MXPA99007300A - Controlador de amplitud de voltaje de enfoque dinamico - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un divisor de voltaje resistivo responde a un voltaje parabólico desarrollado en un capacitor de configuración en S de un circuito de desviación que opera a una frecuencia de desviación señeccionada. El divisor de voltaje incluye una red resistiva controlable para seleccionar automáticamente un factor de atenuación del divisor de voltaje de acuerdo con la frecuencia de desviación seleccionada. Un amplificador que responde al voltaje parabólico atenuado genera, en una terminal de salida del amplificador, un voltaje de salida periódico que se acopla de una manera capacitiva a un electrodo de enfoque para producirun voltaje de enfoque dinámico. En una primera modalidad, la red resistiva controlable incluye un foto-resistor que proporciona un control automático de ganancia. En una segunda modalidad alternativa, se conmuta el divisor de voltaje.

Description

CONTROLADOR DE AMPLITUD DE VOLTAJE DE ENFOQUE DINÁMICO La invención se refiere a una configuración de corrección de distorsión de aterrizaje de haz. ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Una imagen desplegada en un tubo de rayos catódicos (CRT) puede sufrir de imperfecciones o distorsiones tales como desenfoque o no-linealidad que es incidente a la exploración del haz en el tubo de rayos catódicos. Tales imperfecciones o distorsiones ocurren porque la distancia desde el cañón de electrones del tubo de rayos catódicos a la placa frontal varía marcadamente conforme el haz se desvía, por ejemplo, en la dirección horizontal. Reducir el desenfoque que ocurre conforme el haz de desvía en la dirección horizontal, por ejemplo, se puede obtener desarrollando un voltaje de enfoque que tiene un componente de voltaje de parabólico en la dirección horizontal y aplicar el voltaje de enfoque dinámico a un electrodo de enfoque del tubo de rayos catódicos para variar dinámicamente el voltaje de enfoque. Es conocido derivar el componente de voltaje parabólico en la dirección horizontal desde un voltaje de corrección de configuración en S en un capacitor de configuración en S de una etapa de salida de desviación horizontal.

Un receptor de televisión, computadora o monitor puede tener la capacidad de desplegar selectivamente información de imagen en el mismo tubo de rayos catódicos usando una corriente de desviación en diferentes frecuencias de exploración. Cuando se despliega la información de imagen de una señal de televisión definida de conformidad con un estándar de transmisión, puede ser más económico utilizar una corriente de desviación horizontal a un valor de aproximadamente 16 KHz, denominada el valor 1fH. Mientras que, cuando se despliega la información de imagen de una señal de televisión de alta definición o una señal de datos de monitor de despliegue, el valor de la corriente de desviación horizontal puede ser igual a o mayor que 32 KHz. El valor mayor se denomina 2nfH* El valor n es igual a o mayor que 1. En la etapa de salida del circuito de desviación horizontal de un monitor de despliegue de vídeo capaz de operar a múltiples velocidades de exploración, es conocida para variar el número de capacitores en circuito de configuración S utilizando capacitores conmutados de configuración S. La selección de los capacitores de configuración S se hace automáticamente vía conmutadores seleccionables, de conformidad con la frecuencia de desviación horizontal seleccionada. Cuando se emplea un capacitor de retrazo no conmutado, la longitud del intervalo de retrazo horizontal es la misma a diferentes frecuencias horizontales. Como resultado, las amplitudes requeridas del voltaje de corrección S a las diferentes frecuencias pueden ser diferente. Mientras que, las amplitudes requeridas del componente de voltaje parabólico del voltaje de enfoque dinámico pueden tener que ser las mismas. Por lo tanto, puede ser deseable controlar las amplitudes del componente de voltaje parabólico del voltaje de enfoque dinámico a ias diferentes frecuencias horizontales separadamente de la manera que las amplitudes del voltaje de corrección S sean controlables. Al llevar a cabo un aspecto de la invención, se desarrolla un voltaje de valor horizontal parabólico en el capacitor de configuración S. El voltaje parabólico se atenúa a través de un divisor de voltaje variable controlado. La salida del divisor de voltaje se acopla a una entrada de un amplificador diferencial que compara y ajusta la amplitud pico a pico del voltaje parabólico para que sea igual a una referencia de voltaje. El ajuste de la amplitud pico a pico se realiza controlando la resistencia de un foto-resistor del divisor de voltaje variable controlado. El voltaje parabólico atenuado se amplifica en un amplificador de alto voltaje. De esta manera, la atenuación varía para controlar las amplitudes del componente de voltaje parabólico del voltaje de enfoque dinámico a diferentes frecuencias horizontales. Al llevar a cabo otro aspecto de la invención, el voltaje parabólico se atenúa, mediante un divisor de voltaje acoplado a un conmutador y el voltaje parabólico atenuado se amplifica en el amplificador de alto voltaje. El conmutador del atenuador responde a una señal de control de conmutación que es indicativa de la frecuencia horizontal seleccionada. Ese así que, la atenuación varía para controlar las amplitudes del componente de voltaje parabólico del voltaje de enfoque dinámico a diferentes frecuencias horizontales.

Un aparato de formación de imágenes de vídeo, que incluye un aspecto de la invención, incluye una fuente de una primera señal parabólica a una frecuencia relacionada a una frecuencia de desviación, seleccionada de una pluralidad de frecuencias. La primera señal parabólica tiene una amplitud determinada de conformidad con la frecuencia seleccionada. Un divisor de voltaje que incluye un resistor tiene una entrada acoplada a la fuente de la primera señal parabólica para generar una señal parabólica atenuada que tiene una amplitud de conformidad con un valor del resistor. Un circuito de control, que responde a una señal de control que es indicativa de la primera amplitud de señal parabólica, está acoplado al resistor para variar el valor del resistor, de conformidad con la señal de control. Un amplificador que responde a la señal parabólica atenuada y acoplado al electrodo de enfoque amplifica la señal parabólica atenuada para generar un voltaje de enfoque dinámico en el electrodo de enfoque. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las Figuras 1A y 1B ilustran una etapa de saiida de circuito de desviación horizontal y un generador de voltaje de enfoque dinámico incluyendo un atenuador controlado, de conformidad con un aspecto de la invención; y La Figura 1C, ¡lustra una alternativa para el atenuador de la Figura 1B, de conformidad con un aspecto de la invención. DESCRIPCIÓN DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS La Figura 1A ilustra una etapa de salida de circuito de desviación horizontal 101 de un receptor de televisión que tiene capacidad de múltiples frecuencias de exploración. La etapa 101 está energizada mediante un suministro de energía regulada 100 que genera un voltaje de suministro B + . Una etapa excitadora convencional 103 responde a una señal de entrada 107a a la frecuencia de exploración horizontal seleccionada nfH* La etapa excitadora 103 genera una señal de control de excitación 103a para controlar la operación de conmutación en un transistor de conmutación 104 de la etapa de salida 101. A manera de ejemplo, un valor de n = 1 puede representar la frecuencia horizontal de una señal de televisión de conformidad con un estándar dado tal como un estándar de transmisión. El colector del transistor 104 está acoplado a una terminal TOA de un devanado primario T0W1 de un transformador de retorno T0. El colector del transistor 104 también está acoplado a un capacitor de retrazo no conmutado 105. El colector dei transistor 104 está adicionalmente acoplado a un devanado de desviación horizontal LY para formar un circuito resonante de retrazo. El colector del transistor 104 también está acoplado a un diodo amortiguador convencional 108. El devanado LY está acoplado en serie con un inductor de linealidad LIN y un capacitor de configuración S o de trazo no conmutado CS1. El capacitor CS1 está acoplado entre una terminal 25 y un potencial de referencia, o tierra GND de manera que la terminal 25 está interpuesta entre el inductor LIN y el capacitor de configuración S C S 1.

La etapa de salida 101 es capaz de producir una corriente de desviación iy. La corriente de desviación iy tiene sustancialmente la misma amplitud predeterminada para cualquier frecuencia de exploración horizontal seleccionada de la señal 103a seleccionada de un rango de 2fH a 2.4fH y para una frecuencia horizontal seleccionada de 1fH* El control de la amplitud de la corriente de desviación iy se lleva a cabo incrementando automáticamente el voltaje B+ cuando se incrementa la frecuencia horizontal y viceversa, para mantener ia amplitud constante de la corriente de desviación iy. El voltaje B+ es controlado por un suministro de energía regulada convencional 100 operando en una configuración de circuito cerrado vía un devanado de retroalimentación T0W0 del transformador T0. La magnitud del voltaje B+ se establece, de conformidad con una señal de pulso de retorno de retroalimentación FB que tiene una magnitud indicativa de la amplitud de la corriente iy. Una señal de parábola de valor vertical E-W está convencionalmente acoplada al suministro de energía 100 para producir un componente de parábola de valor vertical del voltaje B+ para proporcionar corrección de distorsión Este-Oeste. Un circuito de conmutación 60 se utiliza para corregir un error de aterrizaje de haz tal como la linealidad. El circuito 60 acopla selectivamente uno o ambos de un capacitor de trazo o capacitor de configuración S CS2 y un capacitor de configuración S o de trazo CS3 en paralelo con el capacitor de trazo CS1. El acoplamiento selectivo se determina como una función del rango de frecuencias del cual se selecciona la frecuencia de exploración horizontal. En el circuito de conmutación 60, el capacitor CS2 está acoplado entre la terminal 25 y un electrodo de dren de un conmutador de transistor de efecto de campo (FET) Q2. Un electrodo de fuente del transistor Q2 está acoplado a tierra GND. Un resistor de protección R2 que evita el voltaje excesivo a través del transistor Q2 está acoplado a través del transistor Q2. Un registro 201 aplica señales de control de conmutación 60a y 60b. La señal de control 60a está acoplada vía un compensador 98 a un electrodo de compuerta del transistor Q2. Cuando la señal de control 60a está a un primer nivel seleccionable, el transistor Q2 se apaga. Por otro lado, cuando la señal de control 60a está a un segundo nivel seleccionable, el transistor Q2 se enciende. El compensador 98 proporciona el desplazamiento de nivel requerido de la señal 60a para lograr la operación de conmutación mencionada anteriormente, de una manera convencional. En el circuito de conmutación 60, el capacitor CS3 está acoplado entre la terminal 25 y un electrodo de dren de un conmutador de transistor de efecto de campo Q2'. El conmutador de transistor de efecto de campo Q2' es controlado por la señal de control 60b en una manera a la que el conmutador de transistor de efecto de campo Q2 es controlado por la señal de control 60a. es así que, un compensador 98' realiza una función similar a la del compensador 98. Un microprocesador208 responde a una señal de datos 209b generada en un convertidor de señales de frecuencia a datos 209. La señal 209b tiene un valor numérico que es indicativo de la frecuencia de una señal de sincronía HORZ-SYNC o corriente de desviación iy. El convertidor 209 incluye, por ejemplo, un contador que cuenta el número de pulsos de reloj, durante un periodo dado de la señal HORZ-SYNC y genera la señal de palabra 209a de conformidad con el número de pulsos de reloj que ocurren en el periodo dado. El microprocesador 208 genera una señal de datos de control 208a que está acoplada a una entrada del registro 201. El valor de la señal 208a se determina de conformidad con el valor horizontal de la señal HORZ-SYNC. El registro 201 genera, de conformidad con la señal de datos 208a, las señales de control 60a y 60b a niveles determinados por la señal 208a, de acuerdo con la frecuencia de la señal HORZ-SYNC. Alternativamente, el valor de la señal 208a puede estar determinado por una señal 109b que es proporcionada por un teclado, no mostrado. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal iy es 1fH, los transistores Q2 y Q2' se encienden. El resultado es que ambos capacitores de configuración S CS2 y CS3 son capacitores de configuración S en circuito que está acoplados en paralelo con el capacitor de configuración S no conmutado CS1 y establecen un valor máximo de capacitancia S. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal iy es igual a o mayor que 2fH y menor que 2.14 fH, el transistor Q2 se apaga y el transistor Q2' se enciende. El resultado es que el capacitor de configuración S CS2 se desacopla del capacitor de configuración S no conmutado CS1 y el capacitor de configuración S CS3-se acopla al capacitor de configuración S CS1 para establecer un valor de capacitancia S intermedio. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal ¡y es igual a o mayor que 2.14fH, los transistores Q2 y Q2' se apagan. El resultado es que los capacitores de configuración S CS2 y CS3 se desacoplan del capacitor de configuración S no conmutado CS1 y establecen un valor de capacitancia S mínimo. La corriente de desviación ¡y en el capacitor CS1, CS2 o CS3 produce un voltaje parabólico de configuración S V5. La capacitancia de retrazo total formada por el capacitor 105 no cambia a las diferentes frecuencias de exploración. Posteriormente, el intervalo de retrazo tiene la misma longitud a las diferentes frecuencias de exploración. Los valores de los capacitores CS1, CS2 y CS3 se seleccionan para producir el voltaje parabólico V5 a diferentes amplitudes a diferentes frecuencias de exploración. Las diferentes amplitudes del voltaje V5 son requeridas porque la longitud dei intervalo de retrazo es constante. La Figura 1B, ilustra un generador de voltaje de enfoque dinámico 99, que incluye un aspecto de la invención. Los símbolos y numerales similares en las Figuras 1A y 1B indican funciones o artículos similares. El voltaje V5 de la Figura 1B tiene picos de retrazo que van a negativo. La amplitud pico a pico del voltaje parabólico V5 es aproximadamente 60V a 16KHz o 1fH> 80V a 2fH y 125V a 2.4fH* el voltaje parabólico V5 está acoplado capacitivamente vía un capacitor C4 a un resistor R16. Un divisor de voltaje controlado o atenuador 70 que incluye el resistor R16 y un resistor CDS desarrolla un voltaje parabólico atenuado V5' en una terminal 120. La atenuación del divisor de voltaje 70 se determina por el estado de conducción del foto-resistor de sulfato de cadmio CDS que es parte de un foto-acoplador PC1. El foto-resistor CDS responde a la luz de un diodo emisor de luz LED que es parte del foto-acoplador PC1. La luz del diodo emisor de luz responde a una corriente de un transistor darlington Q10. El transistor darlington Q10 y un transistor darlington Q11 están acoplados entre ellos y a un resistor R19, un resistor R23 y un resistor R24 para formar un amplificador diferencial. La base del transistor Darlington Q11 está acoplada a un voltaje de referencia constante de 3 voltios derivado de un suministro de 12V vía el divisor resistivo formado por un resistor R11 y un resistor R12. El componente de corriente directa del voltaje V5' es casi de 0 voltios. El componente de corriente alterna se determina mediante los resistores R16 y CDS y un resistor R17. El valor del resistor CDS se determina por la energía de luz del diodo emisor de luz LED. El componente de corriente alterna del voltaje V5', un voltaje V5", está acoplado a través de un capacitor C21 a la base del transistor Darlington Q10 y al cátodo de un diodo de bloqueo D6. El pico negativo del voltaje V5" se mantiene a -0.6 voltios mediante el diodo de bloqueo D6. El pico positivo del voltaje V5" encenderá el transistor Darlington Q10 cuando se exceda el nivel de +3 voltios en la base del transistor Darlington Q11. Cuando se enciende el transistor Darlington Q10, la corriente fluye a través del diodo emisor de luz y se produce flujo de luz. Este flujo de luz actúa en el resistor CDS para reducir su valor resistivo, la amplitud del voltaje V5' y la amplitud del voltaje V5". La velocidad de respuesta del cambio del valor resistivo del resistor CDS es muy lenta. Esto actúa como un filtro de paso bajo en el circuito de retroalimentación negativo. Conforme el valor de pico positivo de V5" disminuye a + 3V, el tiempo de encendido del transistor Q10 se reduce y la energía de luz promedio del diodo emisor de luz se incrementa hasta que se establece un equilibrio. Entonces, se mantiene la amplitud de pico positivo del voltaje V5" a aproximadamente 4 voltios independientemente de la amplitud o frecuencia de entrada. El voltaje de activación V5' desarrollado en la terminal de unión 120 de los resistores CDS y R16, está acoplado capacitivamente a través de un capacitor C3, un resistor R17 y un capacitor C24 a una terminal de entrada de iinión de suma 121 de un amplificador de enfoque 97. La acción de control de ganancia del resistor CDS regula el voltaje en la terminal 121 para tener igual amplitud pico a pico en cada uno de los valores 1fH, 2fH y 2.4fH* El capacitor C3 proporciona acoplamiento capacitivo para la parábola horizontal. Un capacitor C10 acopla de manera capacitiva una parábola vertical V8, producida en una manera convencional, no mostrada, a la terminal 121. El punto de operación de corriente directa del amplificador de enfoque 97 es determinado mediante un resistor R5 y no por las señales parabólicas, porque el acoplamiento capacitivo elimina un componente de corriente directa. El capacitor C24 corrige un retraso de fase ocasionado por una capacitancia parásita de entrada, no mostrada, del amplificador 97 de manera que la corrección de enfoque horizontal se temporiza adecuadamente. En el amplificador 97, un transistor Q5 y un transistor Q6 están acoplados entre ellos para formar una etapa de entrada diferencial. Estos transistores tienen una relación muy alta de corriente de colector a corriente de base, denominada beta, para incrementar la ¡mpedancia de entrada en la terminal 121. Los voltajes de unión base emisor de los transistores Q5 y Q6 se compensan entre ellos y reducen la desviación de polarización de corriente directa con cambios de temperatura. El resistor R11 y el resistor R12 forman un divisor de voltaje que se aplica a un voltaje de suministro V10 a +12V para polarizar el voltaje de base del transistor Q6 a aproximadamente +3V. El valor de un resistor de emisor R10 que está acoplado a los emisores de los transistores Q5 y Q6 se selecciona para conducir una corriente máxima de aproximadamente 6 mA. Esto protege un transistor de alto voltaje Q20. El transistor Q20 está acoplado al transistor Q5 vía un transistor Q13 que opera como un conmutador. El transistor Q20 está acoplado al transistor Q5 vía el transistor Q13 en una configuración de cascodo. El transistor Q20 necesita estar protegido de ser sobreexcitado porque el transistor Q20 puede tolerar solamente hasta 10 mA de corriente de colector. Esto se logra porque el amplificador 97 tiene alta transconductancia a un corriente de colector de hasta 6 mA y menor transconductancia arriba de 6 mA. La configuración de cascodo de los transistores Q20, Q13 y Q5 aisla la capacitancia Miller, no mostrada, a través de la unión colector - base del transistor Q20, y por lo tanto el ancho de banda se incrementa. La configuración de cascodo también hace que la ganancia del amplificador sea independiente del beta bajo del transistor de alto voltaje Q20. Un devanado T0W3 del transformador TO de la Figura 1A produce un voltaje de retrazo escalonado hacia arriba que se rectifica en un diodo D12 y se filtra en un capacitor C13 para producir un voltaje de suministro VSU para energizar el generador de voltaje de enfoque dinámico 99 de la Figura 1B. Un transistor activo de activación Q1 tiene un colector acoplado al voltaje de suministro VSU. Un resistor de activación de base R1 del transistor Q1 está acoplado al voltaje VSU vía una configuración autoelevadora o excitadora que incluye un diodo D7 y un capacitor C26. Un diodo D5 está acoplado en serie con el resistor R1 y está acoplado al colector del transistor Q20. Un diodo D4 está acoplado entre el emisor del transistor Q1 en la terminal 97a y el colector del transistor Q20. Durante los picos negativos de la forma de onda de salida en la terminal 97a, el diodo D7 bloquea una terminal de extremo del capacitor C26 en el cátodo del diodo D7 al voltaje de suministro de + 1600V VSU y el transistor Q20 lleva la otra terminal de extremo del capacitor C16 a un potencial de casi cero. El transistor Q1 se mantiene apagado por las acciones de los diodos D4 y D5. Conforme se incrementa el voltaje en la terminal 97a, la energía almacenada en el capacitor C26 se alimenta a través del resistor R1 a la base del transistor Q1. El voltaje a través del resistor R1 se mantiene alto, y la corriente de base en el transistor Q1 también se mantiene, aún conforme el voltaje colector a emisor a través del transistor Q1 se aproxima a cero. Por lo tanto, se mantiene la corriente de emisor del transistor Q1. El pico positivo de salida en la terminal 97a puede entonces estar muy cerca del voltaje de suministro VSU de +1600V sin distorsión. Una capacitancia C1 representa la suma de la capacitancia parásita del electrodo de enfoque 17 y del cableado. El transistor activo de excitación Q1 es capaz de proporcionar una corriente de la terminal 97a para cargar la capacitancia parásita C1. El transistor de reducción Q20 es capaz de derivar corriente vía el diodo d4 de la capacitancia C1. Convenientemente, la configuración activa de excitación se utiliza para obtener una tiempo de respuesta rápido con una reducción de disipación de energía. El amplificador 97 utiliza retroalimentación en paralelo para la salida en la terminal 97a vía un resistor de retroalimentación R2. Los resistores R17 y R2 se seleccionan para producir un voltaje de valor horizontal de 1000V en la terminal 97a. como resultado, la ganancia de voltaje del amplificador 97 es de varios cientos. Los componentes de voltaje de enfoque dinámico en el valor horizontal producidos por el voltaje V5 y al valor vertical producidos por el voltaje V8 están acoplados de manera capacitiva vía un capacitor de bloqueo de corriente directa C22 a un electrodo de enfoque 17 de un tubo de rayos catódicos 10 para desarrollar un voltaje de enfoque dinámico FV. Un componente de voltaje de corriente directa del voltaje FV, desarrollado por un divisor de voltaje formado por un resistor R28 y un resistor R29, es igual a 8 KV. Un señal de control periódico V13 está a un estado ALTO, durante la extinción vertical y durante, por ejemplo, cuatro tiempos de línea de vídeo que siguen la extinción vertical, denominada como el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, no mostrado. La señal V13 es producida por un circuito de retraso 200 que retrasa una señal convencional de extinción vertical EXTINCIÓN VERTICAL por un número adecuado de tiempos de línea de vídeo tales como cuatro. La señal V13 está acoplada vía un resistor R26 a la base de un transistor conmutador Q15. El colector dei transistor Q15 está acoplado vía un resistor R27 a una terminal de unión entre el emisor del transistor Q20 y el colector del transistor Q13. El colector del transistor Q13 está acoplado al emisor del transistor Q20 y el emisor del transistor Q13 está acoplado al colector del transistor Q5. Durante la extinción vertical y durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el transistor Q13 es apagado por el transistor Q15 y bloquea el flujo de corriente del colector del transistor Q5 al emisor del transistor Q20. Convenientemente, la corriente de emisor para Q20 se mantiene durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática vía el resistor R27 y el transistor Q15. El resistor R27 está acoplado entre el emisor del transistor Q20 y tierra durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el resistor R27 tiene a través de él un voltaje constante de aproximadamente 11.3 voltios. El valor del resistor R27 se selecciona para producir una corriente constante en el transistor Q20 de manera que un voltaje desarrollado a través del resistor R1 es igual a la diferencia entre el voltaje de suministro VSU y el valor pico del voltaje de enfoque dinámico en la terminal 97a. Esto elimina un voltaje de enfoque transiente no deseado y el desenfoque de la primera línea de vídeo que de otra manera podrían ocurrir cuando el voltaje de enfoque dinámico normal comienza después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Si el resistor R27 no estuviera acoplado al emisor del transistor Q20, el voltaje de salida del amplificador 97 en la terminal 97a tendería a alcanzar el nivel de voltaje de suministro VSU de + 16000V. Sin embargo, el pico requerido de la forma de onda en la terminal 97a es comúnmente 1450V. Si el voltaje de salida del amplificador en la terminal 97a fuera a ser 1600V, durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, habría ocurrido un transiente grande al inicio de la primera línea horizontal visible, en la parte superior de la imagen. El transiente, inconvenientemente, habría ocasionado que la porción de inicio de la primera línea horizontal visible que ocurre después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, estuviera desenfocada. Para evitar este transiente tan grande, la corriente en el transistor Q15, que proporciona trayectoria de corriente al transistor Q20 a través del resistor R27, disminuye el voltaje de salida en la terminal 97a, durante la extinción vertical y durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. El transistor Q20 actúa como una fuente de corriente y produce una caída de voltaje a través del resistor R1. Durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el voltaje de enfoque dinámico en la terminal 97a se establece a un nivel aproximadamente igual al pico de los componentes sumados parabólicos horizontal y vertical. Por lo tanto, convenientemente, se reduce el transiente de voltaje de enfoque, después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. La Figura 1C, ilustra un atenuador conmutado 70' que se puede usar en la configuración de la Figura 1B en lugar del atenuador no conmutado 70. Los símbolos y numerales similares en las Figuras 1A, 1B y 1C indican funciones o elementos similares. El atenuador 70' de la Figura 1C incluye un resistor R71, y un resistor R72 que forman con el resistor R16 de la Figura 1B un divisor de voltaje controlable. La atenuación del divisor de voltaje se determina por el estado de conducción de un transistor conmutador Q20 que está acoplado al resistor R72 y de un transistor conmutador Q21 que está acoplado al resistor R71. Los transistores Q21 y Q20 están controlados por una señal de control 60c y una señal de control 60d, respectivamente. Las señales de control 60c y 60d son generadas en el registro 201 de la Figura 1A de una manera similar a las señales de control 60a y 60b. La señal de control 60c de la Figura 1C está en un estado ALTO sólo cuando la frecuencia es igual a 2.4fH* La señal de control 60d está en un estado ALTO cuando la frecuencia es igual a o mayor que 2fH:Ambas señales 60c y 60d están en el estado BAJO cuando la frecuencia es igual a 1fH* Cuando la señal de control 60c ó 60d está en el estado ALTO, el transistor Q21 ó Q20, respectivamente, conduce. No hay atenuación cuando ambos transistores Q20 y Q21 están apagados, lo cual ocurre cuando la frecuencia es igual a 1fH* Hay una atenuación intermedia cuando el transistor Q20 está conduciendo y el transistor Q21 está apagado, lo que ocurre cuando la frecuencia es igual a 2fH. Existe una máxima atenuación cuando ambos transistores Q20 y Q21 son conductivos, lo cual ocurre cuando la frecuencia es igual a 2.4fH* Los valores de los resistores R16, R71 y R72 se seleccionan para que el voltaje en la terminal 121 tenga amplitud pico a pico igual en cada uno de los valores de 1fH, 2fH y 2.4fH. Los criterios de selección de los resistores R16, R71 y R72 tienen como propósito ecualizar las amplitudes de corrección de enfoque de parábola horizontal en la terminal de salida 97A del amplificador de enfoque 97 en cada uno de los valores de 1fH, 2fH y 2.4fH* En la configuración de la Figura 1C, a diferencia de la Figura 1B, el valor del resistor R16 es igual a 56KO.

Claims (8)

1. REIVINDICACIONES 1.Un aparato de formación de imágenes de vídeo, que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una primera señal parabólica (V5) a una frecuencia relacionada a una frecuencia de desviación (fH), seleccionada de una pluralidad de frecuencias, que tiene una amplitud determinada de conformidad con la frecuencia seleccionada; caracterizada por un divisor de voltaje (CDS, R16) que incluye un primer resistor
2. (CDS) que tiene una entrada acoplada a dicha fuente de tal primera señal parabólica (V5), para generar una señal parabólica atenuada
3. (V5') que tiene una amplitud de conformidad con un valor del mencionado primer resistor; un circuito de control (70) que responde a una señal de control que es indicativa de la mencionada primera señal parabólica (V5) y acoplada a tal primer resistor (CDS) para variar dicho valor del mencionado primer resistor (CDS), de conformidad con tal señal de control; y un amplificador (97) que responde a la mencionada señal parabólica atenuada (V5') y acoplada a tal electrodo de enfoque (17) para amplificar dicha señal parabólica atenuada (V5') para generar un voltaje de enfoque dinámico (FV) a tal electrodo de enfoque (17). 2. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, en donde tal divisor de voltaje (CDS, R16) comprende adicionaimente un segundo resistor (R16) y en donde el mencionado circuito de control (70) comprende un amplificador (Q10, Q11, R19, R23, R24) que responde a tal señal parabólica (V5) para ajustar una relación entre los mencionados primer y segundo resistores (CDS, R16) de conformidad con una magnitud de dicha primera señal parabólica (V5). 3. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, que comprende adicionalmente un amplificador (Q10, Q11, R19, R23, R24) que responde a la mencionada señal parabólica atenuada (V5') para controlar automáticamente dicha señal parabólica atenuada (V5') de una manera de retroalimentación negativa.
4. 4. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho primer resistor (CDS) comprende un foto-resistor.
5. 5. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, en donde tal primera señal parabólica (V5) se desarrolla en un capacitor de configuración S (CS1, CS2, CS3) y está acoplado de manera capacitiva (C4) al mencionado divisor de voltaje (CDS, R16).
6. 6. Un aparato de formación de imágenes de vídeo, que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una señal parabólica (V5) a una frecuencia relacionada a una frecuencia de desviación (fH), seleccionada de una pluralidad de frecuencias, que tiene una amplitud determinada de conformidad con la frecuencia seleccionada; caracterizada por un conmutador controlable (Q21, Q20) que responde a una señal (60c, 60d) que es indicativa de la frecuencia (fH) de tal voltaje parabólico (V5) que tiene un primer estado (ALTO, ALTO) cuando se selecciona una primera frecuencia y un segundo estado (BAJO, BAJO) cuando se selecciona una segunda frecuencia; un divisor de voltaje (R16, R71, R72) que incluye un resistor (R16) acoplado a dicho conmutador (Q20, Q21) para seleccionar el mencionado resistor, cuando tal primera frecuencia se selecciona y para de-seleccionar tal resistor, cuando dicha segunda frecuencia se selecciona para producir una señal parabólica atenuada (V5') de manera que una atenuación de dicho divisor de voltaje se determina de conformidad con el estado de tal conmutador; y un amplificador (97) que responde a la mencionada señal parabólica atenuada (V5') y acoplada a tal electrodo de enfoque (17) para amplificar dicha señal parabólica atenuada (V5') para generar un voltaje de enfoque dinámico (FV) a tal electrodo de enfoque (17).
7. 7. Un aparato de formación de imágenes de vídeo que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una primera señal parabólica (V5) a una frecuencia relacionada a una frecuencia de desviación (fH), seleccionada de una pluralidad de frecuencias, que tiene una amplitud determinada de conformidad con la frecuencia seleccionada; caracterizada por un divisor de voltaje (CDS, R16) que incluye una primera impedancia (CDS) que tiene una entrada acoplada a dicha fuente de tal primera señal parabólica (V5), para generar una señal parabólica dividida de voltaje (V5') que tiene una amplitud de conformidad con un valor de la mencionada primera impedancia; y un circuito de control (70) que responde a una señal parabólica dividida de voltaje (V5') estando acoplada al mencionado electrodo de enfoque (17) para desarrollar un voltaje de enfoque dinámico (FV) a tal electrodo de enfoque (17).
8. 8. Un aparato de formación de imágenes de vídeo que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una primera señal parabólica (V5) a una frecuencia relacionada a una frecuencia de desviación (fH), seleccionada de una pluralidad de frecuencias, que tiene una amplitud determinada de conformidad con la frecuencia seleccionada; caracterizada por un divisor de voltaje (CDS, R16) que incluye una primera impedancia (CDS) que tiene una entrada acoplada a dicha fuente de tal primera señal parabólica (V5), para generar una señal parabólica dividida de voltaje (V5') que tiene una amplitud de conformidad con un valor de ia mencionada primera impedancia (CDS); y un circuito de control (70) que responde a una señal de control y acoplada a tal primera impedancia (CDS) para variar tal valor de la mencionada primera impedancia (CDS) de conformidad con tal primera señal de control, de una manera continua no conmutada, la mencionada señal parabólica dividida de voltaje (V5') está acoplada a dicho electrodo de enfoque (17) para desarrollar un voltaje de enfoque dinámico (FV) al mencionado electrodo de enfoque (17).