来の技術） 受像ｖ１（受像管）の電子ビーム収束方式には電界収束
方式（静電ホーカス）と磁界収束方式（電磁ホーカス、
磁気ホーカス）とがある。静電収束方式においては、受
＠管のホーカス電極に供給する収束電圧を制御してホー
カスを調整し、電磁収束方式においては、受像管のホー
カスヨークに巻回されたコイルに供給する収束電流を制
御してホーカスを調整している。

画面の中心部と周辺部とでホーカス品位の均一性、即ち
ホーカスユニホミテイを得るには、電界収束方式では、
ホーカス電極に走査周期のパラボラ波電圧を印加すれば
よい。また、磁界収束方式では、ホーカスコイルにパラ
ボラ波電流を供給すればよい。このような補正をダイナ
ミックホーカス補正と呼／νでいる。

ところで、磁界収束方式において供給するパラボラ波電
流は、補正電流供給回路により与えられる。補正電流供
給回路においては、矩形波電圧から鋸波電流を得、更に
、鋸波電圧からパラボラ波電流を得ている。この場合に
、画面の左右のホーカス品位のバランスをとるために、
水平周期の鋸波電流を任意の極性及びレベルで重畳する
ことができるようにしておけば理想的である。

ところが、ホーカスコイルはインダクタンスＩ戊分が支
配的であり、偏向周波数が高くなると、ホーカスコイル
のインピーダンスが大きくなってしまう。このため、補
正電流供給回路は大振幅の電圧を出力する必要があり、
上述した補正電流供給回路では、大きい電源電圧が必要
となり、また、出力トランジスタのコレクタ損失が極め
て大きいものとなってしまう。

そこで、従来、出力電圧の振幅が小さくてもすむように
、ダイナミックホーカス補正電流を正弦波電流とする方
式が採用されている。即ち、ホーカスコイルのインダク
タンスと直列又は並列にコンデンサを接続し、偏向周波
数に共振させて正弦波電流を得ている。正弦波電流はダ
イナミックホーカスを補正するために最適な波形ではな
いが、そのレベルを適宜調整することにより、画面の中
心部、中間部及び最外周部におけるホーカスユニホミテ
ィを事実上問題ない品位に撮り分は調整することができ
る。補正電流が共振により簡単に得られること、また、
共振点を変化させることにより補正電流の位相を容易に
調整することができること等の理由から、この方式が採
用されることが多い。

しかしながら、この共振方式では映像信号の水平同期周
波数が変化すると、これに伴い共振周波数も変える必要
がある。共振現象がホーカスコイルのインダクタンスと
コンデンサの静電容量とで決定されることから、共振周
波数の変更は容易ではなく、このような方式では水平同
期周波数の変更には対応することができないという問題
があった。特に、映像信号の同期周波数に自動追従して
動作するいわゆるオートスキャン方式の受ａｍにおいて
は、採用が極めて困難であるというｌ１題があった。

（発明が解決しようとする課題） このように、上述した従来のダイナミックボーカス補正
回路においては、偏向周波数の変化に対応することがで
きないという問題点があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、
出力回路の損失を増大させることなく、偏向周波数の変
化に容易に対応することができるダイナミックホーカス
補正回路を提供することを目的とする。

［発明の構成コ （課題を解決するための手段） 本発明は、映像信号の水平走査周波数に比例した直流電
圧を出力する周波数／電圧変換手段と、この周波数／電
圧変換手段からの直流電圧を積分し、水平走査周期でリ
セットされて水平走査周期の第１の鋸波電圧を出力する
第１の銅源電圧発生手段と、調整可能の閾値電圧と前記
第１の鋸波電圧とを比較して第１の矩形波電圧を出力す
る第１の矩形波電圧発生手段と、前記周波数／電圧変換
手段からの直流電圧を積分し、前記第１の矩形波電圧の
エツジにおいてリセットされて前記ｌＪ値電圧に基づい
た位相の第２の鋸波電圧を出力する第２の銅源電圧発生
手段と、前記第２の鋸波電圧を導入し、デユーティ比が
１対１の第２の矩形波電圧を出力する第２の矩形波電圧
発生手段と、前記周波数／電圧変換手段からの直流電圧
を尋人し、前記第２の矩形波電圧を前記水平走査周波数
に比例した振幅レベルにする振幅制御手段と、この振幅
制御手段からの矩形波電圧を積分して一定振幅の三角波
電圧を出力する積分手段と、非直線素子を有し、この非
直線素子に流れる電流に基づいたクリップ電圧で前記三
角波電圧をクリップして疑似正弦波電圧を出力するクリ
ップ手段とを具備したものである。

（作用） 本発明においては、第１の矩形波電圧発生手段からは閾
値電圧に基づいた位相で、水平走査周期のエツジを有す
る第１の矩形波電圧が出力される。第２の鋸波電圧発生
手段は周波数／電圧変換手段からの直流電圧を積分し、
このエツジにおいてリセットされるので、第２の鋸波電
圧発生手段からは閾値電圧に基づいた位相で水平走査周
波数の第２の鋸波電圧が出力される。この第２の鋸波電
圧から得られるデユーティ比が１対１の第２の矩形波電
圧を、電圧制御手段において水平走査周波数に基づく振
幅に変換し、積分回路において積分する。そうすると、
積分回路からは一定振幅で閾値電圧に基づく位相の三角
波電圧が得られる。

このため、クリップ手段において、この三角波電圧をク
リップすることにより得られる疑似正弦波電圧は、水平
走査周波数に拘らず一定振幅であり、しかも位相を容易
に調整することができるので、ダイナミックホーカス補
正に極めて好適のものとなる。

（実施例） 以下、図面に基づいて本発明の詳細な説明する。第１図
は本発明に係るダイナミックホーカス補正回路の一実施
例を示す回路図である。

入力端子１（Ａ点）には水平ブランキングパルスが導入
される。周波数／電圧変換回路（以下、Ｆ／Ｖ変挽変格
回路う）２は単安定マルチバイブレータ及びフィルタ回
路（図示せず）により構成されており、水平ブランキン
グパルスの周波数に比例したレベルの直流電圧を抵抗Ｒ
２を介して演算増幅器Ｑ１の反転端に与える。演算増幅
器Ｑ１の非反転端は基準電位点に接続され、出力端（Ｂ
点）と反転端との間にコンデンサＣ２が接続されて積分
回路を構成している。このコンデンサＣ２に並列にスイ
ッチＳ１が接続され、これら演算増幅器Ｑｌ、抵抗Ｒ２
、コンデンサ０２及びスイッチＳ１により鋸波電圧発生
回路３が構成されている。入力端子１は微分回路を構成
するコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１を介して基準電位点に
も接続されており、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の接続
点と基準電位点との間にはダイオードＤ１が接続されて
いる。コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１の接続点からはスイ
ッチＳ１に水平ブランキングパルスの立上がりに発生す
る狭幅のパルスが与えられ、スイッチ＄１はこのパルス
のハイレベル（以下、ＩＩ　ＨＩＩという）でオンとな
る。なお、オートスキャン方式の受＠機であれば、偏向
回路の発振周波数を制御するために、Ｆ／Ｖ変挽変格回
路けることが一般的であり、この場合には、Ｆ／Ｖ変換
回路を共用としてもよい。また、入力端子１に導入する
パルスは水平ブランキングパルスの外、水平同期信号等
の水平偏向周波数のパルスであればよい。

演算増幅器Ｑ１の出力端（Ｂ点）はコンパレータＱ２の
反転端に接続される。電圧源−Ｂと基準電位点との間に
は抵抗Ｒ３、可変抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５の直列回路が接
続されており、コンパレータＱ２の非反転端は可変抵抗
Ｒ４の摺ａ端に接続されている。コンパレータＱ２の出
力端（０点）は微分回路を構成するコンデンサＣ３及び
抵抗Ｒ６を介して基準電位点に接続されており、コンデ
ンサＣ３及び抵抗Ｒ６の接続点と１３ｒ＄電位点との間
にはダイオードＤ２が接続されている。コンデンサＣ３
及び抵抗Ｒ６の接続点（Ｄ点）に得られるエツジパルス
はスイッチＳ２に与えられる。

一方、Ｆ／Ｖ変換回路２からの直流電圧は抵抗Ｒ７を介
して演算増幅器Ｑ３の反転端にも与えられている。演算
増幅器Ｑ３の非反転端は基準電位点に接続され、出力端
（Ｅ点）と反転端との間にはコンデンサＣ４及びスイッ
チＳ２の１１Ｑ列回路が接続されている。これら抵抗Ｒ
７、演算増幅器Ｑ３、コンデンサＣ４及びスイッチＳ２
により銅源電圧発生回路４が構成されている。演算増幅
器Ｑ３の出力端（Ｅ点）は微分回路を構成覆るコンデン
サＣ５及び抵抗Ｒ８を介して基準電位点に接続されてお
り、コンデンサＣ５及び抵抗Ｒ８の接続点は零りロス］
ンパレータＱ４の非反転端に接続されている。零クロス
コンパレータＱ４の反転端は基準電位点に接続されてお
り、出力端（Ｈ点）は抵抗Ｒ１６を介してスイッチング
トランジスタＱ５のベースに接続されている。

トランジスタＱ５のコレクタにはＦ／Ｖ変換回路２から
抵抗Ｒ９を介して電圧が供給され、エミッタは基準電位
点に接続されている。トランジスタＱ５のコレクタ（Ｇ
点）は直流分阻止用のコンデンサＣ６及び抵抗ＲＩＯを
介して演算増幅器Ｑ６の反転端に接続される。演算増幅
器Ｑ６の非反転端は基準電位点に接続されており、出力
端（Ｈ点）と反転端との間にはコンデンサＣ７及び抵抗
Ｒ１１の並列回路が接続されている。これら抵抗Ｒ１０
゜Ｒ１１、コンデンサＣ７及び演算増幅器Ｑ６により積
分回路５が構成される。

演算増幅器Ｑ６の出力端（Ｈ点）は抵抗Ｒ１２を介して
１点に接続されている。１点と基準電位点との間にはダ
イオードＤ３　、Ｄ４の直列回路及びダイオードＤ５　
、Ｄ６の直列回路が並列接続されており、これらダイオ
ードＤ３〜Ｄ６によりクリップ回路６が構成されている
。１点は可変抵抗Ｒ１３を介して基準電位点に接続され
ており、可変抵抗Ｒ１３の摺動端はバッファアンプＱ７
の非反転端に接続される。バッファアンプＱ７の反転端
は抵抗Ｒ１４を介して基準電位点に接続され、出力端と
反転端との間には抵抗Ｒ１５が接続されている。バッフ
ァアンプＱ７の出力は図示しない出力回路に供給され、
出力回路からダイナミックホーカス補正電流が得られる
。

次に、このように構成された実流側回路の動作について
第２図のタイミングチャートを参照して説明する。第２
図（ａ）〜（ｉ）は夫々第１図のＡ−Ｈ点の信号波形を
示している。

入力端子１に第２図（ａ）に示す水平ブランキングパル
スが導入されると、Ｆ／Ｖ変挽回路２はこの水平ブラン
キングパルスの周波数に比例したレベルの直流電圧を出
力する。スイッチＳ１がオフの場合には、抵抗Ｒ２にＦ
／Ｖ変換回路２の出力レベルに基づいた定電流が流れ、
コンデンサＣ２が定電流充電されて演算増幅器Ｑ１の出
力端（Ｂ点）の電圧は、第２図（ｂ）に示すように、直
線的に低下する。スイッチＳ１は水平ブランキングパル
スの立上がりで発生する狭幅のパルスによりオンとなり
、コンデンサＣ２の充電電荷を放電させる。これにより
、Ｂ点電圧はＯとなり、銅源電圧発生回路３はリセット
されて水平ブランキングパルスの周波数と同一周波数の
泥波電圧を出力する。

ここで、Ｆ／Ｖ変挽回路２の出力は水平ブランキングパ
ルスの周波数に比例しており、スイッチＳ１のオン、オ
フ動作の周波数は水平ブランキングパルスの周波数に反
比例する。従って、Ｂ点に現れる泥波電圧の振幅は、水
平ブランキングパルスの周波数に拘らず略一定となる。

この泥波電圧の振幅は一定でなければならないわけでは
ないが、広範囲の周波数に対応するためには、一定であ
った方が都合がよい。この理由から、水平ブランキング
パルスをコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１による微分回路に
与え、微分回路からの狭幅のパルスでスイッチＳ１を駆
動している。これにより、スイッチＳ１のオン期間は短
くなり、水平ブランキングパルスのデユーティ比の変化
による影響を防止して泥波電圧の振幅が一定となるよう
にしている。

コンパレータＱ２はＢ点電圧を反転端に導入し、非反転
端に導入される基準電圧ｖｔｈと比較して第２図（Ｃ）
に示す矩形波電圧（０点電圧）を出力する。可変抵抗Ｒ
４の抵抗値を変化させることにより、基準電圧ｖｔｈを
変化させ、矩形波電圧の立上がりのタイミングを変化さ
せることができる。

０点電圧はコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ６による微分回路
において微分され、クランプダイオードＤ２のカソード
（Ｄ点）には第２図（ｄ）に示すエツジパルスが得られ
る。

一方、Ｆ／Ｖ変換回路２の出力は鋸波電圧発生回路４に
も入力されている。縦波電圧発生回路４においては、ス
イッチＳ２がＤ点のエツジパルスによってオンとなり、
鋸波電圧発生回路３と同様にして鋸波電圧が出力される
。第２図（ｅ）に示すように、演算増幅器Ｑ３の出力端
（Ｅ点）からはエツジパルスによって位相が定まる鋸波
電圧が得られる。即ち、Ｅ点の鋸波電圧は可変抵抗Ｒ４
によりその位相が調整されている。なお、Ｅ点の鋸波電
圧は水平ブランキングパルスの周波数に拘らず、略一定
振幅である。

Ｅ点の鋸波電圧は直流成分を含んでいる。コンデンサＣ
５及び抵抗Ｒ８による微分回路はＥ点電圧から直流分を
除去し、交流の鋸波電圧を零クロスコンパレータＱ４に
与える。零クロスコンパレータはこの鋸波電圧をＯＶと
比較し、第２図（ｆ）に示す矩形波電圧（Ｅ点電圧）を
出力する。零クロスコンパレータＱ４に導入された鋸波
電圧が直流分を含んでいないので、Ｅ点電圧はデユーテ
ィ比が略１対１の矩形波電圧となる。

Ｅ点電圧がスイッチングトランジスタＱ５のベースに導
入されると、トランジスタＱ５はＥ点電圧の“ＨＩ＋で
オンとなり、第２図（Ｑ）に示すように、そのコレクタ
からＥ点電圧と逆極性の矩形波電圧（０点電圧）が出力
される。トランジスタＱ５がＦ／Ｖ変換回路２の出力電
圧を電源電圧としているので、Ｇ点の矩形波電圧は水平
ブランキングパルスの周波数に比例した振幅レベルとな
る。

０点電圧はコンデンサＣ６により直流分が阻止され、積
分回路５に導入される。積分回路５はこの矩形波電圧を
積分し、第２図（ｈ）に示す三角波電圧（Ｈ点電圧）を
出力する。Ｇ点の矩形波電圧が水平ブランキングパルス
の周波数に比例し、Ｇ点の矩形波電圧の周波数が水平ブ
ランキングパルスの周波数に反比例するので、Ｈ点の三
角波電圧の振幅は水平ブランキングパルスの周波数に拘
らず略一定となる。このＨ点電圧が抵抗Ｒ１２を介して
クリップ回路６に導入される。

クリップ回路６はダイオードＤ３〜Ｄ６に基づ＜ａＩｉ
ｌＩ電圧を越える電圧をクリップする。ダイオードＤ３
〜Ｄ６の閾値電圧は流れる電流量に対して非直線的変化
するので、１点に現れる電圧は第２図（ｉ）に示すよう
に、正弦波電圧に近いものとなる。Ｈ点の三角波電圧は
常に一定振幅であるので、クリップにより作られた疑似
正弦波電圧の波形及び振幅は水平ブランキングパルスの
周波数に拘らず一定である。なお、三角波電圧の振幅又
はダイオードの数示を適宜設定することにより、疑似正
弦波の振幅及び波形を変更することができる。この疑似
正弦波電圧が抵抗Ｒ１３でレベル調整され、バッフ７ア
ンブＱ１で増幅されて出力される。これにより、図示し
ない出力回路は補正電流を出力し、水平ダイナミックホ
ーカス補正がなされる。

なお、出力回路において電流帰還形の増幅器を採用した
場合には、入力電圧波形に相似な波形の電流、即ち、正
弦波電流をホーカスコイルに供給することができ、本実
施例を実施する上で好ましい。なお、増幅器を電圧帰還
形又は電流帰還形のいずれの方式で構成しても、出力回
路の出力電圧は正弦波電圧であるので、ダイナミックレ
ンジの面での優位差はない。

位相の調整は、出力回路に導入される疑似正弦波電圧の
位相を替えることにより行なわれるので、出力回路のダ
イナミックレンジを広くする必要はない。偏向周波数が
高くなるにつれてホーカスコイルに加える電圧、即ち出
力回路の出力電圧振幅を大きくする必要があることは従
来の共振方式と同様であり、本発明により不利になると
いうことはない。

このように、本実施例においては、水平偏向周波数に同
期した一定振幅の正弦波電圧を容易に得ることができ、
しかも、この正弦波電圧の位相は可変抵抗Ｒ４により容
易に調整可能であるので、水平ダイナミックホーカス補
正電流として極めて好適である。更に、ホーカスコイル
に供給する補正電流が略正弦波に近いことから、従来の
共振方式と同様に、出力回路の電源電圧は低くてよく、
また、低損失の出力回路を構成することができる。

なお、ホーカスコイルの周波数特性が平坦ではなく、周
波数が高いほど効率が低下することがあるが、この場合
には、バッファアンプＱ７に高域において利１ｑが増加
するような周波数特性を与えることにより、最適補正量
を得ることができる。

また、温源電圧発生回路及びコンパレータ等の動作極性
を逆にしてもよいことは言うまでもない。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、水平偏向周波数に
拘らず、一定振幅で位相を容易に調整可能の正弦波電圧
を得ることができる。このため、出力回路の損失を低減
することができ、オートスキャン方式の受像機に極めて
有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るダイナミックボーカス補正回路の
一実施例を示す回路図、第２図は第１図の実施例を説明
するためのタイミングチャートである。 １・・・入力端子、２・・・Ｆ／Ｖ変換回路、３．４・
・・温源電圧発生回路、５・・・積分回路、６・・・ク
リップ回路、Ｑ２・・・コンパレータ、Ｑ３・・・零ク
ロスコンパレータ、 Ｑ５・・・スイッチングトランジスタ、Ｑ７・・・バッ
ファアンプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 映像信号の水平走査周波数に比例した直流電圧を出力す
   る周波数／電圧変換手段と、 この周波数／電圧変換手段からの直流電圧を積分し、水
   平走査周期でリセットされて水平走査周期の第１の鋸波
   電圧を出力する第１の鋸波電圧発生手段と、 調整可能の閾値電圧と前記第１の鋸波電圧とを比較して
   第１の矩形波電圧を出力する第１の矩形波電圧発生手段
   と、 前記周波数／電圧変換手段からの直流電圧を積分し、前
   記第１の矩形波電圧のエッジにおいてリセットされて前
   記閾値電圧に基づいた位相の第２の鋸波電圧を出力する
   第２の鋸波電圧発生手段と、前記第２の鋸波電圧を導入
   し、デューティ比が１対１の第２の矩形波電圧を出力す
   る第２の矩形波電圧発生手段と、 前記周波数／電圧変換手段からの直流電圧を導入し、前
   記第２の矩形波電圧を前記水平走査周波数に比例した振
   幅レベルにする振幅制御手段と、この振幅制御手段から
   の矩形波電圧を積分して一定振幅の三角波電圧を出力す
   る積分手段と、非直線素子を有し、この非直線素子に流
   れる電流に基づいたクリップ電圧で前記三角波電圧をク
   リップして疑似正弦波電圧を出力するクリップ手段とを
   具備したことを特徴とするダイナミツクホーカス補正回
   路。