JP2591762B2 - パラボラ状周期信号発生回路 - Google Patents
パラボラ状周期信号発生回路Info
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- JP2591762B2 JP2591762B2 JP62301607A JP30160787A JP2591762B2 JP 2591762 B2 JP2591762 B2 JP 2591762B2 JP 62301607 A JP62301607 A JP 62301607A JP 30160787 A JP30160787 A JP 30160787A JP 2591762 B2 JP2591762 B2 JP 2591762B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/04—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having parabolic shape
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、掃引期間および帰線期間を有するのこぎり
波状信号が供給される入力端子を有し、供給されたのこ
ぎり波状信号と同一の周波数を有すると共に掃引期間の
間本質的にパラボラ状の変化を有する出力信号を発生す
る二乗段を具え、本質的にパラボラ状の周期信号を出力
端子に発生する回路に関するものである。
波状信号が供給される入力端子を有し、供給されたのこ
ぎり波状信号と同一の周波数を有すると共に掃引期間の
間本質的にパラボラ状の変化を有する出力信号を発生す
る二乗段を具え、本質的にパラボラ状の周期信号を出力
端子に発生する回路に関するものである。
斯かる回路は米国特許第4216392号明細書から既知で
あり、例えば画像表示装置の左−右変調器及び／又は斯
かる装置のダイナミックフォーカシングに用いられてい
る。この制御信号はフィールド周波数（ヨーロッパテレ
ビジョン規格では50Hz）、又はライン周波数（同規格で
は15.625KHz）、又は他の任意の適当な周波数を持たせ
ることができる。上述の特許明細書中には二乗法の利点
が記載されているが、帰線期間中にパラボラ状の妨害信
号が発生する欠点も記載されており、この妨害信号の振
幅を低減する回路手段も開示されている。
あり、例えば画像表示装置の左−右変調器及び／又は斯
かる装置のダイナミックフォーカシングに用いられてい
る。この制御信号はフィールド周波数（ヨーロッパテレ
ビジョン規格では50Hz）、又はライン周波数（同規格で
は15.625KHz）、又は他の任意の適当な周波数を持たせ
ることができる。上述の特許明細書中には二乗法の利点
が記載されているが、帰線期間中にパラボラ状の妨害信
号が発生する欠点も記載されており、この妨害信号の振
幅を低減する回路手段も開示されている。
本発明は、発生する妨害信号の悪影響の全てをこの手
段によって除去することはできない事実を確かめ、この
認識に基づいて為したものである。この信号を抑圧して
も、或いはその振幅を低減しても共振回路を励振する信
号が発生する。斯かる共振回路は、例えば左−右変調器
に結合されたライン偏向回路の自己インダクタンス及び
キャパシタンスにより形成され、この共振回路はこれに
例えば妨害信号により発生された振動を減衰し得る高圧
発生器を結合しない場合には高いＱを持ち得る。斯かる
別個の高圧発生器を具えた画像表示装置は最近製造され
てきている。上述の高いＱのためにスクリーン上のライ
ンの幅が変化して画像の縁を波形に表示する妨害が表示
スクリーン上に生じ、この妨害はスクリーンの1/3の高
さにまで達し得る。
段によって除去することはできない事実を確かめ、この
認識に基づいて為したものである。この信号を抑圧して
も、或いはその振幅を低減しても共振回路を励振する信
号が発生する。斯かる共振回路は、例えば左−右変調器
に結合されたライン偏向回路の自己インダクタンス及び
キャパシタンスにより形成され、この共振回路はこれに
例えば妨害信号により発生された振動を減衰し得る高圧
発生器を結合しない場合には高いＱを持ち得る。斯かる
別個の高圧発生器を具えた画像表示装置は最近製造され
てきている。上述の高いＱのためにスクリーン上のライ
ンの幅が変化して画像の縁を波形に表示する妨害が表示
スクリーン上に生じ、この妨害はスクリーンの1/3の高
さにまで達し得る。
本発明の目的は、上述の妨害を既知の回路より良好に
除去し得る回路を提供するたとにある。この目的のため
に、本発明は上述の回路において、帰線期間中に、掃引
期間中に発生する本質的にパラボラ状の信号と反対極性
の信号を前記出力端子に供給する信号発生器を設け、こ
の信号発生器により発生される信号及びこの信号の時間
に関する導関数が帰線期間の開始時及び終了時におい
て、前記出力端子に得られる本質的にパラボラ状の信号
及びこの信号の時間に関する導関数の前記瞬時における
値に略々等しい値を示すようにしたことを特徴とする。
除去し得る回路を提供するたとにある。この目的のため
に、本発明は上述の回路において、帰線期間中に、掃引
期間中に発生する本質的にパラボラ状の信号と反対極性
の信号を前記出力端子に供給する信号発生器を設け、こ
の信号発生器により発生される信号及びこの信号の時間
に関する導関数が帰線期間の開始時及び終了時におい
て、前記出力端子に得られる本質的にパラボラ状の信号
及びこの信号の時間に関する導関数の前記瞬時における
値に略々等しい値を示すようにしたことを特徴とする。
本発明の手段によれば、回路の出力信号及びその導関
数が実質的に時間の連続関数になり、共振回路を極く僅
か励振するだけとなる。従って、殆ど何の妨害も生じな
い。この回路は１周期全体に亘って連続波形、即ち屈折
点のない波形を掃引期間中のパラボラ波形及び／又は上
述の信号発生器により発生される波形のくり返し周波数
及び／又は振幅と無関係に発生するように実現すること
ができる。この回路は安価な回路素子で達成することが
できる。
数が実質的に時間の連続関数になり、共振回路を極く僅
か励振するだけとなる。従って、殆ど何の妨害も生じな
い。この回路は１周期全体に亘って連続波形、即ち屈折
点のない波形を掃引期間中のパラボラ波形及び／又は上
述の信号発生器により発生される波形のくり返し周波数
及び／又は振幅と無関係に発生するように実現すること
ができる。この回路は安価な回路素子で達成することが
できる。
本発明回路においては二乗段により発生された信号を
帰線期間中抑圧する抑圧手段と、この抑圧手段からの掃
引期間中に発生する本質的にパラボラ状の信号と帰線期
間中に前記信号発生器により発生された信号とを前記出
力端子に供給する手段とを設けるのが有利である。
帰線期間中抑圧する抑圧手段と、この抑圧手段からの掃
引期間中に発生する本質的にパラボラ状の信号と帰線期
間中に前記信号発生器により発生された信号とを前記出
力端子に供給する手段とを設けるのが有利である。
本発明回路の一実施例では、二乗段により帰線期間中
に発生される本質的にパラボラ状の信号の振幅を反転す
ると共に調整し、得られた信号を出力端子に供給する調
整段を設ける。この調整段において帰線期間中に生ずる
波形が掃引期間中に生ずる波形と略々連続するように調
整を行うことができる。本例は特に入力信号が１つの周
波数しか持ち得ない場合に満足に作動する。
に発生される本質的にパラボラ状の信号の振幅を反転す
ると共に調整し、得られた信号を出力端子に供給する調
整段を設ける。この調整段において帰線期間中に生ずる
波形が掃引期間中に生ずる波形と略々連続するように調
整を行うことができる。本例は特に入力信号が１つの周
波数しか持ち得ない場合に満足に作動する。
本発明回路の他の実施例では、信号発生器からの信号
を正弦波とする。この実施例ではその正弦波の周波数、
位相及び振幅を可調整にする。
を正弦波とする。この実施例ではその正弦波の周波数、
位相及び振幅を可調整にする。
本発明回路の好適実施例では、正弦波信号の周期を帰
線期間の２倍にし、正弦波信号及びこの信号の時間に関
する導関数の帰線期間の開始時における値を決定してこ
れらの値を信号発生器に供給する始動回路を信号発生器
に結合する。この手段によれば信号発生器の信号を調整
する必要がなくなる。この正弦波信号及びその導関数の
値は帰線期間の開始時に固定されるので、帰線期間の終
了時におけるこの正弦波信号及びその導関数の値も同様
に固定される。これは、帰線期間の持続時間は入力信号
の周波数が変化する場合でも略々一定であるという仮定
に基づいている。このことは回路を画像表示装置に用い
る場合にしばしば生ずる。その理由は画像表示装置にお
いては帰線期間が偏向電流を反転させるのに必要な時間
を必ず含む規定の時間に選択されるためである。
線期間の２倍にし、正弦波信号及びこの信号の時間に関
する導関数の帰線期間の開始時における値を決定してこ
れらの値を信号発生器に供給する始動回路を信号発生器
に結合する。この手段によれば信号発生器の信号を調整
する必要がなくなる。この正弦波信号及びその導関数の
値は帰線期間の開始時に固定されるので、帰線期間の終
了時におけるこの正弦波信号及びその導関数の値も同様
に固定される。これは、帰線期間の持続時間は入力信号
の周波数が変化する場合でも略々一定であるという仮定
に基づいている。このことは回路を画像表示装置に用い
る場合にしばしば生ずる。その理由は画像表示装置にお
いては帰線期間が偏向電流を反転させるのに必要な時間
を必ず含む規定の時間に選択されるためである。
図面につき本発明を説明する。
第１図は本発明回路の第１の実施例のブロック図を示
すものである。第１図において、二乗段１にはのこぎり
波状周期信号が供給される。段１の出力としては、供給
されたのこぎり波状信号と同一周波数の信号が得られ
る。供給されたのこぎり波状信号が立上り縁を示すこの
信号の周期の大部分、即ち掃引期間中、及びこの信号が
立下り縁を示すこの信号の周期の残部、即ち帰線期間中
に段２により発生される信号はパラボラ状の波形を有す
る。両期間におけるパラボラ波形は同一の極性を有する
と共に略々同一の振幅を有する。この信号は１つのパラ
ボラ波形から次のパラボラ波形への遷移点で不連続であ
る。ここでテレビジョン技術においては帰線期間は掃引
期間に対し極めて短く、例えば第１図の回路により発生
された信号をテレビジョン受信機により表示される画像
の歪を補正する左−右変調器の制御回路に用いる場合に
は20msのフィールド周期において1ms程度である（ヨー
ロッパテレビジョン規格）。
すものである。第１図において、二乗段１にはのこぎり
波状周期信号が供給される。段１の出力としては、供給
されたのこぎり波状信号と同一周波数の信号が得られ
る。供給されたのこぎり波状信号が立上り縁を示すこの
信号の周期の大部分、即ち掃引期間中、及びこの信号が
立下り縁を示すこの信号の周期の残部、即ち帰線期間中
に段２により発生される信号はパラボラ状の波形を有す
る。両期間におけるパラボラ波形は同一の極性を有する
と共に略々同一の振幅を有する。この信号は１つのパラ
ボラ波形から次のパラボラ波形への遷移点で不連続であ
る。ここでテレビジョン技術においては帰線期間は掃引
期間に対し極めて短く、例えば第１図の回路により発生
された信号をテレビジョン受信機により表示される画像
の歪を補正する左−右変調器の制御回路に用いる場合に
は20msのフィールド周期において1ms程度である（ヨー
ロッパテレビジョン規格）。
段１の出力信号を第１抑圧段２に供給し、この段２に
は抑圧信号Ｂも供給する。信号Ｂにパルスが生ずると、
段２は禁止され、段２の出力信号は掃引期間中に発生す
る段１のパラボラ信号だけになる。段１の出力信号を第
１抑圧段３にも供給し、この段も信号Ｂを受信する。信
号Ｂにパルスが生ずると、この段３は駆動され、段３の
出力信号は帰線期間中に発生する段１のパラボラ信号だ
けになる。この出力信号を調整段４に供給し、ここで反
転及び増倍処理を行う。段２及び４の出力信号を加算段
５に供給する。本例回路の出力端子Ｋを段５の出力端子
で構成する。
は抑圧信号Ｂも供給する。信号Ｂにパルスが生ずると、
段２は禁止され、段２の出力信号は掃引期間中に発生す
る段１のパラボラ信号だけになる。段１の出力信号を第
１抑圧段３にも供給し、この段も信号Ｂを受信する。信
号Ｂにパルスが生ずると、この段３は駆動され、段３の
出力信号は帰線期間中に発生する段１のパラボラ信号だ
けになる。この出力信号を調整段４に供給し、ここで反
転及び増倍処理を行う。段２及び４の出力信号を加算段
５に供給する。本例回路の出力端子Ｋを段５の出力端子
で構成する。
第2a図は段１の入力信号を、第2b図は段２の出力信号
を時間の関数として示したものである。第2c及び2d図は
段２及び段３の出力信号をそれぞれ示し、第2e図は本例
回路の出力信号を示している。これから段４における調
整、特に増倍係数の調整により第2e図に示すように帰線
期間中の波形が掃引期間中の変化を保つ波形に略々合致
させることができること明らかである。このことは、帰
線期間の開始瞬時t1及び終了瞬時t2において両波形が略
々同一の値を示すと共に第2e図の両波形の傾きが瞬時t1
及びt2において略々同一になるようにすることを意味す
る。即ち、段４のパラボラ信号及びこの信号の時間に関
する導関数が上記の瞬時t1及びt2において、段２のパラ
ボラ信号及びこの信号の時間に関する導関数の同じ瞬時
における対応する値に略々等しい値になるようにする。
この方法により第2e図の合成曲線は何の屈折点も示さな
いものになる。
を時間の関数として示したものである。第2c及び2d図は
段２及び段３の出力信号をそれぞれ示し、第2e図は本例
回路の出力信号を示している。これから段４における調
整、特に増倍係数の調整により第2e図に示すように帰線
期間中の波形が掃引期間中の変化を保つ波形に略々合致
させることができること明らかである。このことは、帰
線期間の開始瞬時t1及び終了瞬時t2において両波形が略
々同一の値を示すと共に第2e図の両波形の傾きが瞬時t1
及びt2において略々同一になるようにすることを意味す
る。即ち、段４のパラボラ信号及びこの信号の時間に関
する導関数が上記の瞬時t1及びt2において、段２のパラ
ボラ信号及びこの信号の時間に関する導関数の同じ瞬時
における対応する値に略々等しい値になるようにする。
この方法により第2e図の合成曲線は何の屈折点も示さな
いものになる。
第3a図は本発明回路の変形例を示し、本例では二乗段
１を抑圧パルスＢで禁止して第2c図の信号を発生させる
と共に、のこぎり波状入力信号を受信する同様の二乗段
６をパルスＢで駆動して第2d図の信号を発生させる。後
者の信号を段４により反転すると共に増倍し、得られた
信号を段５で第2c図の信号に加えて第2e図に示す回路の
出力信号を得る。
１を抑圧パルスＢで禁止して第2c図の信号を発生させる
と共に、のこぎり波状入力信号を受信する同様の二乗段
６をパルスＢで駆動して第2d図の信号を発生させる。後
者の信号を段４により反転すると共に増倍し、得られた
信号を段５で第2c図の信号に加えて第2e図に示す回路の
出力信号を得る。
瞬時t1及びt2における所望の波形の連続性は、第１及
び第3a図の場合のように帰線期間中に発生する信号を掃
引期間中に発生する信号から導出しないで別個に発生さ
せることにより達成することもできる。このためには正
弦波形が極めて好適である。第3b図は第3a図の変形例を
示し、本例では段６を正弦波発振器８と置き換え、これ
をパルスＢで駆動する。当然のことながらこの発振器に
はのこぎり波状信号を受信させない。この発振器の周波
数、位相及び振幅を必要に応じ調整段９により調整して
パラボラ波と正弦波が１つの連続する曲線を形成するよ
うにする。
び第3a図の場合のように帰線期間中に発生する信号を掃
引期間中に発生する信号から導出しないで別個に発生さ
せることにより達成することもできる。このためには正
弦波形が極めて好適である。第3b図は第3a図の変形例を
示し、本例では段６を正弦波発振器８と置き換え、これ
をパルスＢで駆動する。当然のことながらこの発振器に
はのこぎり波状信号を受信させない。この発振器の周波
数、位相及び振幅を必要に応じ調整段９により調整して
パラボラ波と正弦波が１つの連続する曲線を形成するよ
うにする。
第４図は本発明回路の好適実施例のブロック図を示
し、本例でも帰線期間中の波形を正弦波の形にし、これ
を別個の発振器で発生させるが、本例では上述の調整を
必要としない。第４図において段1,2及び５は第１図に
おける対応する段と同一の段である。段２の出力信号、
即ち第2c図の信号を段５と、正弦波発振器８に結合され
た始動回路７とに供給する。発振器８により発生された
信号を段５に供給し、ここで段２の信号に加えて回路出
力信号を得る。発振器８はパルスＢの発生中、即ち瞬時
t1及びt2間中のみ動作するスタート−ストップ発振器と
するのが好ましい。始動回路７は段２から到来する信号
及びこの信号の時間に関する導関数の瞬時t1における値
を決定し、これら値を発振器８に供給する。発振器８の
信号は瞬時t1及びt2間の時間間隔が発振周期の半分に等
しい周波数を有する。瞬時t1において発振器８がこの周
波数で発振を開始し、この瞬時に発振器の信号及びこの
信号の時間に関する導関数が示す値は回路７により供給
されるそれぞれの値になる。瞬時t2において、即ち半周
期後に、正弦波信号は瞬時t1と同じ値を示し、その導関
数は瞬時t1と同一の絶対値を示すが反対符号になる。パ
ラボラは掃引期間の中心瞬時を通る対称軸線に対し対称
であり、同じことが第2c図の信号の導関数にも言えるた
め、、この信号は瞬時t1及びt2間で同一の値を持つ。れ
がため、第４図の回路は連続性の条件を満足する。この
回路は調整手段がないため帰線期間の持続時間が一定で
あるが到来信号の周波数が一定又は一定でない場合に使
用するたとができる。
し、本例でも帰線期間中の波形を正弦波の形にし、これ
を別個の発振器で発生させるが、本例では上述の調整を
必要としない。第４図において段1,2及び５は第１図に
おける対応する段と同一の段である。段２の出力信号、
即ち第2c図の信号を段５と、正弦波発振器８に結合され
た始動回路７とに供給する。発振器８により発生された
信号を段５に供給し、ここで段２の信号に加えて回路出
力信号を得る。発振器８はパルスＢの発生中、即ち瞬時
t1及びt2間中のみ動作するスタート−ストップ発振器と
するのが好ましい。始動回路７は段２から到来する信号
及びこの信号の時間に関する導関数の瞬時t1における値
を決定し、これら値を発振器８に供給する。発振器８の
信号は瞬時t1及びt2間の時間間隔が発振周期の半分に等
しい周波数を有する。瞬時t1において発振器８がこの周
波数で発振を開始し、この瞬時に発振器の信号及びこの
信号の時間に関する導関数が示す値は回路７により供給
されるそれぞれの値になる。瞬時t2において、即ち半周
期後に、正弦波信号は瞬時t1と同じ値を示し、その導関
数は瞬時t1と同一の絶対値を示すが反対符号になる。パ
ラボラは掃引期間の中心瞬時を通る対称軸線に対し対称
であり、同じことが第2c図の信号の導関数にも言えるた
め、、この信号は瞬時t1及びt2間で同一の値を持つ。れ
がため、第４図の回路は連続性の条件を満足する。この
回路は調整手段がないため帰線期間の持続時間が一定で
あるが到来信号の周波数が一定又は一定でない場合に使
用するたとができる。
第５図は第４図の回路の一実施例の詳細回路図を示
す。第５図から明らかなように、抑圧段２は掃引期間中
導通し帰線期間中遮断するスイッチS1とコンデンサC1と
で実現される。コンデンサC1を信号ホロワとして動作す
る増幅器A1に接続する。この増幅器の出力電圧V1は第2c
図に示す変化を示す。掃引期間中増幅器A1は電圧源であ
るのでコンデンサC1の電圧は第2b図の変化に追従し、帰
線期間中この電圧は瞬時t1に示す値を保持する。始動回
路７はコンデンサC2を経て増幅器A1の出力端子に接続さ
れた反転入力端子と、抵抗R1を経て同出力端子に接続さ
れた非反転入力端子とを有する増幅器A2で構成する。抵
抗R2を増幅器A2の出力端子と反転入力端子との間に挿入
すると共にコンデンサC3を増幅器A2の非反転入力端子と
大地との間に接続する。抵抗R1及びR2は略々同一の値Ｒ
を有し、コンデンサC2及びC3は略々同一の容量Ｃを有す
る。この場合増幅器A1の出力と増幅器A2の出力との間の
伝達関数は１−ｊωRCに等しくなり、これは増幅器A2の
出力電圧が２つの電圧成分、即ち電圧V1に等しい成分
と、この電圧の時間に関する導関数に比例する成分とか
ら成ることを示す。帰線期間中遮断し掃引期間中導通す
るスイッチS2を経て増幅器A2の出力電圧をコンデンサC4
に供給する。このコンデンサの両端に現れる電圧は瞬時
t1において発振器８に対する正しい初期値になる。
す。第５図から明らかなように、抑圧段２は掃引期間中
導通し帰線期間中遮断するスイッチS1とコンデンサC1と
で実現される。コンデンサC1を信号ホロワとして動作す
る増幅器A1に接続する。この増幅器の出力電圧V1は第2c
図に示す変化を示す。掃引期間中増幅器A1は電圧源であ
るのでコンデンサC1の電圧は第2b図の変化に追従し、帰
線期間中この電圧は瞬時t1に示す値を保持する。始動回
路７はコンデンサC2を経て増幅器A1の出力端子に接続さ
れた反転入力端子と、抵抗R1を経て同出力端子に接続さ
れた非反転入力端子とを有する増幅器A2で構成する。抵
抗R2を増幅器A2の出力端子と反転入力端子との間に挿入
すると共にコンデンサC3を増幅器A2の非反転入力端子と
大地との間に接続する。抵抗R1及びR2は略々同一の値Ｒ
を有し、コンデンサC2及びC3は略々同一の容量Ｃを有す
る。この場合増幅器A1の出力と増幅器A2の出力との間の
伝達関数は１−ｊωRCに等しくなり、これは増幅器A2の
出力電圧が２つの電圧成分、即ち電圧V1に等しい成分
と、この電圧の時間に関する導関数に比例する成分とか
ら成ることを示す。帰線期間中遮断し掃引期間中導通す
るスイッチS2を経て増幅器A2の出力電圧をコンデンサC4
に供給する。このコンデンサの両端に現れる電圧は瞬時
t1において発振器８に対する正しい初期値になる。
発振器８は正弦波発振器で、これは帰還二重積分器を
設けた増幅器A3で構成する。２個のコンデンサC5及びC6
直列接続と２個の抵抗R3及びR4の直列接続を増幅器A3の
反転入力端子と出力端子との間に挿入する。増幅器A3の
非反転入力端子を増幅器A1の出力端子に接続すると共に
抵抗R5を経てコンデンサC5及びC6の共通接続点に接続す
る。抵抗R3及びR4の共通接続点をコンデンサC4に接続す
る。スイッチS3を増幅器A3の反転入力端子と出力端子と
の間に挿入する。他の２個のスイッチと同様にこのスイ
ッチS3も抑圧信号Ｂにより制御され、その結果として帰
線期間中遮断され掃引期間中導通する。コンデンサC5及
びC6はコンデンサC2及びC3と同一の容量Ｃを有し、コン
デンサC4は容量2Cを有する。抵抗R5は抵抗R1及びR2と同
一の値Ｒを有し、抵抗R3及びR4は値2Rを有する。
設けた増幅器A3で構成する。２個のコンデンサC5及びC6
直列接続と２個の抵抗R3及びR4の直列接続を増幅器A3の
反転入力端子と出力端子との間に挿入する。増幅器A3の
非反転入力端子を増幅器A1の出力端子に接続すると共に
抵抗R5を経てコンデンサC5及びC6の共通接続点に接続す
る。抵抗R3及びR4の共通接続点をコンデンサC4に接続す
る。スイッチS3を増幅器A3の反転入力端子と出力端子と
の間に挿入する。他の２個のスイッチと同様にこのスイ
ッチS3も抑圧信号Ｂにより制御され、その結果として帰
線期間中遮断され掃引期間中導通する。コンデンサC5及
びC6はコンデンサC2及びC3と同一の容量Ｃを有し、コン
デンサC4は容量2Cを有する。抵抗R5は抵抗R1及びR2と同
一の値Ｒを有し、抵抗R3及びR4は値2Rを有する。
スイッチS3が導通している間、素子R3,R4,R5,C5及びC
6から成る回路網は短絡され、増幅器A3は信号V1に対し
て信号ホロワとして機能する。これがため、増幅器A3の
出力信号、即ち端子Ｋに出力される信号は掃引期間中に
発生するパラボラ電圧になる。瞬時t1においてスイッチ
S3が遮断されると正弦波発振器が発振を開始する。瞬時
t1及びt2間の時間間隔は２πRCに等しく、コンデンサC4
の両端間の電圧及びこの電圧の導関数の初期値は上述の
ように決定される。瞬時t1及びt2間に発生された正弦波
が端子Ｋに現れる。電圧V1に対して増幅器A3は帰還増幅
器であるため、正弦波電圧は瞬時t1及びt2間において電
圧V1が示す略々一定の値に重畳される。
6から成る回路網は短絡され、増幅器A3は信号V1に対し
て信号ホロワとして機能する。これがため、増幅器A3の
出力信号、即ち端子Ｋに出力される信号は掃引期間中に
発生するパラボラ電圧になる。瞬時t1においてスイッチ
S3が遮断されると正弦波発振器が発振を開始する。瞬時
t1及びt2間の時間間隔は２πRCに等しく、コンデンサC4
の両端間の電圧及びこの電圧の導関数の初期値は上述の
ように決定される。瞬時t1及びt2間に発生された正弦波
が端子Ｋに現れる。電圧V1に対して増幅器A3は帰還増幅
器であるため、正弦波電圧は瞬時t1及びt2間において電
圧V1が示す略々一定の値に重畳される。
第４図の回路の種々の部分は多くの既知の方法で実現
することができること明らかである。第５図による始動
回路の実現例の欠点は妨害電圧ピークに感応する微分回
路網C2,R2を具えている点にある。この点の改良並びに
回路の簡単化は、第５図における素子R1,R2,C2,C3及びA
2の代わりに値Ｒを有する１個の抵抗R6を増幅器A1の出
力端子とスイッチS2との間に挿入することにより得られ
る（第６図参照）。掃引期間中増幅器A3の非反転入力端
子及び出力端子の電圧は略々等しく、従って反転入力端
子の電圧は電圧V1に略々等しくなる。コンデンサC4は抵
抗R6,R3及びR4を経てこの電圧に充電される。従って、
この回路網の伝達関数は に等しくなり、これはωRCが１の多数分の１の場合、即
ち電圧V1の周波数が正弦波発振器の周波数の多数分の１
の場合には１−ｊωRCに近似する。これは帰線期間が入
力信号の周期に対し極めて短い場合である。モニタの一
例ではフィールド周波数は50Hz、期間t1〜t2は0.5msと
し、正弦波発振器は1KHzの周波数を有し、Ｒは5kΩ、Ｃ
は15nFに選択した。以上の事項及び特に上記の伝達関数
から、抵抗R6はこれと置換した素子と同一の効果を有し
ている。
することができること明らかである。第５図による始動
回路の実現例の欠点は妨害電圧ピークに感応する微分回
路網C2,R2を具えている点にある。この点の改良並びに
回路の簡単化は、第５図における素子R1,R2,C2,C3及びA
2の代わりに値Ｒを有する１個の抵抗R6を増幅器A1の出
力端子とスイッチS2との間に挿入することにより得られ
る（第６図参照）。掃引期間中増幅器A3の非反転入力端
子及び出力端子の電圧は略々等しく、従って反転入力端
子の電圧は電圧V1に略々等しくなる。コンデンサC4は抵
抗R6,R3及びR4を経てこの電圧に充電される。従って、
この回路網の伝達関数は に等しくなり、これはωRCが１の多数分の１の場合、即
ち電圧V1の周波数が正弦波発振器の周波数の多数分の１
の場合には１−ｊωRCに近似する。これは帰線期間が入
力信号の周期に対し極めて短い場合である。モニタの一
例ではフィールド周波数は50Hz、期間t1〜t2は0.5msと
し、正弦波発振器は1KHzの周波数を有し、Ｒは5kΩ、Ｃ
は15nFに選択した。以上の事項及び特に上記の伝達関数
から、抵抗R6はこれと置換した素子と同一の効果を有し
ている。
第７図は第５図の回路の変形例を示し、本例ではコン
デンサC7,スイッチS4及びスイッチS5を増幅器A1の出力
端子に接続する。コンデンサC7の他端をダイオードＤの
カソードと、トランジスタＴのエミッタとに接続し、こ
のダイオードＤのアノードとトランジスタＴのベースを
正の直流電圧に接続する。スイッチS4の増幅器A1に接続
してない方の端子と、トランジスタＴのコレクタと、自
己インダクタンスＬの一端とを相互接続する。自己イン
ダクタンスＬの他端をスイッチS5の増幅器A1に接続して
ない方の端子とコンデンサC8の一端とに接続し、このコ
ンデンサの他端を接地する。スイッチS4及びS5は信号Ｂ
を受信し、帰線期間中はスイッチS4が導通すると共にス
イッチS5が遮断し、掃引期間中はスイッチS4が遮断する
と共にスイッチS5が導通する。コンデンサC8の両端間電
圧が回路の出力電圧になる。
デンサC7,スイッチS4及びスイッチS5を増幅器A1の出力
端子に接続する。コンデンサC7の他端をダイオードＤの
カソードと、トランジスタＴのエミッタとに接続し、こ
のダイオードＤのアノードとトランジスタＴのベースを
正の直流電圧に接続する。スイッチS4の増幅器A1に接続
してない方の端子と、トランジスタＴのコレクタと、自
己インダクタンスＬの一端とを相互接続する。自己イン
ダクタンスＬの他端をスイッチS5の増幅器A1に接続して
ない方の端子とコンデンサC8の一端とに接続し、このコ
ンデンサの他端を接地する。スイッチS4及びS5は信号Ｂ
を受信し、帰線期間中はスイッチS4が導通すると共にス
イッチS5が遮断し、掃引期間中はスイッチS4が遮断する
と共にスイッチS5が導通する。コンデンサC8の両端間電
圧が回路の出力電圧になる。
掃引期間中は導通スイッチS5を経てコンデンサC8の両
端間にパラボラ電圧V1が存在する。パラボラ電圧が第２
図に示す極性を有するときは上記の導通方向を有するダ
イオードＤによりこのパラボラ電圧の頂点が固定レベル
に維持される。電圧V1の値がこのレベルをダイオードＤ
のしきい電圧とトランジスタＴのエミッタ−ベースダイ
オードのしきい電圧との和だけ越えるとこのトランジス
タが導通する。これは、掃引期間中の中心瞬時より前の
第１部分とこの瞬時より後の第２部分における電圧V1の
十分大きな振幅に対して起る。このときトランジスタＴ
のエミッタ電流がコンデンサC7を経て流れ、この電流は
電圧V1の時間に対する導関数に比例するものとなる。同
じことがエミッタ電流に略々等しく且つ自己インダクタ
ンスＬ及びコンデンサC8を流れるコレクタ電流について
言える。電圧V1は電圧源から発する事実のためにこの電
流はコンデンサC8の両端間の出力電圧に影響を与えな
い。帰線期間中は電圧V1がスイッチS4を経て自己インダ
クタンスＬ及びコンデンサC8に電流を流す。コンデンサ
C8の両端間の電圧は自己インダクタンスＬの値とコンデ
ンサC8の容量値Ｃ′とから決まる周波数を有する正弦波
になる。これらの値Ｌ及びＣ′を が時間間隔t1〜t2の持続時間に等しくなるように選択す
れば、この持続時間は正弦波周期の半分に等しくなる。
瞬時t1における出力電圧の初期値はこの電圧がスイッチ
S4及びS5の切換え時の直前に有していた値に等しくな
り、且つこの電圧の時間に対する導関数の初期値も同様
にこの導関数が上記スイッチの切換時の直前に有してい
た値に等しくなる。従ってコンデンサC8の両端間電圧及
び自己インダクタンスＬを流れる電流はステップ状に変
化しない。
端間にパラボラ電圧V1が存在する。パラボラ電圧が第２
図に示す極性を有するときは上記の導通方向を有するダ
イオードＤによりこのパラボラ電圧の頂点が固定レベル
に維持される。電圧V1の値がこのレベルをダイオードＤ
のしきい電圧とトランジスタＴのエミッタ−ベースダイ
オードのしきい電圧との和だけ越えるとこのトランジス
タが導通する。これは、掃引期間中の中心瞬時より前の
第１部分とこの瞬時より後の第２部分における電圧V1の
十分大きな振幅に対して起る。このときトランジスタＴ
のエミッタ電流がコンデンサC7を経て流れ、この電流は
電圧V1の時間に対する導関数に比例するものとなる。同
じことがエミッタ電流に略々等しく且つ自己インダクタ
ンスＬ及びコンデンサC8を流れるコレクタ電流について
言える。電圧V1は電圧源から発する事実のためにこの電
流はコンデンサC8の両端間の出力電圧に影響を与えな
い。帰線期間中は電圧V1がスイッチS4を経て自己インダ
クタンスＬ及びコンデンサC8に電流を流す。コンデンサ
C8の両端間の電圧は自己インダクタンスＬの値とコンデ
ンサC8の容量値Ｃ′とから決まる周波数を有する正弦波
になる。これらの値Ｌ及びＣ′を が時間間隔t1〜t2の持続時間に等しくなるように選択す
れば、この持続時間は正弦波周期の半分に等しくなる。
瞬時t1における出力電圧の初期値はこの電圧がスイッチ
S4及びS5の切換え時の直前に有していた値に等しくな
り、且つこの電圧の時間に対する導関数の初期値も同様
にこの導関数が上記スイッチの切換時の直前に有してい
た値に等しくなる。従ってコンデンサC8の両端間電圧及
び自己インダクタンスＬを流れる電流はステップ状に変
化しない。
以上、掃引期間中にパラボラ波形を有すると共に帰線
期間中にこのパラボラ波形になめらかに連続する波形、
例えば正弦波波形を有する信号を発生するいくつかの回
路について説明した。帰線期間中に二乗処理により発生
されるパラボラ信号を抑圧する方法は重要でない。これ
は第１図及び第３図につき述べたように達成することが
でき、また段１に供給する信号を瞬時t1及びt2の期間中
予め抑圧してこの期間中最少値を有するようにすること
もできる。これは入力のこぎり波信号が掃引期間中に立
上り縁を示す上述の場合に有効である。上述の回路は、
入力のこぎり波信号が掃引期間中に立下り縁を示す場合
にも使用でき、この場合には例えばダイオードＤの導通
方向のような明白な変更が必要とされるだけである。ま
た、上述の回路は入力のこぎり波信号の掃引期間中の立
上り縁又は立下り縁が正確な時間の一次関数でない場
合、例えばこの信号にＳ−成分が存在する場合にも使用
することができ、この場合には出力信号は掃引期間中に
近似的にパラボラ状なるだけである。斯かる左−右パラ
ボラ変調信号の歪みは例えばフラット画像表示管に対し
て好適である。
期間中にこのパラボラ波形になめらかに連続する波形、
例えば正弦波波形を有する信号を発生するいくつかの回
路について説明した。帰線期間中に二乗処理により発生
されるパラボラ信号を抑圧する方法は重要でない。これ
は第１図及び第３図につき述べたように達成することが
でき、また段１に供給する信号を瞬時t1及びt2の期間中
予め抑圧してこの期間中最少値を有するようにすること
もできる。これは入力のこぎり波信号が掃引期間中に立
上り縁を示す上述の場合に有効である。上述の回路は、
入力のこぎり波信号が掃引期間中に立下り縁を示す場合
にも使用でき、この場合には例えばダイオードＤの導通
方向のような明白な変更が必要とされるだけである。ま
た、上述の回路は入力のこぎり波信号の掃引期間中の立
上り縁又は立下り縁が正確な時間の一次関数でない場
合、例えばこの信号にＳ−成分が存在する場合にも使用
することができ、この場合には出力信号は掃引期間中に
近似的にパラボラ状なるだけである。斯かる左−右パラ
ボラ変調信号の歪みは例えばフラット画像表示管に対し
て好適である。
第１図は本発明回路の第１の実施例のブロック図、 第２図は第１図に示す回路の各部の信号波形図、 第3a及び3b図は本発明回路の第２及び第３の実施例のブ
ロック図、 第４図は本発明回路の第４の実施例のブロック図、 第５図は第４図の回路の詳細回路図、 第６及び７図は第５図の回路の変更部の詳細回路図であ
る。 １……二乗段、2,3……抑圧段 ４……調整段、５……加算段 Ｂ……抑圧信号、Ｋ……出力端子 ６……二乗段、７……始動回路 ８……正弦波発振器、９……調整段
ロック図、 第４図は本発明回路の第４の実施例のブロック図、 第５図は第４図の回路の詳細回路図、 第６及び７図は第５図の回路の変更部の詳細回路図であ
る。 １……二乗段、2,3……抑圧段 ４……調整段、５……加算段 Ｂ……抑圧信号、Ｋ……出力端子 ６……二乗段、７……始動回路 ８……正弦波発振器、９……調整段
Claims (7)
- 【請求項１】掃引期間および帰線期間を有するのこぎり
波状信号が供給される入力端子を有し、供給されたのこ
ぎり波状信号と同一の周波数を有すると共に掃引期間の
間本質的にパラボラ状の変化を有する出力信号を発生す
る二乗段を具え、本質的にパラボラ状の周期信号を出力
端子に発生する回路において、帰線期間中に、掃引期間
中に発生する本質的にパラボラ状の信号と反対極性の信
号を前記出力端子に供給する信号発生器を設け、この信
号発生器により発生される信号及びこの信号の時間に関
する導関数が帰線期間の開始時及び終了時において、前
記出力端子に得られる本質的にパラボラ状の信号及びこ
の信号の時間に関する導関数の前記瞬時における値に略
々等しい値を示すようにしてあることを特徴とするパラ
ボラ状周期信号発生回路。 - 【請求項２】帰線期間中に前記二乗段により発生される
信号を抑圧する手段と、掃引期間中に発生する本質的に
パラボラ状の信号と帰線期間中に前記信号発生器により
発生される信号とを前記出力端子に供給する手段とを具
えていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
回路。 - 【請求項３】帰線期間中に前記二乗段により発生される
本質的にパラボラ状の信号の振幅を反転し調整すると共
に得られた信号を前記出力端子に供給する調整段を具え
ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の回
路。 - 【請求項４】前記信号発生器からの信号は正弦波である
ことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の回路。 - 【請求項５】前記正弦波信号の周波数、位相および振幅
を可調整にしてあることを特徴とする特許請求の範囲第
４項記載の回路。 - 【請求項６】前記正弦波信号の周期は帰線期間の２倍の
長さにし、且つ帰線期間の開始時における前記正弦波信
号の値およびこの信号の時間に関する導関数の値を決定
してこれらの値を前記信号発生器に供給する始動回路を
前記信号発生器に結合してあることを特徴とする特許請
求の範囲第４項記載の回路。 - 【請求項７】前記二乗段を前記始動回路に結合して、帰
線期間の開始時に、掃引期間の終了時における前記本質
的にパラボラ状の信号の値及びこの信号の時間に関する
導関数の値を前記正弦波信号の初期値として供給するよ
うにしてあることを特徴とする特許請求の範囲第６項記
載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8603057 | 1986-12-01 | ||
| NL8603057 | 1986-12-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63144662A JPS63144662A (ja) | 1988-06-16 |
| JP2591762B2 true JP2591762B2 (ja) | 1997-03-19 |
Family
ID=19848924
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62301607A Expired - Lifetime JP2591762B2 (ja) | 1986-12-01 | 1987-12-01 | パラボラ状周期信号発生回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4849652A (ja) |
| EP (1) | EP0273497B1 (ja) |
| JP (1) | JP2591762B2 (ja) |
| DE (1) | DE3772179D1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0771195B2 (ja) * | 1987-05-18 | 1995-07-31 | 株式会社日立製作所 | 偏向歪補正回路 |
| NL8901147A (nl) * | 1989-05-08 | 1990-12-03 | Philips Nv | Schakeling voor het leveren van een periodiek in wezen paraboolvormig signaal. |
| US4962344A (en) * | 1989-05-23 | 1990-10-09 | Advanced Micro Devices, Inc. | Segmented waveform generator |
| US5149224A (en) * | 1989-07-25 | 1992-09-22 | Smith Rodney I | Interlocking highway structure |
| US5164843A (en) * | 1990-06-18 | 1992-11-17 | Olive Tree Technology, Inc. | Scanner with a linearized vco pixel clock |
| JP3318932B2 (ja) * | 1991-07-12 | 2002-08-26 | 松下電器産業株式会社 | パラボラ信号発生装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB644634A (en) * | 1947-02-18 | 1950-10-18 | Emi Ltd | Improvements in or relating to integrating circuit arrangements |
| US3578985A (en) * | 1969-02-03 | 1971-05-18 | Gen Electric | Parabolic waveform generating circuit |
| NL6908715A (ja) * | 1969-06-07 | 1970-12-09 | ||
| US3953760A (en) * | 1973-04-10 | 1976-04-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dynamic electron beam convergence apparatus |
| US3852674A (en) * | 1973-08-24 | 1974-12-03 | Philips Broadcast Equip | Parabola and sawtooth generator |
| NL7509525A (nl) * | 1975-08-11 | 1977-02-15 | Philips Nv | Generator voor het opwekken van een zaagtand- vormig en een paraboolvormig signaal. |
| NL7704062A (nl) * | 1977-04-14 | 1978-10-17 | Philips Nv | Schakeling voor het opwekken van een periodiek paraboolvormig signaal. |
| GB8506107D0 (en) * | 1985-03-08 | 1985-04-11 | Rca Corp | East-west vertical parabola shaper |
| US4675580A (en) * | 1985-09-30 | 1987-06-23 | Rca Corporation | Parabolic voltage generating circuit |
| US4683405A (en) * | 1986-06-27 | 1987-07-28 | Rca Corporation | Parabolic voltage generating apparatus for television |
-
1987
- 1987-11-19 US US07/123,033 patent/US4849652A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-30 DE DE8787202368T patent/DE3772179D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-30 EP EP87202368A patent/EP0273497B1/en not_active Expired
- 1987-12-01 JP JP62301607A patent/JP2591762B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0273497A1 (en) | 1988-07-06 |
| EP0273497B1 (en) | 1991-08-14 |
| US4849652A (en) | 1989-07-18 |
| JPS63144662A (ja) | 1988-06-16 |
| DE3772179D1 (de) | 1991-09-19 |
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