KR100599143B1 - 귀선 소거된 동적 초점 전원의 과도 현상을 제거하기 위한장치 - Google Patents

귀선 소거된 동적 초점 전원의 과도 현상을 제거하기 위한장치 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따르면, 수직 리트레이스에 바로 후속하는 몇몇의 비디오 주사선동안 자동 카인 바이어스(AKB) 회로에서의 저 전류 바이어스를 정확하게 측정하기 위해서는, 동적 초점은 동적 초점 전압 증폭기를 비활성화시킴으로써 인터럽트된다. 증폭기는 수평 플라이백 변압기로부터 증폭기의 전력을 얻는다. 동적 초점 전압 증폭기가 수직 귀선 소거 구간동안 비활성화된 후 다시 활성화되는 경우 발생될 수 있는 수평적 과도 현상을 방지하기 위해, 동적 초점 증폭기는 수직 귀선 소거동안 수직 주사동안에 얻어지는 평균 전류와 비슷한 전류를 얻는다.

Description

귀선 소거된 동적 초점 전원의 과도 현상을 제거하기 위한 장치{BLANKED DYNAMIC FOCUS POWER SUPPLY TRANSIENT ELIMINATION}
본 발명은 빔 랜딩 초점을 보정하는 배열에 관한 것이다.
음극선관(CRT)상에 표시되는 화상은 CRT상에 빔을 주사할 때 발생되는 초점 흐려짐(defocusing)과 같은 불완전 또는 왜곡 때문에 문제가 될 수 있다. 이러한 불완전 또는 왜곡은 CRT의 전자총에서 화면까지의 거리가 예를 들어 빔이 수평 방향으로 편향됨에 따라 현저하게 변하기 때문에 발생한다. 빔이 수평 방향으로 편향됨에 따라 발생하는 초점 흐려짐은, 예를 들어 수평 레이트에서 파라볼릭 전압 성분을 갖는 동적 초점 전압을 발생시키고, 초점 전압(focus voltage)을 동적으로 변화시키는 CRT의 초점 전극(focus electrode)에 동적 초점 전압을 공급함으로써 감소될 수 있다. 수평 편향 출력 스테이지의 S형 커패시터에서 나타나는 S-보정(S-correction)으로부터 수평 레이트에서의 전압 성분을 유도하는 것은 알려져 있다.
동적 초점을 사용하는 CRT는, 예를 들어 청색 전자총에 인접하게 동적 초점 전압을 발생시키는 내부 배선을 갖을 수 있다. 정상 동작에 있어서, 청색 전자총에 대한 근접은 소정의 문제도 야기시키지 않을 수 있다. 그러나, 저 전류 바이어스 측정이 자동 카인 바이어스[AKB: automatic kine bias] 회로에서 실시되는 경우, 수직 리트레이스에 바로 후속하는 몇몇의 비디오 주사선 시간동안(AKB 측정 구간이라고 칭함), 동적 초점 전압의 수평 성분의 표유 결합(stray coupling)은 청색 전자총의 음극의 바이어싱에 있어서 오류를 도입시킬 수 있다. 그 결과, 청색 전자총의 바이어스는 녹색 및 적색 전자총의 바이어스를 추적할 수 없다. 이것은 허용할 수 없는 배경 색온도의 변경을 일으킬 수 있다.
AKB 측정 구간동안, 초점 전극으로부터 수평 동적 초점 전압 성분이 제거되는 것이 바람직할 수 있다. 그 때문에, 초점 전극에 대한 바람직하지 않은 결합이 제거되는 것이 유익하다. AKB 측정 구간동안, 초점 전압의 값은 동적 초점 전압 성분의 제거에 기인하여 표류(drift)할 수 있다. AKB 측정 구간 종료 후, 초점 전압의 현저한 과도 현상(transient)이, 초점 전압이 적절한 값으로 복귀할 때 발생할 수 있다.
동적 초점 고 전압 증폭기가 편향-유도된 전원에 의해 동력을 공급받는 경우, 특히 수평 주파수가 복수의 정상 방송의 수평 주파수인 경우, 발생하는 화상 왜곡의 문제를 처리하는 것이 바람직할 수 있다. 동적 초점 신호는 매우 높은 피크 투 피크 전압(peak to peak voltage)으로 증폭된다. 이러한 일을 행하는 증폭기는 종래의 TV에서 사용되는 비교적 저 주파수(예컨대, 15 kHz)에서 동작하는 경우보다는 멀티미디어 및 HDTV에 대해 사용되는 고 주파수(예컨대, 30 kHz를 초과하는 수평 편향 주파수)에서 동작하는 경우 더욱 많은 전력을 소비한다. 고 주파수 변동이 수직 귀선 소거동안 중지되는 경우, 증폭기가 얻어내는(drawing) 전류는 크게 감소된다. 이것에 의해 전력원(power source)에서 부하 과도 현상이 야기된다. 또한, 전력원이 수상관을 위한 주사 편향을 제공하는 경우(이것은 종종 편리함), 이 부하 과도 현상은 화상 상부의 수직 주사선에 있어서의 흔들림(wiggle)으로써 나타나는 화상에서의 왜곡[예컨대, 폭 변조 링잉(width modulation ringing)]을 야기할 수 있다.
편향 부하에서의 변경 문제는 거의 동일한 평균 전류를 수직 귀선 소거동안에 얻는(즉, 정상적인 동적 초점 동작동안 얻는) 증폭기를 설계함으로써 해결될 수 있다. 이 전략은 편향 전류에서의 바람직하지 않은 과도 현상을 제거한다.
도 1a 및 도 1b는 본 발명의 특징에 따른, 수평 편향 회로의 출력 스테이지 및 귀선 소거된 동적 초점 전원을 도시하는 도면.
도 1a는 다중 주사 주파수 능력을 갖는 텔레비전 수상기의 수평 편향 회로의 출력 스테이지(101)를 도시한다. 스테이지(101)에는 공급 전압(B+)을 발생하는 조정된 전원(100)에 의해 전압이 가해진다. 종래의 드라이버 스테이지(103)는 선택된 수평 주사 주파수(nfH)에서 입력 신호(107a)에 응답한다. 드라이버 스테이지(103)는 구동 제어 신호(103a)를 발생시켜 출력 스테이지(101)의 스위칭 트랜지스터(104)에서의 스위칭 동작을 제어한다. 예를 들어, n = 1의 값은 방송 표준과 같이 기존의 표준에 따른 텔레비전 신호의 수평 주파수를 나타낼 수 있다. 트랜지스터(104)의 콜렉터는 플라이백 변압기[TO: flyback transformer]의 1차 권선(TOW1)의 단자(TOA)에 연결된다. 또한 트랜지스터(104)의 콜렉터는 비스위칭된 리트레이스 커패시터[105: retrace capacitor]에 연결된다. 트랜지스터(104)의 콜렉터는 추가적으로 수평 편향 권선(LY)에 연결되어 리트레이스 공진 회로를 형성한다. 또한 트랜지스터(104)의 콜렉터는 종래의 댐퍼(damper) 다이오드(108)에 연결된다. 수평 편향 권선(LY)은 선형 인덕터(LIN) 및 비스위칭된 트레이스(trace) 또는 S-커패시터(CS1)와 직렬로 연결된다. 커패시터(CS1)는 단자(25)와 기준 전위의 사이 또는 그라운드(GND)에 연결되므로, 단자(25)가 인덕터(LIN)와 S-커패시터(CS1) 사이에 개재된다.
출력 스테이지(101)는 편향 전류(iy)를 생성할 수 있다. 편향 전류(iy)는 2 f에서부터 2.14 f까지의 범위로부터 선택되는 신호(103a)의 소정의 선택된 수평 주사 주파수 및 1 fH의 선택된 수평 주파수에 대해 실질적으로 동일하게 미리 결정된 진폭을 갖는다. 편향 전류(iy)의 진폭 제어는 편향 전류(iy)의 일정한 진폭을 유지하기 위해 수평 주파수가 증가하는 경우 전압(B+)을 자동적으로 증가시키고, 수평 주파수가 감소하는 경우 전압(B+)을 자동으로 감소시킴으로써 달성된다. 전압(B+)은 변압기(TO)의 피드백 권선(TOWO)을 통하여 폐쇄된 루프 구성에서 동작하는 종래의 조정된 전원(100)에 의해 제어된다. 전압(B+)의 크기는 정류됨에 따라 편향 전류(iy)의 진폭을 나타내는 크기를 갖는 피드백 플라이백 펄스 신호(FB)에 의해 달성된다. 수직 레이트 파라볼라 신호(E-W)는 종래의 방법으로 발생된다.(도시하지 않음). 신호(E-W)는 전압(B+)의 수직 레이트 파라볼라 성분을 생성하도록 전원(100)에 종래 방식으로 연결되어 동-서(East-West) 왜곡 보정을 위해 제공한다.
스위칭 회로(60)는 직선성(linearity)과 같은 빔 랜딩 오류를 보정하는데 사용된다. 스위칭 회로(60)는 트레이스 또는 S-커패시터(CS2)와 트레이스 커패시터(CS1)와 평행한 트레이스 또는 S-커패시터(CS3) 중 어느 하나에도 연결되지 않거나, 그 중 하나 또는 양쪽 모두에 선택적으로 연결된다. 선택적인 연결은 주파수 범위의 기능으로서 선택된 수평 주사 주파수로부터 결정된다. 스위칭 회로(60)에 있어서, 커패시터(CS2)는 단자(25)와 전계 효과 트랜지스터(FET) 스위치(Q20)의 드레인 전극 사이에 연결된다. 트랜지스터(Q20)의 소스 전극은 그라운드(GND)에 연결된다. 트랜지스터(Q20) 양단의 초과 전압을 방지하는 보호 저항(R20)은 트랜지스터(Q20) 양단에 연결된다.
레지스터(201)는 스위치 제어 신호(60a, 60b)를 인가한다. 제어 신호(60a)는 버퍼(98)를 통하여 트랜지스터(Q20)의 게이트 전극에 연결된다. 제어 신호(60a)가 제1 선택 가능한 레벨에 있는 경우, 트랜지스터(Q20)는 턴 오프(turn off)된다. 반면에, 제어 신호(60a)가 제2 선택 가능한 레벨에 있는 경우, 트랜지스터(Q20)는 턴 온(turn on)된다. 버퍼(98)는 종래 방법으로 신호(60a)의 필요한 레벨 쉬프팅(level shifting)을 제공하여 상기한 스위칭 동작을 달성한다.
스위칭 회로(60)에 있어서, 커패시터(CS3)는 단자(25)와 FET 스위치(Q20')의 드레인 전극 사이에 연결된다. 제어 신호(60a)가 FET 스위치(Q20)를 제어하는 것과 유사한 방법으로 제어 신호(60b)는 FET 스위치(Q20')를 제어한다. 따라서, 버퍼(98')는 버퍼(98)과 유사한 기능을 수행한다.
마이크로프로세서(208)는 주파수 대 데이터 신호 변환기(209)에서 발생되는 데이터 신호(209b)에 응답한다. 신호(209b)는 동기 신호(HORZ-SYNC) 또는 편향 전류(iy)의 주파수를 나타내는 수치값을 갖는다. 변환기(209)는, 예를 들어 동기 신호(HORZ-SYNC)의 소정의 주기동안 클럭 펄스의 수를 계수하고, 소정의 주기동안에 발생된 클럭 펄수의 수에 따라 워드 신호(209a)를 발생하는 계수기를 포함한다. 마이크로프로세서(208)는 레지스터(201)의 입력부에 연결되는 제어 데이터 신호(208a)를 발생한다. 제어 데이터 신호(208a)의 값은 동기 신호(HORZ-SYNC)의 수평 레이트에 따라 결정된다. 레지스터(201)는 제어 데이터 신호(208a)에 의해 결정된 레벨[동기 신호(HORZ-SYNC)의 주파수에 따라서]에서 [제어 데이터 신호(208a)에 따라] 제어 신호(60a, 60b)를 발생한다. 이와 달리, 제어 데이터 신호(208a)의 값은 키보드(도시되지 않음)에 의해 제공되는 신호(109b)에 의해 결정될 수 있다.
수평 편향 전류(iy)의 주파수가 1 fH인 경우, 트랜지스터(Q20, Q20')는 턴 온된다. 그 결과, S-커패시터(CS2, CS3) 양쪽 모두는 비스위칭된 S-커패시터(CS1)와 평행하게 연결되는 내부 회로형 S-커패시터이 되어 최대 S-커패시터의 값을 달성한다. 수평 편향 전류(iy)의 주파수가 2 fH 이상이고 2.14 fH 미만인 경우, 트랜지스터(Q20)는 턴 오프되고 트랜지스터(Q20')는 턴 온된다. 그 결과, S-커패시터(CS2)는 비스위칭된 S-커패시터(CS1) 및 S-커패시터(CS1)에 연결되어 있는 S-커패시터(CS3)로부터 분리되어 중간의 S-정전용량 값을 달성한다. 수평 편향 전류(iy)의 주파수가 2.14 fH 이상인 경우, 트랜지스터(Q20, Q20')는 턴 오프된다. 그 결과, S-커패시터(CS2, CS3)는 비스위칭된 S-커패시터(CS1)로부터 분리되어 최소의 S-정전용량 값을 달성한다. 커패시터(CS1, CS2 또는 CS3)의 편향 전류(iy)는 S형 파라볼릭 전압(V5)을 생성한다.
커패시터(105)에 의해 형성되는 총 리트레이스 정전용량은 상이한 주사 주파수에서 변경되지 않는다. 따라서, 리트레이스 구간은 상이한 주사 주파수에서 동일한 길이를 갖는다. 커패시터(CS1, CS2, CS3)의 값은 상이한 주사 주파수에서 상이한 진폭의 파라볼릭 전압(V5)을 생성하도록 선택된다. 전압(V5)의 상이한 진폭은 리트레이스 구간의 길이가 일정하기 때문에 필요하다.
도 1b에 있어서, 트랜지스터(Q1) 및 트랜지스터(Q2)는 서로로 연결되어 상이한 입력 스테이지를 형성한다. 이들 트랜지스터는 매우 높은 콜렉터 전류 대 베이스 전류비[베타(beta)라고 칭함]를 갖고 있어 트랜지스터(Q1)의 베이스에서의 입력 임피던스를 증가시킨다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 베이스-에미터 접합 전압은 상호 보상하여, 온도 변경에 따른 직류 바이어스 표류를 감소시킨다. 저항(R15) 및 저항(R16)은 전압 분할기를 형성하여, 트랜지스터(Q2)의 베이스 전압을 약 +3 V에서 바이어스하기 위해 +12 V에서 전원 전압(12V_D)에 인가한다. 트랜지스터(Q1, Q2)의 에미터에 연결되는 에미터 저항(R1)의 값은 약 6 mA의 최대 전류를 도전하도 록 선택된다. 이것에 의해 고 전압 트랜지스터(Q4)가 보호된다. 트랜지스터(Q4)는 스위치로서 동작하는 트랜지스터(Q3)를 통하여 트랜지스터(Q1)에 연결된다. 트랜지스터(Q4)는 캐스코드(cascode) 구성의 트랜지스터(Q3)를 통하여 트랜지스터(Q1)에 연결된다. 트랜지스터(Q4)는 약 10 mA의 콜렉터 전류까지만 허용할 수 있기 때문에 과구동(over-driven)되는 것을 보호할 필요가 있다. 이것은 증폭기가 약 6 mA까지의 콜렉터 전류에서 높은 트랜스컨덕턴스(transconductance)를 갖고 약 6 mA 위에서는 낮은 트랜스컨덕턴스를 갖기 때문에 달성된다. 트랜지스터(Q4, Q3, Q1)의 캐스코드 구성은 트랜지스터(Q4)의 콜렉터-베이스 접합 양단의 밀러 정전용량[Miller capacitance: 도시되지 않음]을 절연시킴으로써 밴드폭이 증가된다. 또한 캐스코드 구성은 고 전압 트랜지스터(Q4)의 저 베타와 무관한 증폭기의 이득을 얻는다.
도 1a에 도시된 변압기(TO)의 권선(TOW3)은 다이오드(D4)에서 정류되고 커패시터(C5)에서 필터링되어 도 1b에 도시된 동적 초점 전압 발생기에 전압을 인가하기 위해 약 1500 V의 전원 전압을 생성하는 전압을 높인(step-up) 리트레이스 전압을 생성한다. 액티브 풀업(pull-up) 트랜지스터(Q5)는 전원 전압에 연결되는 콜렉터를 갖는다. 트랜지스터(Q5)의 베이스 풀업 저항(R4)은 전원 전압에 연결된다. 다이오드(D1)는 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 및 트랜지스터(Q5)의 에미터 사이에 연결된다.
커패시턴스(C1)는 초점 전극 및 배선(도시되지 않음)의 표유 정전용량(stray capacitance)의 합을 나타낸다. 액티브 풀업 트랜지스터(Q5)는 표유 정전용량(C1)을 충전하기 위해 액티브 풀업 트랜지스터의 에미터로부터 전류를 공급(source)할 수 있다. 풀 다운(pull-down) 트랜지스터(Q4)는 정전용량(C1)으로부터 다이오드(D1)를 통하여 전류를 흡수(sink)할 수 있다. 액티브 풀업 배열(active pull-up arrangement)이 낮은 전력 손실을 갖는 빠른 응답 시간을 얻는데 사용되는 것이 바람직하다. 동적 증폭기는 피드백 저항(R5)을 통하여 풀업 트랜지스터(Q5)의 에미터에서 출력용 분로 피드백(shunt feedback)을 사용한다.
주기적인 제어 신호(V_BLANK)는 수직 귀선 소거동안 및 예를 들어, 수직 귀선 소거에 후속하는 4개의 비디오 주사선 시간[AKB 측정 구간이라고 칭함: 도시되지 않음]동안, 하이(HIGH) 상태에 있다. 주기적인 제어 신호(V_BLANK)는 비디오 주사선 시간(예컨대, 4개)의 적절한 수에 의해 종래의 수직 귀선 소거 신호(V_BLANK)를 지연시키는 지연 회로(도시되지 않음)에 의해 지연된다. 지연된 신호는 스위치 트랜지스터(Q7)의 베이스에 연결된다. 스위치 트랜지스터(Q7)의 콜렉터는 트랜지스터(Q3)의 베이스에 연결된다. 수직 귀선 소거동안 및 AKB 측정 구간동안, 스위치 트랜지스터(Q7)는 트랜지스터(Q3)를 턴 오프한다.
도 1b에 도시된 클래스 B의 증폭기는 본 발명의 국면을 실시한다. 정상적으로, 이 증폭기의 타입은 각각의 풀업 트랜지스터(Q5) 및 풀다운 트랜지스터(Q4)를 사용하여 용량성 부하[CRT(10)의 초점 전극(17)]를 교대로 충전 및 방전한다. 용량성 부하는 커패시터(C1)로서 도시된다.
그 후, 저항(R4)의 전압 강하가 선택될 수 있기 때문에, 정상적인 동적 총점 파형의 최대 피크에 가까운 바람직한 출력 전압이 수직 귀선 소거동안 유지된다. 불행하게도, 저항(R4)의 1 meg 값으로 상기한 바를 행하는데 필요한 전류는 매우 작고, 정상적인 동적 초점 동작동안 증폭기가 얻어내는 평균 전류보다도 매우 작다. 수직 귀선 소거동안의 전류를 정상적인 동적 초점 동작동안에 얻어지는 평균 전류와 거의 동일하게 하는 것이 바람직하다.
이 목적을 달성하고, 초점 출력 전압을 정상적인 동적 초점 파형의 포지티브 피크와 거의 동일하게 유지하기 위해서는, 수직 귀선 소거동안 트랜지스터(Q5)를 턴 온시킬 필요가 있다. 예를 들어, 입력부에서 초점 파라볼릭 기본파 주파수(H-PARAB-IN)가 31 kHz인 경우, 그 후 정상적인 동적 초점 동작동안의 평균 전류는 예를 들어 2 mA일 수 있다. 그러므로, 전원 부하를 일관되게 하고 과도 현상을 없애기 위해서 수직 귀선 소거동안 2 mA의 전류가 얻어져야 할 것이다.
그러나, 트랜지스터(Q5)가 도전 상태가 아니라면, 포토 커플러[photo coupler: PC1]의 트랜지스터(Q-PC1)가 온인 경우, 이 후 사실상 정상적인 동적 초점 동작에 있어서, 2 mA는 1 meg
Figure 112004058757516-pct00009
의 풀업 저항(R4) 양단에 최대 2 kV의 전압 강하를 야기한다. 1500 V만이 이용 가능하기 때문에, 전류원 트랜지스터(Q4)는 포화되고 초점 출력은 수직 귀선 소거동안 거의 12 V가 된다.
수직 귀선 소거 구동은 입력(V_BLANK)에서 수직 리트레이스 시간동안 나타나고, 트랜지스터(Q7)를 턴 온하는 포지티브의 5 V 보다 큰 펄스이다. 정상적으로, 포토 커플러(PC1)의 발광 다이오드(D-PC1)는 저항(R8, R6)을 통하여 12 V의 전원 전압(V4)으로부터 약 15 mA를 도전한다. 이 전류는 트랜지스터(Q-PC1)의 도전 상태를 유지하도록 광속(light flux)을 제공한다. 트랜지스터(Q7)가 도전 상태인 경우, 이 전류는 다이오드(D-PC1)에서 다이오드(D3) 및 트랜지스터(Q7)로 분로한다. 이 스위칭 방법은 저항(R6, R8)을 통하여 그 전류를 거의 일정하게 유지하기 때문에, 수직 리트레이스 시간동안 저항(R8) 양단의 전압 강하가 크게 변경되지 않는다. 또한 저항(R8) 양단의 전압 강하에서의 변경은 저항 분할기(R15, R16)로부터 유도되는 3 V_REF를 변경한다. 이 3V_REF는 전원 전압(12V_D)의 진폭을 조정한다.
또한 트랜지스터(Q7)가 도전 상태인 경우에는 트랜지스터(Q3)의 베이스 전압을 거의 그라운드로 되도록 함으로써 트랜지스터(Q3)를 턴 오프시킨다. 트랜지스터(Q3)의 에미터는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 베이스 접합 및 커플링 커패시터(C2)에 대한 충전의 순방향 도전에 의해 거의 3 V로 유지된다. 트랜지스터(Q4)의 에미터, 트랜지스터(Q3)의 콜렉터 및 저항(R2)의 접합에서, 트랜지스터(Q4)의 베이스 전류가 작고 저항(R11) 양단의 전압 강하가 거의 발생하지 않기 때문에 전압은 거의 11 V로 유지된다.
트랜지스터(Q6)는 15 kHZ의 종래의 방송 TV와는 다른 주사 모드에 대해 턴 오프된다. 수직 귀선 소거동안, 트랜지스터(Q3)는 저항(R5, R3, R1) 및 트랜지스터(Q1, Q2)로 구성되는 초점 증폭기의 정상적인 피드백 이득 제어 루프를 차단하도록 지원한다. 저항(R2) 및 트랜지스터(Q7)를 경유하는 전류가 그라운드로 치환된다. 트랜지스터(Q-PC1)는 트랜지스터(Q5)를 턴 온시킬 수 있는 동시에 턴 오프한다. 초점 출력은 과도 현상을 방지하기 위해 필요에 따라 얻어지는 2 mA의 전류에 의해 1500 V로 된다.
31 kHz 내지 38 kHz 범위의 수평 주사 주파수에 대해서는, 증폭기 평균 전류는 변경된다. 그러나, 저항(R2)의 하나의 값은 과도 현상을 허용 가능한 레벨로 최 소화하기에 충분하다. 15 kHz의 종래의 TV 주사 주파수에서, 증폭기 전력 및 평균 전류는 이 모드에서 약 절반이 되고, 트랜지스터(Q4)는 턴 온되어 트랜지스터(Q6)의 베이스에서 전압을 트랜지스터(Q4)의 이전값의 약 절반으로 감소시킨다. 그 효과로 저항(R2)의 전류가 감소되기 때문에, 증폭기의 평균 전류가 이 주사 주파수에서 정합된다.

Claims (8)

  1. 초점 전극(focus electrode)을 구비하는 음극선관과;
    초점 전압 보정 입력 신호의 소스와;
    편향 회로와;
    상기 편향 회로로부터 전력을 공급받고, 제1 입력부가 상기 초점 전압 보정 입력 신호에 응답하여, 출력부에서 상기 초점 전극에 결합되는 초점 전압의 동적 초점 전압 성분을 발생시키는 증폭기와;
    주기적인 제어 신호에 응답하고, 상기 초점 전압 보정 입력 신호의 신호 경로에 결합되어, 편향 사이클의 자동 카인 바이어스(automatic kine bias) 측정 구간 동안, 상기 동적 초점 전압 성분을 디스에이블시키는 제1 반도체 스위치와;
    상기 제1 반도체 스위치에 응답하여, 상기 자동 카인 바이어스 측정 구간 동안 상기 증폭기가 상기 편향 회로로부터 얻어내는 전류를 제어하기 위한 수단
    을 포함하는 비디오 화상 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 증폭기가 얻어내는 전류를 제어하기 위한 상기 수단은 상기 증폭기가 얻어내는 전류의 경로상에 결합되는 저항을 포함하는 것인 비디오 화상 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 증폭기는 상기 초점 전극에 결합되는 주 전류 도전 경로를 갖는 제1 트랜지스터 및 제2 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 및 제2 트랜지스터 모두는 상기 자동 카인 바이어스 측정 구간 동안 도전 상태에 있는 것인 비디오 화상 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 자동 카인 바이어스 측정 구간 동안 상기 저항을 기준 전압에 결합시키는 수단을 포함하는 것인 비디오 화상 장치.
  5. 초점 전극을 구비하는 음극선관과;
    초점 보정 입력 신호의 소스와;
    상기 입력 신호에 응답하고, 상기 초점 전극에 결합되어, 액티브 풀업 배열(active pull-up arrangement)을 형성함으로써 제1 방향으로 전류를 공급하는 제1 트랜지스터와;
    상기 입력 신호에 응답하고, 상기 초점 전극에 결합되어, 액티브 풀다운 배열(active pull-down arrangement)을 형성함으로써 역방향으로 전류를 공급하는 제2 트랜지스터와;
    주기적인 초점 전압 귀선 소거 신호의 소스와;
    상기 귀선 소거 신호에 응답하여, 초점 전압 귀선 소거 동안 상기 제1 트랜지스터의 도전 상태를 유지하는 수단
    을 포함하고,
    상기 제1 및 제2 트랜지스터는 상기 초점 전극에 동적 초점 전압을 발생시키는 것인 비디오 화상 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 귀선 소거 신호에 응답하여, 초점 전압 귀선 소거 동안 상기 제2 트랜지스터의 도전 상태를 유지하는 수단을 포함하는 것인 비디오 화상 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 제2 트랜지스터의 주 전류 도전 경로에 결합되어, 초점 전압 귀선 소거 동안 상기 경로상의 전류를 제어하는 저항을 포함하는 것인 비디오 화상 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 제1 및 제2 트랜지스터의 주 전류 도전 경로에 결합되어, 초점 전압 귀선 소거 동안 상기 경로상의 전류를 제어하는 저항을 포함하는 것인 비디오 화상 장치.
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