JPS62281680A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 本発明は電圧源の端子間に接続された、可制御半導体素
子と可制御双方向偏向スイッチと電源インダクタとの直
列回路と、前記の偏向スイッチに対し並列に配置され、
水平偏向コイルを有する偏向共振回路網と、第１駆動信
号を前記の半導体素子に供給し、前記のインダクタに蓄
積されたエネルギーを、前記の水平偏向コイルに流れる
発生された水平偏向電流の振幅に依存して帰還清野して
この水平偏向電流の振幅を一定にするとともに、フィー
ルド周波数信号に依存して順方向制御して水平偏向電流
の振幅のフィールド周波数変化を得る第１駆動段と、第
２駆動信号を水平走査周波数用の前記の偏向スイッチに
供給し、この偏向スイッチを交互に切換え、すなわち水
平偏向電流の掃引期間中導通させ、水平偏向電流の帰線
期間中非導通とする第２駆動段とを具える水平偏向回路
に関するものである。

この種類の水平偏向回路は欧州特許出口笛１９５．３９
２号明細書で提案されている。この回路によれば、この
回路に接続された電源の電圧および負荷の双方またはい
ずれか一方の変化にかかわらず、水平偏向電流の振幅、
従って表示画像の幅に対しほぼ一定の値を得ることがで
きる。これは、この回路に存在するパルスを整流するこ
とにより得られる直流電圧を前記の振幅に関する情報と
して比較段に供給する帰還制御により行われる。この比
較段では、この直流電圧と基準電圧との比較　　′が行
われ、この比較段の出力信号が前記の半導体素子に供給
され、この素子の両端間の電圧を制御する。

表示画像のラスタひずみは順方向ひずみにより補正され
、これにより生じる変化は帰還制御により生ぜしめらる
変化に重畳される。順方向制御はフィールド期間全体に
亘って動作しており、これによりイナーシャが生じるこ
となく正確に所望のフィールド周波数変化が導入される
。しかし、このようにして導入される水平偏向電流の振
幅変化は帰還制御により相殺され、また適正な変化を得
る為には帰還制御を所望のフィールド周波数変化に対し
てゆっくりさせる必要があり、これは低い値のフィール
ド周波数に対しては許容しえない程度にゆっくりであり
、従ってこの制御は振幅の変化に迅速に反応しえなくな
る。

本発明の目的は、前記の水平偏向回路の改善を簡単に実
現することにある。

本発明は電圧源の端子間に接続された、可制御半導体素
子と可制御双方向偏向スイッチと電源インダクタとの直
列回路と、前記の偏向スイッチに対し並列に配置され、
水平偏向コイルを有する偏向共振回路網と、第１駆動信
号を前記の半導体素子に供給し、前記のインダク゛りに
蓄積されたエネルギーを、前記の水平偏向コイルに流れ
る発生された水平偏向電流の振幅に依存して帰還制御し
てこの水平偏向電流の振幅を一定にするとともに、フィ
ールド周波数信号に依存して順方向制御して水平偏向電
流の振幅のフィールド周波数変化を得る第１駆動段と、
第２駆動信号を水平走査周波数用の前記の偏向スイッチ
に供給し、この偏向スイッチを交互に切換え、すなわち
水平偏向電流の掃引期間中導通させ、水平偏向電流の帰
線期間中非導通とする第２駆動段とを具える水平偏向回
路において、前記の帰還制御がほぼ１フィールド帰線期
間よりも長くない期間中フィールド周波数で行われるよ
うになっていることを特徴とする。

帰還制御は短期間の間周期的に有効化される為、水平偏
向電流の振幅はこの期間中はぼ一定に維持され、残りの
期間中順方向制御により水平偏向電流の振幅の所望のフ
ィールド周波数変化を達成する。これにより前述した不
所望な影響が阻止される。

本発明による水平偏向回路は前記の半導体素子が双方向
電源スイッチの形態をしており、前記の第１駆動信号が
このスイッチを水平走査周波数で交互に導通および非導
通とすることにより簡単に実現しうる。帰還制御により
直流信号を生ぜしめる水平偏向回路では、前記の第１駆
動段にパルス持続時間変調器が設けられ、この変調器に
供給される前記の直流信号と同じくこの変調器に供給さ
れるフィールド周波数信号とに依存して前記の電源スイ
ッチの導通期間を制御するようにすることができる。

水平偏向回路の一実施例では、前記の帰還制御用のルー
プがフィールド周波数サンプリングパルスの発生中導通
するサンプリングスイッチと、直流信号を発生する積分
器とを具え、サンプリングパルスの持続時間がほぼ１フ
ィールド帰線期間よりも長くないようにする。

本発明による水平偏向回路は、水平走査周波数が種々の
値を有する場合に用いるのが特に適している。本発明に
よる水平偏向回路は更に、前記の２つの駆動信号は、水
平同期回路の一部を構成し所定の水平走査周波数範囲内
にある複数の値を有しうる周波数の到来水平同期信号と
ほぼ同期する信号を発生する水平発振器から生ぜしめら
れ、発生された水平偏向電流の振幅は水平走査周波数の
値に殆ど依存しないようにする。

偏向共振回路網が水平偏向コイルと直列に配置した掃引
コンデンサを有する水平偏向回路においては、前記の水
平同期回路に結合され、水平走査周波数の値に関する情
報を受ける回路による制御の下で、前記の掃引コンデン
サが水平走査周波数の関数として切換えう゛るようにす
る。

図面につき本発明を説明する。

第１図の水平偏向回路はｎｐｎ）ランジスタＴ１とこれ
に並列に接続されたダイオードＤ１とより成る電源スイ
ッチを有し、このダイオードの陰極は上記のトランジス
タのコレクタに接続され、陽極はエミッタおよび大地に
接続されている。従って、このスイッチは２方向に導通
しうる。場合によってはダイオードＤ１を省略すること
ができ、この場合トランジスタＴ１を逆方向に導通させ
る。

このトランジスタＴ１のコレクタおよびダイオードＤ１
の陰極にはインダクタＬの一端が接続され、このインダ
クタの他端はｎｐｎトランジスタＴ２のエミッタおよび
ダイオードＤ２の陽極に接続されている。トランジスタ
Ｔ２のコレクタおよびダイオードＤ２の陰極は電圧源Ｖ
Ｂの正電圧ラインに接続され、この電圧源の負電圧ライ
ンは接地されている。トランジスタＴ２およびダイオー
ドＤ２はこの場合も２方向に導通しうる偏向スイッチを
構成する。ダイオードＤ２はダイオードＤ１と同様に省
略しつる。トランジスタＴ１のコレクタとダイオードＤ
１の陰極との相互接続点には他のダイオードＤの陰極が
接続され、このダイオードＤの陰極は前記の正電圧ライ
ンに接続されている。従って、ダイオードＤ１およびＤ
は電圧源Ｖ８に対して逆バイアスされる。

水平偏向コイルＬＹと掃引コンデンサＣＯとの直列回路
および帰線コンデンサＣはスイッチＴ２゜Ｄ２に並列に
配置され、コンデンサＣＯのキャパシタンスはコンデン
サＣのキャバシタンスノ多数倍とする。他の方法では、
コンデンサＣを素子Ｔ２．Ｄ２．ＬおよびＬＹの相互接
続点と大地との間に設けるか、或いはコイルＬＹと並列
に配置することができる。しかし、いかなる場合にもコ
ンデンサＣは交流電流に対して偏向スイッチと並列に配
置する。

スイッチＴ２．Ｄ２と、素子ＬＹ、ＣおよびＣＯより成
る共振回路網とは既知の型の水平偏向回路を構成する。

トランジスタＴ２は駆動段２から水平走査周波数の制御
パルスを受け、これらのパルスによりトランジスタＴ２
を交互にターン・オンおよびターン・オフせしめる。水
平走査期間の大部分、すなわち掃引期間（有効走査期間
）の間、スイッチＴ２．Ｄ２が導通する為、定常状態で
コンデンサＣＯの両端間に存在する掃引電圧によりコイ
ルＬＹに電流を流し、この電流は掃引期間の第１半部中
ダイオードＤ２を流れる。掃引期間のほぼ中央の瞬時に
偏向電流がその方向を反転し、その後、掃引電流がトラ
ンジスタＴ２を流れる。この目的の為にこのトランジス
タＴ２を適切な時間にターン・オンさせる。掃引期間の
終了時に駆動段２による制御の下でトランジスタＴ２を
ターン・オフさせ、これにより偏向電流の帰線を開始さ
せる。帰線期間中、電流はほぼ余弦状に変化させる。余
弦関数は回路のインダクタンスおよびキャパシタンスに
より決定される。トランジスタＴ２のエミッタには負に
向かう正弦波状電圧パルスが存在し、このパルスは帰線
期間の中央瞬時に最小値に達し、一方偏向電流はその方
向を反転する。帰線期間は、トランジスタＴ２のエミッ
タにおける電圧が帰線前と同じ１直、すなわち電圧■、
の値に再び達した時に終了し、ダイオードＤ２は導通し
て偏向電流を再び流す。

本発明の水平偏向回路が一部を構成する画像表示装置に
は、到来する水平同期信号とほぼ同期する内部水平駆動
信号を既知のように発生する水平同期回路を有している
。内部発生水平駆動信号と到来する水平同期信号とは位
相弁別器３に供給され、その出力電圧はループフィルタ
４により平滑化させる。得られた平滑電圧は電圧制御水
平発振器５に供給され、この発振器が生じる内部水平駆
動信号の周波数および位相の双方またはいずれか一方を
制御する。発振器５の信号は位相弁別器３に供給して到
来する水平同期信号と比較するようにすることができる
。或いはまた、発振器信号から得た信号を内部水平駆動
信号、例えば、水平偏向回路中、例えば素子Ｔ２．　　
Ｄ２．　　Ｌ、　ＣおよびＬＹの相互接続点に存在する
帰線パルスとして用いることができる。この場合、発振
器５はトランジスタＴ２のターン・オフ時間によって得
られる遅延時間に依存しても制御される。発振器５の信
号はのこぎり波発生器６に供給され、この発生器を同期
させる。得られた水平走査周波数ののこぎり波状信号は
駆動段２により既知のようにして、トランジスタＴ２を
駆動する（第２の）パルス状信号に変換される。この目
的の為に、駆動段２に基準直流レベルｒｅｆ、　２を供
給する。

偏向回路における損失は補償される。その理由は、帰線
期間中インダクタＬを経て共振回路網に電流が流れる為
である。この電流は前の期間にこのインダクタＬに蓄積
されたエネルギーが生じるものである。共振回路網は実
際に帰線期間中スイッチＴ２．Ｄ２によって短絡されな
い。インダク夕りに蓄積されたエネルギーの量は電源ス
イッチＴｌ、Ｄｉが導通する期間に依存する。のこぎり
波発生器６により生ぜしめられるのこぎり波状の水平走
査周波数信号は駆動段１にも供給され、この駆動段１で
この信号が基準直流レベルｒｅｆ、ｌにより既知のよう
に、トランジスタＴ１を駆動する（第１の）パルス状信
号に変換される。偏向スイッチＴ２．Ｄ２は水平期間中
、掃引時間全体を覆う一定の導通期間を有している。こ
の目的の為に、電圧ｒｅｆ、　２の値を水平偏向電流が
その方向を反転する瞬時にトランジスタＴ２が確実にタ
ーン・オンするように選択する必要がある。一方、電源
スインチＴｌ、Ｄｉの導通期間は可変とすることができ
る。その理由は、駆動段１が特にトランジスタＴ１の導
通期間を変更する第３の信号を受ける為である。

素子Ｔ２．　　Ｄ２．　　Ｌ、　ＣおよびＬＹの相互接
続点に存在する帰線パルスはダイオード７およびコンデ
ンサ１７によって整流される。これら素子７および１７
は相俟ってピーク整流器を構成する。

コンデンサ１７の両端間に得られる電圧は水平偏向電流
の振幅の目安となる。これと同じ目的でコンデンサＣＯ
の両端間の電圧或いはインダクタしに結合された巻線の
両端間の電圧を用いることができる。整流された電圧は
２つの抵抗１５および１６とスイッチング段８よりなる
分圧器を経て差動増幅器９に供給され、この差動増幅器
でこの電圧が基準直流電圧レベルｒｅｆ、３と比較され
る。スイッチング段８に接続された増幅器９の反転入力
端とこの増幅器の出力端との間には増幅された信号を積
分する為のコンデンサ１０が設けられている。増幅器９
の出力端は加算段１１の入力端にも接続されており、こ
の加算段の出力端は駆動段１の第３入力端に接続されて
いる。加算段１１の他の入力端を最初考慮せず、スイッ
チング段８を連続的に導通しているものとすると、前述
したところから明かなように増幅器９の２つの入力信号
が等しい場合に、直流レベルである加算段１１の出力信
号は変化せず、従ってトランジスタＴ１の導通期間も変
化しない。一方、水平偏向電流の振幅が何らかの理由で
、例えば電圧Ｖ、の変動の為に変化する場合には、帰線
パルスのピーク振幅が変化し、従って増幅器９の反転入
力端における電圧の値が変化する。これによりトランジ
スタＴ１のターン・オン瞬１時が時間的に偏移し、従っ
てインダクタＬに蓄積されるエネルギー量は、偏向電流
の振幅変化が相殺されるように変化する。これから明か
なように、素子７，９．１０および１１が、トランジス
タＴ１に供給される駆動パルスのパルス時間変調により
前記の振幅を一定に維持する制御ループの一部を構成す
る。この帰還制御により、水平偏向電流の振幅、従って
表示画像の幅の自動微調整かえられる。また増幅器９の
非反転入力端における電圧ｒｅｆ、　３がポテンショメ
ータ１２により調整しうる為に粗調整も得られる。

上述したことは、表示画像を形成する画像表示管（図示
せず）の表示スクリーン上に描かれるすべての走査線に
対し水平偏向電流の振幅が同じ場合に適用される。しか
し、特に画像は歪んで表示される為に一般に上記の振幅
はすべての走査線に対し同じにしないのが望ましい。従
って、水平偏向電流の振幅がフィールド周波数で変化す
る補正を行う。水平偏向電流のこのようなフィールド周
波数振幅変調は例えば、フィールド周波数エンベロープ
がフィールド掃引期間の中央に最大値を有する対物線状
となる東西変調とする。この変調は第１図の回路で行う
ことができる。その理由は、トランジスタＴ１のターン
・オン瞬時がフィールド周波数で偏移する為である。フ
ィールド同期回路１３は到来するフィールド同期信号と
ほぼ同期するフィールド周波数信号を既知のように発生
し、このフィールド周波数信号が信号整形器１４に供給
され、この信号整形器が適切な、例えば放物線状に変化
する直流レベルを加算段１１の第２入力端に供給する。

しかし、この手段は充分でない。

実際、このように導入された水平信号振幅の変化は前述
した振幅制御により相殺されること明かである。適切な
変化を得る為には、制御ループを所望のフィールド周波
数変化に比べてゆっくりとする必要があるも、このフィ
ールド周波数変化はフィールド周波数が低い値である為
に許容しえない程度に小さく、制御ループは振幅変化に
応答しえなくなるおそれがある。この理由で、制御ルー
プをスイッチング段８により周期的に短期間の開動作さ
せ、残りの期間動作させないようにする。これは、フィ
ールド同期回路１３から生じフィールド期間に比べて短
い持続時間、例えば（欧州テレビジョン標準方式による
フィールド期間である）２０ミリ秒に対し約１００μ秒
を有するフィールド周波数スイッチングパルスにより、
この持続時間中スイッチング段８を導通させて整流器７
により整流された電圧を増幅器９に供給し、フィールド
期間の残りの時間中スイッチング段８を遮断し、制御ル
ープを遮断させることにより達成される。

前述したところから明かなように、東西変調はトランジ
スタＴ１のターン・オン瞬時がフィールド周波数で偏移
される為に電源スイッチＴｉＤ１の導通期間を順方向制
御することにより行われ、一方、水平偏向電流振幅を一
定に維持する為の前記の持続時間の帰還振幅制御はスイ
ッチング段８に供給されるパルスの発生中のみ行われる
。

整流された帰線パルスはスイッチング段８によりサンプ
リングされ、得られた値がコンデンサ１０によりフィー
ルド期間の残りの時間中維持される。

このようにして１つの所定の走査線の水平偏向電流の振
幅がほぼ一定に維持される。サンプリング回路の素子、
特に素子１０．１５および１６と、スイッチング段８に
供給されるサンプリングパルスとは、前記の振幅が１フ
イ一ルド期間後にほぼ一定となるように選択しうる。こ
の場合サンプリングパルスの持続時間はそれほど臨界的
でない。

すなわち数水平走査期間の持続時間にするのも適してい
る。しかし、サンプリングパルスは正しい振幅変化を得
る為にはあまりにも長くしてはならないこと明かである
。サンプリングパルスがフィールド帰線期間中に生じる
場合には、より一層長い持続時間が可能である。その理
由は生じるおそれのあるひずみが目に見えない為である
。従って、サンプリングパルスの最大持続時間はほぼフ
ィールド帰線持続期間にわたる。実際の回路では、フィ
ールド帰線期間の終了の直前約１００μ秒の持続時間を
有するパルスを選択した。

第２図は説明用の波形図であり、第２ａ図はトランジス
タＴ１のコレクタにおける電圧の変化を時間の関数とし
て示しており、第２ｂ図はトランジスタＴ２のエミッタ
における電圧の変化を示し、第２Ｃ図はインダクタＬの
両端間に存在する電圧の変化を示し、第２ｄ図はこのイ
ンダクタを流れる電流の変化を示す。これらの図におい
て、破線は実線により示す変化よりも小さい水平偏向電
流の振幅で起こる変化を示す。これらの図において符号
ｔ１はトランジスタＴ１がターン・オンする瞬時を示す
。この瞬時ｔ１の前にはインダクタＬを通る電流がダイ
オードＤを経て流れ電源Ｖ８に戻る。この電流はインダ
クタＬの両端間の電圧が零である為に一定である。トラ
ンジスタＴ２のエミッタにおける電圧は実際にほぼＶＢ
に等しい。

瞬時ｔ１後はインダクタＬの両端間の電圧はほぼＶ８に
等しく、このインダクタを流れる電流がほぼ直線的に増
大する。トランジスタＴ２がターン・オフする瞬時ｔ２
には帰線が開始される。第２ｂおよび２０図の波形は次
に前述した正弦関数に応じて変化し、第２ｄ図の電流は
前述した余弦関数に応じて変化する。符号ｔ３は帰線期
間の中心瞬時を示し、この瞬時に双方の正弦関数が最小
値に達する。符号ｔ４は帰線期間の最終瞬時を示し、こ
の瞬時にトランジスタＴ２のエミッタにおける電圧が再
びＶＢに等しくなり、これによりダイオードＤ２を導通
させる。瞬時ｔ４より前の所定の瞬時に、インダクタＬ
を流れる電流がその方向を反転し、その後この電流が最
早やトランジスタＴＩを流れずにダイオードＤ１を流れ
るようになる。瞬時ｔ４後はインダクタＬの両端間の電
圧が再びほぼＶＢに等しくなり、このインダクタを流れ
る電流が直線的に変化する。この状態はトランジスタＴ
１がターン・オンする瞬時ｔ５で終了し、その後電流は
一定値を有するようになり、インダクタＬの両端間の電
圧がほぼ零となる。この電流は損失の為に瞬時ｔ３でそ
の方向を反転せず、この瞬時後に方向を反転して偏向共
振回路網に工ネルギーを供給する。瞬時ｔ５後は第１図
の回路の電源区分に何の変化も生ぜず、特にトランジス
タＴＩが瞬時ｔ１よりも１水平走査期間だけ遅い瞬時に
再びターン・オンするまで何の変化も生じない。インダ
クタＬの両端間の電圧の平均値は１水平走査期間に亘り
零である為、第２Ｃ図で電圧変化を表わす曲線と、零細
とによって画成されるこの零細上の面積はこの零軸の下
側の対応する面積に等しい。到来する水平同期パルスが
これまで考慮した周波数と異なる繰返し周波数を有して
いる場合でも電圧ＶＩｌが変化しなければ第２図で何の
変化も生じない。瞬時ｔ４で開始され最終瞬時が瞬時ｔ
２よりも１水平走査期間だけ遅い掃引期間が、異なる持
続時間を有するだけである。従って、トランジスタＴＩ
の瞬時ｔ１から瞬時ｔ５まての導通期間は水平走査周波
数に依存しない。第１図の回路を１つの値の水平走査周
波数よりも多い水平走査周波数に適したよ°うに造る必
要がある場合には、水平同期回路は発振器５が常に到来
信号と同期して動作するように設計する必要がある。

水平走査周波数が一定の際に水平偏向電流の振幅が変化
する場合、例えばこの振幅が減少する場合には、これに
応じて偏向共振回路網におけるエネルギーレベルが変化
する。従って、帰線パルスの振幅およびインダクタＬを
流れる電流の振幅もこれに応じて変化する。第２図では
これらの値は小さくなる。この場合、第２ｃ図における
零細の下側の面積が小さくなる為、トランジスタＴ１の
導通期間がｔｌよりも遅い瞬時に開始する。これは素子
７．　８．　１０および１１を有する制御ループにより
生じ、トランジスタＴ１が瞬時ｔビでターン・オンする
。一方、水平偏向電流の振幅が増大すると、瞬時ｔ１が
早期に生じ、トランジスタＴ１が長い時間導通状態とな
る。このことから明かなように、実際にこのトランジス
タＴＩの導通期間を制御することにより水平偏向電流の
振幅を一定に維持する。トランジスタＴＩの所定の導通
期間、従って所定の水平偏向電流振幅をポテンショメー
タ１２により任意に調整しうる。従って、スイッチング
段８に供給されるサンプリングパルスの発生中に上記の
振幅が実際に調整され、残りの期間中この振幅はこの信
号整形器１４によって決定される変化を受ける。従って
、期間ｔ１〜ｔ５の持続時間が重要であるのに対し、そ
の位置は帰線期間を含んでいさえすれば重要でないとに
）うことに注意すべきである。このことは第２ｃ図から
明かである。このことは、瞬時ｔ１が掃引期間中に位置
し、瞬時ｔ５が次の掃引期間中に位置するということを
意味し、これら２つの瞬時の位置ではなく、これら２つ
の瞬時時間の期間が前述した調整および制御により決定
される。上述したことは、これら瞬時の一方の位置を制
御し、他方の瞬時の位置は水平走査期間中に固定とする
、すなわちこの他方の瞬時を掃引期間の開始瞬時よりも
ある固定の時間だけ遅くするということ、或いはこれら
２つの瞬時の位置を制御するということも意味する。

第１図の回路にはその動作を変えることなく、種々の変
形を行いうろこと明かである。例えば、ダイオードＤを
可制御スイッチング素子と置換えることかできる。偏向
ス・ｒンチと電源スイッチとはその位置を変え、ダイオ
ードＤの陰極はインダクタＬの上側に示す端部に接続し
、ダイオードＤの陽極は接地することができる。比較段
９はコンデンサ１７と分圧器１５．１６との間に設け、
この場合積分コンデンサ１０はスイッチング段８と大地
との間に接続するようにすることができる。

第１図の回路を数個の水平走査周波数の値に対し用いる
場合には、帰線期間は変化しない。このことは、帰線タ
イミングを決定する為の最も重要ナハラメータであるコ
ンデンサＣのキャパシタンスは変化しないままに維持さ
れるということを意味する。帰線期間が変化するという
ことは実際には水平偏向電流の振幅が変化するというこ
とを意味し、このことは帰還制御の為に可能でない。し
かし、掃引コンデンサのキャパシタンスは変える必要が
ある。このキャパシタンスは実際には水平偏向電流のＳ
字状を決定する。この目的の為に、第１図の回路は、正
直流電圧点と大地との間に設けられた４個の抵抗２、２
２．２３および２４の直列回路網を有する。抵抗２１お
よび２２の相互接続点は比較段として動作する増幅器２
５の非反転入力端に接続され、この増幅器２５の反転入
力端はループフィルタ４の出力端に接続されてい−る。

増幅器２５の非反転入力端とその出力端との間には正帰
還抵抗２８が設けられている。同様に抵抗２２および２
３の相互接続点は増幅器２６の非反転入力端に接続され
、抵抗２３および２４の相互接続点は増幅器２７の非反
転入力端に接続されている。フィルタ４の出力端は増幅
器２６および２７の反転入力端に接続されている。増幅
器２６には正帰還抵抗２９が設けられ、増幅器２７には
正帰還抵抗３０が設けられている。増幅器２５．２６お
よび２７の出力電圧は論理回路３１に供給される。この
論理回路３１により２つのスイッチＳ１およびＳ２が動
作せしめられる。スイッチＳ１はコンデンサＣ１と直列
であり、これにより形成された直列回路網はコンデンサ
ＣＯと並列である。同様にスイッチＳ２はコンデンサＣ
２と直列回路網を構成し、この直列回路網もコンデンサ
ＣＯと並列である。

フィルタ４の出力端、例えば平滑コンデンサの両端間に
存在する電圧は水平発振器５に対する制御電圧である。

この電圧は水平走査周波数に関する直接的な指示を表わ
す。この電圧は抵抗２１〜２４より成る分圧器により得
られる電圧と増幅器２５．２６および２７によりそれぞ
れ比較される。

増幅器２５の出力電圧は制御電圧と抵抗２１および２２
の相互接続点における電圧との間の差に依存する値を有
する。同様に、増幅器２６の出力電圧は制御電圧と抵抗
２２および２３の相互接続点における電圧くこの電圧は
抵抗２２および２３の相互接続点における電圧よりも低
い）との間の差に依存する。増幅器２７の出力電圧は制
御電圧と抵抗２３および２４の相互接続点における電圧
（この電圧は抵抗２２および２３の相互接続点における
電圧よりも低い）との間の差に依存する。

このようにして、水平走査周波数に対する３つの値、従
って４つの周波数別範囲が識別される。抵抗２１〜２４
の選択によりこれら周波数別範囲を任意に選択すること
ができ、例えば回路が適している広い水平周波数範囲内
で互いに等しく選択することができる。抵抗２８．２９
および３０により増幅器２５．２６および２７の各々に
対しヒステリシスが得られる為、周波数別範囲は互いに
部分的に重なる。

回路３１はいわゆる２アウト・オブ４　（４から２をと
る）デコーダであり、４人力優先エンコーダとも称する
。この回路は４つの入力端を有し、そのうちの１つが接
地され、他の３つの入力端が増幅器２５．２６および２
７の出力端にそれぞれ接続されている。２つの出力端の
各々は論理値０或いは１を生じる。すなわち、入力端に
おける状態に依存してスイッチＳ１およびＳ２を切換え
る４つの可能性がある。４つの入力端はすべて“低”レ
ベルにするか或いはこれら入力端の１つを“高”レベル
にしうる。２つのスイッチのいずれも導通していない場
合には、偏向回路網における掃引キャパシタンスはコン
デンサＣＤのキャパシタンスである。スイッチＳ１が導
通している場合には、掃引キャバ／タンスはコンデンサ
ＣＯおよびＣ１のキャパシタンスの和である。スイッチ
Ｓ２が導通している場合には、掃引キャパシタンスはコ
ンデンサＣｏおよびＣ２のキャパシタンスの和であり、
２つのスイッチＳ１およびＳ２が導通している場合には
、掃引キャパシタンスはコンデンサｃｏ、ｃｔおよびＣ
２のキャパシタンスの和である。このように、表示画像
の幾何学的形状を正しくする為には水平走査周波数が高
くなるにつれて掃引キャパシタンスを小さくする必要が
あるということの理解の下に、回路中の各周波数別範囲
に対し正しい掃引キャパシタンスを得ることができる。

前述した実施例の場合よりも多くの比較段を用いること
により、周波数範囲の一層微細な分布、従ってより正確
なＳ補正を得ることができる。例えば４個の抵抗２１〜
２４の代わりに８個の抵抗と、３つの増幅器２５．２６
および２７の代わりに７つの増幅器とを用いると、周波
数範囲は８つの副範囲に分割される。この場合、回路３
１は３アウト・オブ８　（８から３をとる）デコーダで
あり、例えばフィリップス型ＨＥＦ４５３２Ｂの８人力
優先エンコーダとも称される。３出力によれば、回路３
１により、各々がコンデンサＣＯと並列のコンデンサと
直列の３つのスイッチを動作せしめることができる。従
って、コンデンサＣＯをそれのみにするか、１つ或いは
２つ或いは３つの他のコンデンサと並列に配置すること
により８つのスイッチングの可能性が得られる。一般に
、水平走査周波数範囲を２ｎ個の副範囲に分割するには
、ｎアウト・オブ２１デコーダおよび２ｎ個−１個の比
較段を用い、ｎ個のコンデンサをコンデンサＣＯと並列
に配置しろる。この場合ｎは整数である。ｎ＝１の最も
簡単な場合には、比較段として動作する１つの増幅器で
充分であり、このことは２つの周波数範囲および１つの
切換自在のＳコンデンサを意味する。前述したようなデ
コーダを用いると、切換自在のＳコンデンサの個数に対
しスイッチングの可能性の数および副範囲の数を一層多
くすることができるという利点が得られる。

このような微細分布によれば、はぼいかなる水平走査周
波数でも水平偏向電流に正しい形状を与えることができ
る。

ループフィルタ４により得られ、水平走査周波数の関数
として所定の値を有する制御電圧は水平走査周波数に関
して使用しうる唯一の情報ではないことに注意すべきで
ある。偏向共振回路網で切換えにも用いうる他の情報は
例えば２つの順次の水平同期パルス間の持続時間であり
、この持続時間はクロックパルスの個数を計数すること
により正確に測定しうる。第１図とは相違し、内部水平
走査周波数をより一層高いクロック周波数で発振する発
振器の信号の周波数を分周することにより得、分周回路
は内部水平駆動信号を到来する水平同期信号と同期させ
るように制御させる場合には、分周回路の値を水平走査
周波数に関する情報として用いうる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による回路を有する画像表示装冒、例
えばテレビジョン受像機或いはモニタの関連部分を示す
回路図、 第２図は、第１図の回路に生じる波形を示す線図である
。 、２・・・駆動段　　　３・・・位相弁別器４・・・ル
ープフィルタ ５・・・電圧制御水平発振器 ６・・・のこぎり波発生器 訃・・スイッチング段 ９・・・差動増幅器（比較段） １１・・・加算段　　　　１２・・・ポテンショメータ
１３・・・フィールド同期回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧源の端子間に接続された、可制御半導体素子と
   可制御双方向偏向スイッチと電源インダクタとの直列回
   路と、前記の偏向スイッチに対し並列に配置され、水平
   偏向コイルを有する偏向共振回路網と、第１駆動信号を
   前記の半導体素子に供給し、前記のインダクタに蓄積さ
   れたエネルギーを、前記の水平偏向コイルに流れる発生
   された水平偏向電流の振幅に依存して帰還制御してこの
   水平偏向電流の振幅を一定にするとともに、フィールド
   周波数信号に依存して順方向制御して水平偏向電流の振
   幅のフィールド周波数変化を得る第１駆動段と、第２駆
   動信号を水平走査周波数用の前記の偏向スイッチに供給
   し、この偏向スイッチを交互に切換え、すなわち水平偏
   向電流の掃引期間中導通させ、水平偏向電流の帰線期間
   中非導通とする第２駆動段とを具える水平偏向回路にお
   いて、前記の帰還制御がほぼ１フィールド帰線期間より
   も長くない期間中フィールド周波数で行われるようにな
   っていることを特徴とする水平偏向回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の半導体素子が双方向電源スイッチの形態をし
   ており、前記の第１駆動信号がこのスイッチを水平走査
   周波数で交互に導通および非導通とするようになってい
   ることを特徴とする水平偏向回路。 ３、前記の帰還制御によって直流信号を生ぜしめる特許
   請求の範囲第２項に記載の水平偏向回路において、前記
   の第１駆動段にパルス持続時間変調器が設けられ、この
   変調器に供給される前記の直流信号と同じくこの変調器
   に供給されるフィールド周波数信号とに依存して前記の
   電源スイッチの導通期間を制御するようになっているこ
   とを特徴とする水平偏向回路。 ４、特許請求の範囲第１項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の帰還制御用のループがフィールド周波数サン
   プリングパルスの発生中導通するサンプリングスイッチ
   と、直流信号を発生する積分器とを具え、サンプリング
   パルスの持続時間がほぼ１フィールド帰線期間よりも長
   くないことを特徴とする水平偏向回路。 ５、特許請求の範囲第２項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の第１駆動信号により前記の電源スイッチのス
   イッチ・オン瞬時の時間に対する位置を決定するように
   なっていることを特徴とする水平偏向回路。 ６、特許請求の範囲第２項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の２つの駆動信号は、水平同期回路の一部を構
   成し所定の水平走査周波数範囲内にある複数の値を有し
   うる周波数の到来水平同期信号とほぼ同期する信号を発
   生する水平発振器から生ぜしめられ、発生された水平偏
   向電流の振幅は水平走査周波数の値に殆ど依存しないよ
   うになっていることを特徴とする水平偏向回路。 ７、偏向共振回路網が水平偏向コイルと直列に配置され
   た掃引コンデンサを有する特許請求の範囲第６項に記載
   の水平偏向回路において、前記の水平同期回路に結合さ
   れ、水平走査周波数の値に関する情報を受ける回路によ
   る制御の下で、前記の掃引コンデンサが水平走査周波数
   の関数として切換えうるようになっていることを特徴と
   する水平偏向回路。 ８、特許請求の範囲第７項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の切換えを制御する回路の入力信号が、水平同
   期回路で水平発振器を制御する目的で発生させた制御信
   号であることを特徴とする水平偏向回路。 ９、特許請求の範囲第７項に記載の水平偏向回路におい
   て、前記の切換えを制御する回路の入力信号は到来する
   水平同期信号の周波数が位置する周波数副範囲に依存す
   るようになっていることを特徴とする水平偏向回路。 １０、特許請求の範囲第９項に記載の水平偏向回路にお
   いて、前記の掃引コンデンサはｎ個のスイッチにより２
   ＾ｎ個の可能な値間で切換わり、水平走査周波数は２＾
   ｎ個の副範囲に分割されるようになっており、ｎは整数
   であることを特徴とする水平偏向回路。