JPH0242479A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、マルチスキャンデイスプレ、イ装置に係り、
特に、連続追随式マルチスキャンディスプレイ装置に適
した水平偏向回路に関する。

〔従来の技術〕

従来のトランジスタ式水平偏向回路は、各種の文献に記
載されている通り、いわゆる水平出力トランジスタとグ
イパダイオードとを、スイッチング動作させる形式を用
いていた。

近年、多彩な映像信号源及びグラフィックスコンピュー
タ信号源に対応するために、複数の水平走査周波数ｆＨ
に連続的に適応できるいわゆるマルチスキャンディスプ
レイ装置のニーズが発生しつつある。このマルチスキャ
ンディスプレイ装置の水平偏向回路には、やはり、上記
水平出力トランジスタとグイバダイオードとをスイッチ
ング動作させる形式のものが採用されている。また、水
平走査周波の高低に応じて、その電源電圧をほぼ比例制
御する形式のものが採用されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術において、電源電圧を比例制御するには、
大出力可変電圧源を必要としていた。しかも、その可変
範囲は水平走査周波数ｆやが１６ｋｌ（、から６４ｋＨ
２の広範囲に及ぶために、これに応じて電源電圧を約１
００ｖから２５Ｖまでの広範囲に制御する必要があるた
め、回路構成が複雑でかつ高価であるという問題点があ
った。

本発明の目的は、上記した広範囲の高電圧大出力可変電
源を使用せずに、単に、約５ｖの低電圧電源でしかもそ
の可変範囲は数十％以内で済ませ得るようなマルチスキ
ャンディスプレイ装置用の水平偏向回路を提供するにあ
る。

〔課題を解決するための手段〕 上記目的は、従来のスイッチング動作の水平出力回路に
替わるＢ級プッシュプル増幅手段と、このＢ級プッシュ
プル増幅手段を駆動する新規な負帰還回路手段を備える
ことによって達成される。

〔作用〕

Ｂ級プッシュプル増幅器は、本発明の基本構成において
は約５ｖの低電圧源で水平偏向コイルとキャパシタとの
直列回路を駆動し、走査期間内に、偏向系の損失に打ち
勝つパワーを供給する。帰線期間には、前記直列回路は
並列共振キャパシタと共振してフライバックパルスを発
生する。そして、前記負帰還回路は、フライバックパル
ス振幅が所期の画面サイズに応じた振幅となるように、
上記Ｂ級プッシュプル回路からのパワーの供給を制御す
る。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図は第
１図の動作波形図である。

第１図において、１は人力水平同期信号、２は位相検波
器、３は電圧制御発振器、４は積分回路で、その入力に
は、後述するフライバックパルスが印加され、その積分
出力として水平走査周期ののこぎり波を得る。そして、
位相検波器２．電圧制御発振器３．積分回路４は周知の
ＰＬＬ回路を構成する。１０はモノマルチバイブレータ
、１１は低域検波器で、両者は、周知のカウンタ検波式
周波数弁別器として働き、その出力に、入力水平同期信
号１のくり返し周波数ｆｕに比例した電圧を得る。この
電圧は、上記の位相検波器２の出力と加算されて、電圧
制御発振器３の発振周波数を制御する。モノマルチバイ
ブレーク１０の出・力パルス幅は、適応すべき水平走査
周期ＴＨの最小値より小さ目に固定される。本発明は、
約１６ｋＨ２から、６４ｋＨ２までの水平走査周波数に
適応させる場合について提示され、従ってモノマルチバ
イブレータ１０のパルス幅は、約１２μｓｅｃに固定さ
れる。

以上に記した部分は、例えば、特公昭６１−８６２８号
公報に記されている周知の構成である。

本発明の要部は、符号１２．１７で示す部分であり、以
下に順次説明する。１２は利得制御増幅器であり、前記
の水平走査周期ののこぎり波信号を増幅して出力し、そ
の増幅率は、後述する引算器２４の出力の大小に応じて
大小に制御される。

その出力波形は、横軸を時間として第２図の波形１３に
示される。同図で、゛点線２７は増幅重大の場合であり
、点線２９は増幅率率の場合を示す。

また、１４．２１は抵抗器であり、抵抗器１４は後続の
増幅器への入力抵抗として働き、抵抗器２１はフィード
バック抵抗として働く。後続の増幅器全体は後述のよう
に、水平走査周期の中央付近でアクチブな状態で動作し
、そのアクチブ期間においての抵抗器１４．２１は、い
わゆるオペレーショナルアンプの入力抵抗と負帰還抵抗
の役目を果たす。そして、１５はエミッタフォロア、１
６は後続のプッシュプル増幅器を駆動するための増幅器
、１７はプッシュプル増幅器、７は水平偏向コイル、８
はバイパス用キャパシタ、９は共振キャパシタである。

プッシュプル増幅器１７の形式は、いわゆるシャントレ
ギュレーテツドプッシュプル増幅器と呼ばれているもの
に似ているが、グイオ−ドロが挿入されている所に重要
な相違点が存在する。このダイオード６は、従来技術に
おけるダンパダイオードに対応し、トランジスタ５は従
来技術における水平出力トランジスタに対応する。

従来技術においては、ダンパダイオードのアノード側は
単に接地されていて、パッシブな動作をしていたが、本
実施例においては、同図に示されるように、プッシュプ
ル増幅器の一部としてアクチブに働く。１８は水平出力
トランジスタ５の過度の飽和を防止して“ＯＮ”状態か
ら“ＯＦＦ”状態に切り替える際の遅延時間（いわゆる
蓄積時間）を低減するためのものである。第２図の波形
１３に示される通り、水平走査期間後半において、入力
波形１３は正電位となり、水平走査期間の終点付近では
、水平出力トランジスタ５は“ＯＮ”状態となる。この
時、ダイオード１８の飽和防止作用によってトランジス
タ５のコレクタ・エミッタ間電位差ＶＣｔは約０．６ｖ
以下の過飽和状態となることが回避され、約０．６　Ｖ
に保持される。節点１９の電圧波形を第２図の１９に示
す。この電圧の最低値は、上記０．６　Ｖに、更に第１
図の３個の直列接続ダイオードの電位差的１．８ｖを加
えて、約２．４Ｖとなる。また最高値は、プッシュプル
増幅器１７の電源電圧Ｅｃｃ（５Ｖ）で決まり約５■と
なる。

何故ならこの電位が５Ｖ以上になろうとすると、プッシ
ュプル増幅器１７の“ブツシュ”側のダーリントントラ
ンジスタのベース・コレクタジャンクションが飽和し、
それに逆らうからである。ブロック２０は、ツェナーダ
イオードと電流源からなるレベルシフタで、波形１９の
平均電位３．７ｖを１３の波形の平均電位０■へとシフ
トするためのものである。このＯｖの電位は、トランジ
スタ５の導通スレシホルドのベース電圧的０．６　Ｖに
対応し、１６の増幅器の入力側換算１．２Ｖ、エミッフ
オロア１５の入力換算Ｏ■として選定される電圧である
。

第２回の波形１９に付随して示されるＴ、の区間は、系
はアクチブな負帰還動作状態にあり、入力波形１３は反
転されて節点１９に発生する。その負帰還極性は次の通
りである。節点１３の電位が上がったと仮定するとエミ
ッタフォロア１５の入出力及び増幅器１６の出力、即ち
トランジスタ５のベース１に位が上がり、トランジスタ
５のコレクタ電流が増加し、その電位が下がる。従って
、３個の直列ダイオードを経た節点１９の電位も下がる
。これに伴って、レベルシフタ２ｏを経由して、抵抗２
１経由エミツタフオロア１５の入力電圧を下げるように
働く。即ち、仮定した入力電圧の上昇を抑制するように
負帰還動作する。

第２図の波形２５はトランジスタ２５のベース電圧波形
である。前記のように、波形１９に示すアクチブ区間Ｔ
、においては、負帰還作用によってベース電圧の変化は
極小となる。即ち、わずかの電圧変化で出力側節点１９
に大振幅が発生する。

またＴ８区間に続く区間はダイオード１８の前記制限効
果によって平坦電位となる。次に、入力波形１３のステ
ップ変化状の電位降下に基き、トランジスタ５はカット
オフする。その瞬間において、偏向コイル７に流れてい
る電流Ｉは、第２図の波形２７に示される通り、負のピ
ーク値−１０Ｆとなる。この初期電流は偏向コイル７の
インダクタタンスをＬとして次式（１）のＥｇに示され
る電磁蓄積エネルギに対応する。

Ｅ、　＝　　Ｌ　Ｉ”　ＯＦ　　・・・・−・−・−・
・−（１）この初期電流は共振キャパシタ９のキャパシ
タンスＣと共振し、第２図２６の波形のフライバックパ
ルス電圧を発生する。その際の共振電流波形■は、同図
の波形２７に示されている。バイパスキャパシタ８のキ
ャパシタンスＣいは共振キャパシタのそれに比べて通常
約１００倍以上に選定されているので、そのインピーダ
ンスを帰線過程において無視でき、一定電圧Ｅｌｌと見
なして良い。フライバックパルスの振幅をＥ、を基準と
して、第２図の波形２６に示した通りＥ。、とすると、
系の損失を無視した場合、次のエネルギ保存関係が成立
する。

また、帰線期間Ｔ、は次式で与えられる。

Ｔｒζπｆ丁で　・−一一一−−・−・−・・−・−（
４）数値例は次の通りである。

【。Ｐ＝１０Ａ Ｌ　＝６５μＨ Ｃ＝６．５ｍ１ＩＦ ＥＯＰ＝、１　ｋ　Ｖ Ｔｒ＝２μｓｅｃ 尚、バイアスキャパシタ８のバイアス電圧Ｅ、は偏向コ
イル７の両端の電圧積分のバランスから次式の値となる
。

Ｅ、　　（Ｔ、−Ｔ、）＝Ｔ、　　　　　ＥＯＰπ ｆＨ＝６４ｋＨｚに対応して、Ｔ、＝１５．６μ８．。

の場合、上記数値を代入して Ｅ、−９３Ｖ となる。

入力信号の水平走査周波数ｆＨが変わっても、ＥＯＰが
一定となるように制御できれば、式（３）に基き、偏向
電流振幅±ＩＯＦは一定となり、従って水平画面サイズ
を一定化できる。その時、Ｅ、のバイアス電圧は第３図
の特性図に示される通り、ｆ８に比例して上下する。Ｅ
ＯＰを一定に保つ代わりに、波形２６のＥアｒを一定に
保ってもほぼ目的を達し得る。

第１図において、符号２２，２３．２４で示される部分
がＥＰＰを所期の大きさに制御するための部分である。

２２はフライバックパルス振幅検出回路で、第４図に示
したような形式の通常の振幅検波回路を使用できる。

第４図において、３１は検波用ダイオード、３２は平滑
キャパシタ、３３．３４は分割抵抗である。

その出力に約１０ＶＤＣの電圧を得る。

第１図の端子２３は水平サイズ制御用端子であり、約１
０Ｖの電圧が印加される。２４は引算器、１２は既述利
得制御増幅で、例えば米ロモトローラ社のアナログ乗算
器（型名：　ＭＣ１４９５Ｌ）を使用できる。

次に、水平サイズ−走化のための負帰還動作について説
明する。

今仮に、水平サイズが所期の値より不足し、そのため、
振幅検出器２２の出力が過小であったとする。すると、
引算器２４の出力１３は増大し、利得制御増幅器１２の
出力ののこぎり波振幅は大振幅化される。これを第２図
の波形１３における点線２７に示す。これに対応して、
節点１９の波形は同図波形１９における点線２８に示さ
れる通り増大する。この波形は、水平走査期間において
偏向コイル７の上側に、相値的に印加される。点線波形
２８の実線波形１９に対する電圧増分は、偏向コイル７
とバイパスキャパシタ８からなる系にエネルギーを供給
する極性である。何故なら、笛２回に閤−賎門軸客共宥
しで併勾士む５い看里流波形ＺＴ　（１）は上記電圧増
分によって一間同点１３５に示すように変化し、この電
圧増分と、点線３５の電流波形との積の積分であるエネ
ルギーは正極性となるからである。

別の観点から言えば、点線波形３５の電流増分の時間積
分である電荷が正極性であることに着目しても良い。こ
の電荷及びエネルギーは、第１図のバイパスキャパシタ
８の電位Ｅ、の増加をもたらす。電位Ｅ、の増加は式（
５）に従って、フライバックパルス振幅ＥＯ？を増加す
るように働く。従って、仮定したフライバックパルス振
幅過小を打ち消すように負帰還動作する。

逆に、フライバックパルス振幅過大の場合には第２図の
点線２９，３０．３６のように働き、やはり、フライバ
ックパルス振幅の変化を打ち消すように負帰還動作する
。

系の平衡状態においては、第１図のプッシュプル回路１
７から偏向コイル７側へ供給される電力は、偏向コイル
で発生するジュール損失と等しく雀１！ｊ綾７ｍ１ｋｒ
慣尤【ま〜用ｌ圓りこＸいて偏向コイル７に直列に寄生
する抵抗分Ｒによって代表され、このＲの大きさは、約
０．１Ωないし豹０．１４Ωの大きさである。この抵抗
の両端には±ＩＯＡの偏向電流に対応して約±１．２ｖ
即ち２．４Ｖｒｐののこぎり波状の電位降下を生じる。

この電位降下成分に対抗して第１図のプッシュプル増幅
器１７は電力を供給する訳である。

参考のため、従来技術の構成の水平出力回路部を第５図
に示す。同図において、５．６，７，８゜９は、第１図
の同一符号で示すものと同じであり、説明を省略する。

３７は上述の損失抵抗、３８は電源供給用チョークコイ
ルである。電源電圧Ｅｃｃはｆ、ｌ−６４ｋＨｚ〜１６
ｋＨ２に応じて、約１００Ｖから２５Ｖまで変化させる
必要があった。また、次述のようにリアリティ劣化の問
題があった。

水平走査開始時点を時間ｔの原点として、初期電流をＩ
ＯＦとして水平走査期間内の電流Ｔ　（ｔ）の変化勾配
Ｉ’（ｔ）を求めると次式（６）を得る。

Ｅｏ　　Ｅｏ　　　ＩｏｐＲ２を 一ビ（１）−。　＋Ｉ−（１−五）−・（６）リニアリ
ティ偏差εは上式の相対偏差で定義されるので次式（７
）となる。

上式中Ｅ０は、走査の前半で約−〇、６Ｖ（ダイバダイ
オード６）、後半で約＋〇、４Ｖ（水平出力トランジス
タ５）である。

式（７）ニＥｓ　＝　２５　Ｖ、　　ｔ　＝　０　、　
Ｔｓを代入シテ次式（８）を得る。

、’、ｅ（Ｑ）　　　ｅ（Ｔ、）’＝１３％即ち、従来
技術においては約１３％のリニアリティ偏差をｆ、−１
６ｋＨｚにおいて発生し、画像の一様性が劣化するとい
う問題があった。上記偏差は、本実施例によって、はぼ
皿へ程度に抜本的に低減される。その理由は、既述の通
り、プッシュプル増幅器の出力電圧が、式（６）の第２
項ののこぎり波成分を打ち消すからである。以上、本発
明の第一実施例を説明した。

第６図は本発明の第二実施例を示す構成図、第７図はそ
の動作波形図である。第１図の実施例と相違する主要点
は、第１図の利得制御増幅器１２が削除化されているこ
とと、新規に可制御電源３９が追加されている点である
。従って、その他の部分の説明は省略する。

同図において、可制御電源３９はその出力電圧を前記の
引算器２４の出力の高低に応じて約５ｖを中心に約±２
０％高低制御可能のものである。

フライバックパルス電圧が不足すると、検出器２２の出
力が低下し、引算器２４の出力が上昇し、可制御電源３
９の出力電圧が上昇する。すると、節点１９にはより大
振幅ののこぎり波が得られる。

従って、より大きな電力が偏向コイル７とバイパスキャ
パシタ８の系へ注入され、その結果、フライバックパル
ス振幅が回復される。

尚、第６図には、更に、加算器４１と、減衰器兼インバ
ータ４０が追加されている。減衰器４０゜加算器４１０
作用はその出力１３°を第７図の波形１３′に示される
通り、点線で囲まれた負極性パルス成分を追加すること
にある。これによって、過度的異常状態においてもフラ
イバックパルス期間内に、トランジスタ５が必ずカット
オフしていることが保証され、故障の危険が低減される
。

尚、第二の実施例において、可制御電圧源３９には周知
のいわゆるスイッチングレギュレータ技術が適している
。該スイッチングレギュレータのスイッチング周波数を
水平走査数と同期して動作させることによって、電源系
と水平偏向系との干渉を最小限に抑えることができる。

以上、第二実施例の動作を説明した。本発明は、第一、
第二実施例を組合わせて使用することが可能である。

第８図は本発明の第三実施例の要部構成図であって、こ
れはビンクツション形の歪みを消去補正するためのもの
である。

同図において、４２は垂直走査周期ののこぎり波電圧で
、通常のディスプレイ装置における垂直偏向回路の垂直
偏向電流に応じた信号である。４３は乗算器で、その出
力に垂直周期のパラボラ波形を得る。この出力は、第１
図または第６図の端子２３に印加される。その結果、画
面のピンクジョン歪みが、第９図の４４の形状から４５
の無歪み形状に改善される。何故なら、前述の通り、端
子２３の電圧にほぼ比例して水平画面幅が制御されるよ
うに、第１図、第６図の回路は作用するからである。

更に図示することは、控えるが、下記のような変形が可
能で、本発明はそれらを包含するものである。

すなわち、第１図、第６図において、水平出力トランジ
スタ５は、バイポーラ形として記したが、これをＦＥＴ
で代用することができる。その場合、ＦＥＴとバイポー
ラトランジスタの入出力インピーダンスの違いに応じて
、各部の電圧、電流レベルは若干相違するものとなるが
、本質的な動作に変わりはない。また、水平出力トラン
ジスタ５の“”ＯＮ”から“ＯＦＦ”への遅延時間が短
いものにあっては、ダイオード１８を削除できる。マタ
、該遅延時間が短い場合、位相検波器２への帰還のこぎ
り波電圧は、フライバックパルスから積分器４を経て得
る必要は必ずしもなく、代わりに、電圧制御発振器３の
出力のこぎり波を用いても良い。

第２図において、波形１３をのこぎり波とすることは、
上述の説明から判るようにリニアリティ改善作用上有意
義である。しかし、代わりに、これを矩形波状とすると
、若干画面中央部付近でのリニアリティが劣化するが、
実用できる応用分野も存在する。その場合、第１図、第
６図の負帰還抵抗２１と並列にキャパシタを並列接続す
ると、画面中央部付近でのリニアリティの急変（左側が
縮み、右側が伸びる）をキャパシタの積分作用により平
滑化、低域化できる。

第１図、第６図のプッシュプル増幅器において、本質的
に重要なのは、逆流防止兼用ダイパーダイオード６の存
在である。このダイオード６を備えていれば、他の任意
の形式のプッシュプル増幅器、例えばいわゆる５ＥＰＰ
方式のプッシュプル増幅器を使用することができる。

また、本発明は、従来技術である第５図のチョークトラ
ンス３８を不要化できることから、マルチスキャンディ
スプレイ装置だけでなく、シングルスキャンディスプレ
イ装置に適用することが可能である。技術の進歩はチョ
ークコイルに比べての半導体素子の相対価格を下げる傾
向にあるからである。

最後に、本発明の水平画面サイズ情報検出手段の変形に
ついて説明する。

第１図、第６図において、これは、フライバックパルス
電圧を検出器２２で検出する構成とした。

これに替えて、偏向コイル７の電流振幅を検出しても良
い。このためには、例えばバイパスキャパシタ８と接地
との間に約０．１Ω以下の微小抵抗を挿入し、その両端
ののこぎり波電圧の振幅を振幅検出器で検出すれば良い
。

但し、こののこぎり波電圧は、これを局所負帰還用の前
記抵抗２１への帰還信号源として用いることは通常の応
用には適当でない。何故なら、第１図、第６図において
バイパスキャパシタ８のキャパシタンスは無限大ではな
いため、このキャパシタの両端には、水平周期のパラボ
ラ状の電圧が発生する。このパラボラ状電圧は、偏向コ
イル７に流れる電流を、のこぎり波状の波形から若干Ｓ
字状の波形に変形する作用があるためである。このため
、このＳ字状分が仮に抵抗２１を経由して帰還されると
、第２図の節点１９の波形が大幅に歪んだ形となるから
である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、広範囲の入力信
号の水平走査周波数の変化に連続的に追随できるマルチ
スキャンディスプレイ装置を具現化することができ、し
かもその際、従来常識の高電圧大出力の可変電源を必要
とせず、工業的かつ経済的効果の大きい優れた水平偏向
回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一実施例の構成図、第２図は第１図
の動作を説明する波形図、第３図は第１図の動作特性図
、第４図は第１図の要部構成図、第５図は従来技術の水
平出力回路の構成図、第６図は本発明の第二実施例の構
成図、第７図は第６図の動作を説明する波形図、第８図
は本発明の第三実施例の構成図、第９図は第８図の構成
による効果の説明図である。 １−・−・−人力水平同期信号、２−・−・−・位相検
波器、３−・−電圧制御発振器、？−−−−−−−水平
偏向コイル、８−・・−バイパスキャパシタ、９−・−
・共振キャパシタ、１２・−・・・利得制御増幅器、１
７・−・−Ｂ級プッシュプル回路、６−・−逆流防止兼
用グイパダイオード。 第２図 ＥａＣＶ’） 第３図 第４図 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、ＣＲＴを用いたディスプレイ装置の水平偏向回路に
   おいて、水平偏向コイル手段と、この水平偏向コイルに
   直列接続されるバイパスキャパシタ手段と、この水平偏
   向コイルと実質的に並列接続される共振キャパシタ手段
   と、上記水平偏向コイル手段を駆動するプッシュプル増
   幅器手段と、逆流防止兼用のダンパダイオード手段とを
   設け、上記ダンパダイオード手段は、上記プッシュプル
   増幅器手段の水平偏向走査前半側を分担する増幅部の駆
   動電流の流れる方向に沿つて順方向にこのプッシュプル
   増幅器に直列に挿入接続され、上記水平偏向コイル手段
   にはフライバックパルスが発生せられ、このフライバッ
   クパルス振幅及び偏向電流振幅の少なくとも一方を検出
   する検出手段と、この検出手段の出力に基いて、上記プ
   ッシュプル出力増幅器の出力電力を制御する制御手段と
   を備え、この制御手段によつて水平画面サイズを制御す
   る構成としたことを特徴とする水平偏向回路。