MXPA99007299A - Circuito de correccion de aterrizaje de haz dinamico de multiples modos - Google Patents

Abstract

Un aparato de formación de imágenes de vídeo incluye una fuente de una señal de puesta en blanco de voltaje de enfoque dinámico periódico. Un amplificador de voltaje de enfoque dinámico incluye un interruptor que responde a la señal de puesta en blanco de voltaje de enfoque dinámico para aplicar un voltaje de enfoque dinámico a un electrodo de enfoque, cuando el interruptor estáen un primer estado, y para deshabilitar la aplicación del voltaje de enfoque dinámico, cuando el interruptor estáen un segundo estado, con el fin de proporcionar la medición automática de polarización de cine. Un segundo interruptor que responde a la señal de puesta en blanco de voltaje de enfoque se acopla con el amplificador para aplicar una corriente a una etapa del amplificado, cuando se deshabilita el voltaje de enfoque. La corriente aplicada ajusta el voltaje de enfoque, hasta un nivel más cercano al establecido inmediatamente después de que se habilita el voltaje de enfoque dinámico para reducir una condición transitoria.

Description

CIRCU ITO PE CORRECCIÓN DE ATERRIZAJE DE HAZ DINÁMICO DE MÚLTIPLES MODOS La invención se refiere a una configuración de corrección de distorsión de aterrizaje de haz. ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Una imagen desplegada en un tubo de rayos catódicos (CRT) puede sufrir de imperfecciones o distorsiones tales como desenfoque o no linealidad que es incidente a la exploración del haz en el tubo de rayos catódicos. Tales imperfecciones o distorsiones ocurren porque la distancia desde el cañón de electrones del tubo de rayos catódicos a la placa frontal varía marcadamente conforme el haz se desvía, por ejemplo, en ia dirección horizontal . Reducir el desenfoque que ocurre conforme el haz de desvía en la dirección horizontal , por ejemplo, se puede obtener desarrollando un voltaje de enfoque dinámico que tiene un componente de voltaje de parabólico en la dirección horizontal y aplicar el voltaje de enfoque dinámico a un electrodo de enfoque del tubo de rayos catódicos para variar dinámicamente el voltaje de enfoque. Es conocido derivar el componente de voltaje parabólico en la dirección horizontal desde un voltaje de corrección de configuración en S en un capacitor de configuración en S de una etapa de salida de desviación horizontal. El tubo de rayos catódicos que emplea enfoque dinámico puede tener cableado interno q ue coloca el voltaje de enfoque dinámico cerca de, por ejemplo, el cañón de electrones azul. En operación normal , la proximidad al cañón de electrones azul puede no causar ningún problema. Sin embargo, cuando se hace una medición de polarización de corriente baja en un circuito de polarización de cinescopio automática (AKB), durante varios tiempos de línea de vídeo que siguen inmediatamente el retrazo vertical, denominado el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el acoplamiento parásito del componente horizontal del voltaje de enfoque dinámico puede introducir un error en la polarización del electrodo de cátodo del cañón de electrones azul. Como resultado, la polarización del cañón de electrones azul puede no rastrear ia polarización de los cañones de electrones verde y rojo. Esto puede llevar a cambios de temperatura inaceptables del color de fondo. Puede ser deseable remover el componente horizontal del voltaje de enfoque dinámico, durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Por io tanto, el acoplamiento indeseable del electrodo de enfoque es, convenientemente, eliminado. También puede ser deseable evitar un voltaje transitorio significativo del voltaje de enfoque, después del final del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Dicho voltaje transitorio podría ocurrir cuando se restablece el voltaje de enfoque dinámico horizontal , después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Al llevar a cabo un aspecto de la invención, durante el retrazo vertical y durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática , el amplificador de voltaje de enfoque evita el acoplamiento de energ ía del circuito de enfoque dinámico al circuito de polarización de cinescopio automática. En lugar de eso, se alimenta una corriente constante a un resistor de carga para desarrollar un voltaje de salida del amplificador que es aproximadamente igual al pico positivo de los componentes sumados de voltaje parabólico, durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Convenientemente, esto se hace para evitar el error de voltaje de enfoque transitorio antes mencionado de varios cientos de voltios cuando la exploración vertical vuelve a comenzar en el extremo izquierdo de la primera l ínea horizontal después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Un aparato de formación de imágenes, que incluye un aspecto de la invención , incluye un amplificador que tiene una primera entrada que responde a una señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque para generar en una salida del amplificador un componente de voltaje de enfoque dinámico de un voltaje de enfoque que está acoplado a un electrodo de enfoque. Un primer conmutador semiconductor responde a una señal de control periódico y está acoplado a una trayectoria de señal de la señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque para desactivar el componente de enfoque dinámico, durante un intervalo de medición de polarización de cinescopio automática de un ciclo de desviación. Un segundo conmutador semiconductor responde a una señal de control periódico y está acoplado al amplificador para aplicar una segunda señal de entrada a una segunda entrada del amplificador para controlar el voltaje de enfoque, durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Fuera del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, la segunda señal de entrada se desacopla del amplificador. BREVE DESCRI PCIÓ N DE LOS DI B UJOS Las Figuras 1 A y 1 B ilustran una etapa de salida de circuito de desviación horizontal y un generador de voltaje de enfoque dinámico, de conformidad con un aspecto de la invención; La Figura 2, ¡lustra un circuito de retraso, de conformidad con un aspecto de la invención. Las Figuras 3A-3B y 4A-4D ¡lustran formas de onda útiles para explicar la operación del circuito de retraso de conformidad con la Figura 2. DESCRI PC IÓN DE LAS MODALI DADES PREFER I DAS La Figura 1 A ilustra una etapa de salida de circuito de desviación horizontal 101 de un receptor de televisión que tiene capacidad de múltiples frecuencias de exploración. La etapa 101 está energizada mediante un suministro de energía regulada 100 que genera un voltaje de suministro B+. U na etapa excitadora convencional 103 responde a una señal de entrada 107a a la frecuencia de exploración horizontal seleccionada nfH. La etapa excitadora 103 genera una señal de control de excitación 103a para controlar la operación de con m utación en un transistor de conmutación 1 04 de la etapa de salida 101 . A manera de ejemplo, un valor de n= 1 puede representar la frecuencia horizontal de una señal de televisión de conformidad con un estándar dado tal como un estándar de transmisión . El colector del transistor 104 está acoplado a una terminal TOA de un devanado primario T0W1 de un transformador de retorno TO. El colector del transistor 104 también está acoplado a un capacitor de retrazo no conmutado 105. El colector del transistor 104 está adicionalmente acoplado a un devanado de desviación horizontal LY para formar un circuito resonante de retrazo. El colector del transistor 104 también está acoplado a un diodo amortiguador convencional 108. El devanado LY está acoplado en serie con un inductor de linealidad LI N y un capacitor de configuración S o de trazo no conmutado CS1 . El capacitor CS 1 está acoplado entre una terminal 25 y un potencial de referencia, o tierra G N D de manera que la terminal 25 está interpuesta entre el inductor LIN y el capacitor de configuración S CS 1 . La etapa de salida 101 es capaz de producir una corriente de desviación iy. La corriente de desviación iy tiene sustancialmente la misma amplitud predeterminada para cualquier frecuencia de exploración horizontal seleccionada de la señal 103a seleccionada de un rango de 2fH a 2.4fH y para una frecuencia horizontal seleccionada de 1 fH. El control de la amplitud de la corriente de desviación iy se lleva a cabo incrementando automáticamente el voltaje B+ cuando se incrementa la frecuencia horizontal y viceversa, para mantener la amplitud constante de la corriente de desviación iy. El voltaje B+ es controlado por un suministro de energía regulada convencional 100 operando en una configuración de circuito cerrado vía un devanado de retroalimentación T0W0 del transformador TO. La magnitud del voltaje B+ se establece, de conformidad con una señal de pulso de retorno de retroalimentación FB que tiene una magnitud indicativa de la amplitud de la corriente iy. Una señal de parábola de valor vertical E-W está convencionalmente acoplada al suministro de energía 100 para producir un componente de parábola de valor vertical del voltaje B+ para proporcionar corrección de distorsión Este-Oeste. U n circuito de conmutación 60 se utiliza para corregir un error de aterrizaje de haz tal como la linealidad . El circuito 60 acopla selectivamente uno o ambos de un capacitor de trazo o capacitor de configuración S CS2 y un capacitor de configuración S o de trazo CS3 en paralelo con el capacitor de trazo CS 1 . El acoplamiento selectivo se determina como una función del rango de frecuencias del cual se selecciona la frecuencia de exploración horizontal. En el circuito de conmutación 60, el capacitor CS2 está acoplado entre la terminal 25 y un electrodo de dren de un conmutador de transistor de efecto de campo (FET) Q2. Un electrodo de fuente del transistor Q2 está acopiado a tierra GN D. Un resistor de protección R2 que evita el voltaje excesivo a través del transistor Q2 está acoplado a través del transistor Q2. U n registro 201 aplica señales de control de conmutación 60a y 60b . La señal de control 60a está acoplada vía un compensador 98 a un electrodo de compuerta del transistor Q2. Cuando la señal de control 60a está a un primer nivel seleccionable, el transistor Q2 se apaga. Por otro lado, cuando la señal de control 60a está a un segundo nivel seleccionable, el transistor Q2 se enciende. El compensador 98 proporciona el desplazamiento de nivel requerido de la señal 60a para lograr la operación de conmutación mencionada anteriormente, de una manera convencional. En el circuito de conmutación 60, el capacitor CS3 está acoplado entre la terminal 25 y un electrodo de dren de un conmutador de transistor de efecto de campo Q2'. El conmutador de transistor de efecto de campo Q2' es controlado por la señal de control 60b en una manera a la que el conmutador de transistor de efecto de campo Q2 es controlado por la señal de control 60a. Es así que, un compensador 98' realiza una función similar a la del compensador 98. Un microprocesador 208 responde a una señal de datos 209b generada en un convertidor de señales de frecuencia a datos 209. La señal 209b tiene un valor numérico que es indicativo de la frecuencia de una señal de sincronía HORZ-SYNC o corriente de desviación iy. El convertidor 209 incluye, por ejemplo, un contador que cuenta el número de pulsos de reloj , durante un periodo dado de la señal HORZ-SYNC y genera la señal de palabra 209a de conformidad con el número de pulsos de reloj que ocurren en el periodo dado. El microprocesador 208 genera una señal de datos de control 208a que está acoplada a una entrada del registro 201 . El valor de la señal 208a se determina de conformidad con el valor horizontal de la señal HORZ-SYNC. El registro 201 genera, de conformidad con la señal de datos 208a, las señales de control 60a y 60b a niveles determinados por la señal 208a, de acuerdo con la frecuencia de ia señal HORZ-SYNC. Alternativamente, el valor de la señal 208a puede estar determinado por una señal 109b que es proporcionada por un teclado, no mostrado. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal iy es 1 fH, los transistores Q2 y Q2' se encienden . El resultado es que ambos capacitores de configuración S CS2 y CS3 son capacitores de configuración S en circuito que está acoplados en paralelo con el capacitor de configuración S no conmutado CS1 y establecen un valor máximo de capacitancia S. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal iy es igual a o mayor que 2fH y menor que 2. 14 fH, el transistor Q2 se apaga y el transistor Q2' se enciende. El resultado es que el capacitor de configuración S CS2 se desacopla del capacitor de configuración S no conmutado CS1 y el capacitor de configuración S CS3 se acopla al capacitor de configuración S CS1 para establecer un valor de capacitancia S intermedio. Cuando la frecuencia de la corriente de desviación horizontal iy es igual a o mayor que 2.14fH, los transistores Q2 y Q2' se apagan . El resultado es que los capacitores de configuración S CS2 y CS3 se desacoplan del capacitor de configuración S no conmutado CS 1 y establecen un valor de capacitancia S mínimo. La corriente de desviación iy en el capacitor CS1 . CS2 o CS3 produce un voltaje parabólico de configuración S V5.

La capacitancia de retrazo total formada por el capacitor 105 no cambia a las diferentes frecuencias de exploración. Posteriormente, el intervalo de retrazo tiene la misma longitud a las diferentes frecuencias de exploración. Los valores de los capacitores CS 1 , CS2 y CS3 se seleccionan para producir el voltaje parabólico V5 a diferentes amplitudes a diferentes frecuencias de exploración. Las diferentes amplitudes del voltaje V5 son requeridas porque la longitud del intervalo de retrazo es constante. La Figura 1 B, ilustra un generador de voltaje de enfoque dinámico 99, que incluye un aspecto de la invención . Los símbolos y numerales sim ilares en las Figuras 1 A y 1 B indican funciones o artículos similares. El voltaje V5 de la Figura 1 B tiene picos de retrazo que van a negativo. La amplitud pico a pico del voltaje parabólico V5 es aproximadamente 60V a 16KHz o 1 fH, 80V a 2fH y 125V a 2.4fH. El voltaje parabólico V5 está acoplado capacitivamente vía un capacitor C4 a un resistor R 16. Un divisor de voltaje controlado o atenuador que incluye el resistor R16 y un resistor CDS desarrolla un voltaje parabólico atenuado V5' en una terminal 120. La atenuación del divisor de voltaje se determina por el estado de conducción del foto-resistor de sulfato de cadmio CDS que es parte de un foto-acoplador PC 1. El foto-resistor C DS responde a la luz de un diodo emisor de luz LED que es parte del foto-acoplador PC 1 . La luz del diodo emisor de luz responde a una corriente de un transistor darlington Q 10. El tran sistor darl ington Q 1 0 y un transistor darlington Q 1 1 están acoplados entre ellos y a un resistor R19, un resistor R23 y un resistor R24 para formar un amplificador diferencial. La base del transistor Darlington Q11 está acoplada a un voltaje de referencia constante de 3 voltios derivado de un suministro de 12V vía el divisor resistivo formado por un resistor R11 y un resistor R12. El componente de corriente directa del voltaje V5' es casi de 0 voltios. El componente de corriente alterna se determina mediante los resistores R16 y CDS y un resistor R17. El valor del resistor CDS se determina por la energía de luz del diodo emisor de luz LED. El componente de corriente alterna del voltaje V5', un voltaje V5", está acoplado a través de un capacitor C21 a la base del transistor Darlington Q10 y al cátodo de un diodo de bloqueo D6. El pico negativo del voltaje V5" se mantiene a -0.6 voltios mediante el diodo de bloqueo D6. El pico positivo del voltaje V5" encenderá el transistor Darlington Q10 cuando se exceda el nivel de +3 voltios en la base del transistor Darlington Q11. Cuando se enciende el transistor Darlington Q10, la corriente fluye a través del diodo emisor de luz y se produce flujo de luz. Este flujo de luz actúa en el resistor CDS para reducir su valor resistivo, la amplitud del voltaje V5' y la amplitud del voltaje V5". La velocidad de respuesta del cambio del valor resistivo del resistor CDS es muy lenta. Esto actúa como un filtro de paso bajo en el circuito de retroalimentación negativo. Conforme el valor de pico positivo de V5" disminuye a + 3V, el tiempo de encendido del transistor Q10 se reduce y la energía de luz promedio del diodo emisor de luz se incrementa hasta que se establece un equilibrio. Entonces, se mantiene la amplitud de pico positivo del voltaje V5" a aproximadamente 4 voltios independientemente de la amplitud o frecuencia de entrada. El voltaje de activación V5' desarrollado en la terminal de unión 120 de los resistores CDS y R 16, está acoplado capacitivamente a través de un capacitor C3, un resistor R 17 y un capacitor C24 a una terminal de entrada de unión de suma 121 de un amplificador de enfoque 97. La acción de control de ganancia del resistor CDS regula el voltaje en la terminal 121 para tener igual amplitud pico a pico en cada uno de los valores 1 fH, 2ÍH y 2.4fH. El capacitor C3 proporciona acoplamiento capacitivo para la parábola horizontal . Un capacitor C 10 acopla de manera capacitiva una parábola vertical V8, producida en una manera convencional, no mostrada, a la terminal 121 . El punto de operación de corriente directa del amplificador de enfoque 97 es determinado mediante un resistor R5 y no por las señales parabólicas, porque el acoplamiento capacitivo elimina un componente de corriente directa. El capacitor C24 corrige un retraso de fase ocasionado por una capacitancia parásita de entrada, no mostrada, del amplificador 97 de manera que ia corrección de enfoque horizontal se temporiza adecuadamente. En el amplificador 97, un transistor Q5 y un transistor Q6 están acoplados entre ellos para formar una etapa de entrada diferencial. Estos transistores tienen una relación muy alta de corriente de colector a corriente de base, denominada beta, para incrementar la impedancia de entrada en la terminal 121 . Los voltajes de unión base emisor de los transistores Q5 y Q6 se compensan entre ellos y reducen la desviación de polarización de corriente directa con cambios de temperatura. El resistor R 1 1 y el resistor R12 forman un divisor de voltaje que se aplica a un voltaje de suministro V10 a +12V para polarizar el voltaje de base del transistor Q6 a aproximadamente +3V. El valor de un resistor de emisor R10 que está acoplado a los emisores de los transistores Q5 y Q6 se selecciona para conducir una corriente máxima de aproximadamente 6 mA. Esto protege un transistor de alto voltaje Q20. El transistor Q20 está acoplado al transistor Q5 vía un transistor Q 13 que opera como un conmutador. El transistor Q20 está acoplado al transistor Q5 vía el transistor Q 13 en una configuración de cascodo. El transistor Q20 necesita estar protegido de ser sobreexcitado porque el transistor Q20 puede tolerar solamente hasta 10 mA de corriente de colector. Esto se logra porque el amplificador 97 tiene alta transconductancia a un corriente de colector de hasta 6 mA y menor transconductancia arriba de 6 mA. La configuración de cascodo de los transistores Q20, Q13 y Q5 aisla la capacitancia Miller, no mostrada, a través de la unión colector - base del transistor Q20, y por lo tanto el ancho de banda se incrementa. La configuración de cascodo también hace que la ganancia del amplificador sea independiente del beta bajo del transistor de alto voltaje Q20. U n devanado T0W3 del transformador TO de la Figura 1 A produce un voltaje de retrazo escalonado hacia arriba que se rectifica en un diodo D 12 y se filtra en un capacitor C 13 para producir un voltaje de suministro VSU para energizar el generador de voltaje de enfoque dinámico 99 de la Figura 1B. Un transistor activo de activación Q1 tiene un colector acoplado al voltaje de suministro VSU. Un resistor de activación de base R1 del transistor Q1 está acoplado al voltaje VSU vía una configuración autoelevadora o excitadora que incluye un diodo D7 y un capacitor C26. Un diodo D5 está acoplado en serie con el resistor R1 y está acoplado al colector del transistor Q20. Un diodo D4 está acoplado entre el emisor del transistor Q1 en la terminal 97a y el colector del transistor Q20. Durante los picos negativos de la forma de onda de salida en la terminal 97a, el diodo D7 bloquea una terminal de extremo del capacitor C26 en el cátodo del diodo D7 al voltaje de suministro de + 1600V VSU y el transistor Q20 lleva la otra terminal de extremo del capacitor C16 a un potencial de casi cero. El transistor Q1 se mantiene apagado por las acciones de los diodos D4 y D5. Conforme se incrementa el voltaje en la terminal 97a, la energía almacenada en el capacitor C26 se alimenta a través del resistor R1 a la base del transistor Q1. El voltaje a través del resistor R1 se mantiene alto, y la corriente de base en el transistor Q1 también se mantiene, aún conforme el voltaje colector a emisor a través del transistor Q1 se aproxima a cero. Por lo tanto, se mantiene la corriente de emisor del transistor Q1. El pico positivo de salida en la terminal 97a puede entonces estar muy cerca del voltaje de suministro VSU de +1600V sin distorsión. Una capacitancia C1 representa la suma de la capacitancia parásita del electrodo de enfoque 17 y del cableado. El transistor activo de excitación Q 1 es capaz de proporcionar una corriente de la terminal 97a para cargar la capacitancia parásita C 1 . El transistor de reducción Q20 es capaz de derivar corriente vía el diodo d4 de la capacitancia C 1 . Convenientemente, la configuración activa de excitación se utiliza para obtener un tiempo de respuesta rápido con una reducción de disipación de energía. El amplificador 97 utiliza retroalimentación en paralelo para la salida en la terminal 97a vía un resistor de retroalimentación R2. Los resistores R17 y R2 se seleccionan para producir un voltaje de valor horizontal de 1000V en la terminal 97a. Como resultado , la ganancia de voltaje del amplificador 97 es de varios cientos. Los componentes de voltaje de enfoque dinámico en el valor horizontal producidos por el voltaje V5 y al valor vertical producidos por el voltaje V8 están acoplados de manera capacitiva vía un capacitor de bloqueo de corriente directa C22 a un electrodo de enfoque 17 de un tubo de rayos catódicos 10 para desarrollar un voltaje de enfoque dinámico FV. Un componente de voltaje de corriente directa del voltaje FV, desarrollado por un divisor de voltaje formado por un resistor R28 y un resistor R29, es igual a 8 KV. Un señal de control periódico V13 está a un estado ALTO, durante la extinción vertical y durante, por ejemplo, cuatro tiempos de línea de vídeo que siguen la extinción vertical , denominada como el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, no mostrado. La señal V13 es producida por un circuito de retraso 200 que retrasa una señal convencional de extinción vertical EXTI NC IÓN VERTICAL por un número adecuado de tiempos de línea de vídeo tales como tres o cuatro. Las Figuras 3A-3B y 4A-4D ilustran formas de onda útiles para explicar la operación del circuito de retraso 200 de la Figura 2. Las formas de onda de las Figuras 4A-4D se muestran con una base de tiempo expandido con respecto a las de las Figuras 3A-3B. Los símbolos y números similares en las Figuras 1 A, 1 B, 2, 3A-3B y 4A-4D indican funciones o artículos similares. En la configuración de la Figura 2, una señal de extinción compuesta convencional COMPU ESTA-EXTINCIÓN de la Figura 3A se aplica a un integrador no simétrico 203 que incluye un resistor R99 acoplado a un capacitor C99 de la Figura 2. El resistor R99 está acoplado en paralelo con un diodo D99 para proporcionar la característica de no simetría. El integrador no simétrico 203 se utiliza para remover pulsos de extinción horizontales HB de la Figura 3A usando una constante de tiempo largo del resistor R99 y el capacitor C99 mientras se recupera un borde inductivo de extinción en el tiempo t2 con una constante de tiempo rápido del diodo D99 y el capacitor C99. Para obtener la señal COM PU ESTA-EXTI NC IÓN , un procesador de desviación convencional 201 del tipo TDA9151 genera una señal de castillo de arena SC acoplada a un comparador 202 que retira un pulso de bloqueo , no mostrado de la señal SC. El resultado es que la señal COMPUESTA-EXTINCIÓN de la Figura 3A está a un estado BAJO, durante un intervalo de extinción vertical VB y durante un pulso de extinción horizontal H B. Por otro lado, cuando no se requiere la extinción del tubo de rayos catódicos, la señal COMPUESTA-EXTINCIÓN está en un estado ALTO. El integrador 203 de la Figura 2 filtra pulsos de extinción horizontales H B de la Figura 3A para producir una señal filtrada de paso bajo VERTICAL- PU ESTA EN BLANCO de la Figura 3B. La señal VERTICAL - EXTI NCIÓN logra un estado BAJO en el tiempo t1 , de conformidad con una retraso corto producido por el integrador 203 de la Figura 2. La señal VERTICAL - EXTI NC IÓN logra un estado ALTO en el tiempo t3 de la Figura 3B después de un tiempo de retraso corto de un tiempo de terminación t2 de la Figura 3A del intervalo de extinción vertical VB. El tiempo de retraso t2-t3 es, convenientemente, corto y no se afecta significativamente por tolerancias de los componentes debido a la operación de carga rápida vía el diodo 99 de la Figura 2. La señal VERTICAL - EXTI NCIÓN está acoplada a una entrada de datos 204a de un circuito basculante tipo D 204. Una salida invertida 204b del circuito basculante 204 está acoplado a una entrada de datos 205a de un circuito basculante tipo D 204. Una salida 205b del circuito basculante 205 está acoplada a una entrada de datos 206a de un circuito basculante tipo D 206. U na salida 206b del circuito basculante tipo 206 está acoplada a una entrada de datos 207a de u n circuito basculante tipo D 207.

Una salida 207b del circuito basculante 207 y ia salida invertida 204b del circuito basculante 204 están acopladas vía un resistor 208 y un resistor 209, respectivamente, a una terminal de unión 210 para formar una función lógica resistiva O. Una señal de pulso de retorno de velocidad horizontal RETORNO de la Figura 1 A está acoplada a una terminal de entrada de reloj de cada uno de los circuitos basculantes 204-207 de la Figura 2. Los circuitos basculantes 204-207 forman un registro de desplazamiento de cuatro etapas, medido en el borde principal que va hacia positivo de la señal de pulso de retorno RETORNO. El circuito basculante 204 produce un borde principal de la señal V13 en la terminal 210 en el tiempo t1 de la Figura 3C, cercano a un tiempo tO de la Figura 3A, en el tiempo de inicio del intervalo de extinción vertical VB. En el tiempo t3 de la Figura 3B, que sigue inmediatamente al tiempo de terminación t2 del intervalo de extinción vertical VB de la Figura 3A, la señal VERTI CAL - EXTI NC IÓN logra el estado alto. La operación de los circuitos basculantes 204-207 de la Figura 2 es mantener la señal V13 en el estado ALTO, durante un intervalo t3-t4 de la Figura 3C. El circuito basculante 204 de la Figura 2 cambia estado cuando un primer pulso RETORNO(1 ) de la señal RETORNO de la Figura 4B ocurre. El pulso RETORNO (1 ) ocurre después del borde de conducción de la señal VERTICAL -EXTI NC IÓN en el tiempo t3 de la Figura 4B. Cuando un cuarto pulso RETORNO(4) de la señal RETORNO de la Figura 4B ocurre, después del cam bio de estado en el circuito basculante 204 de la Figura 2 , el circuito basculante 207 cambia estado y produce un borde de conducción de la señal V13 en el tiempo t4 de la Figura 4C. Es así que, como el tiempo de retraso t3-t4 se determina por la señal RETOR NO que se mide en tiempo de manera precisa, el borde de conducción de la señal V13 en el tiempo t4 se controla estrictamente, de manera conveniente. La señal V13 está acoplada vía un resistor R26 a la base de un transistor conmutador Q 15. El colector del transistor Q 15 está acoplado vía un resistor R27 a una terminal de unión entre el emisor del transistor Q20 y el colector del transistor Q13. El colector del transistor Q 13 está acoplado al emisor del transistor Q20 y el emisor del transistor Q 13 está acoplado al colector del transistor Q5. Durante la extinción vertical y durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el transistor Q13 es apagado por el transistor Q 15 y bloquea el flujo de corriente del colector del transistor Q5 al emisor del transistor Q20. Al llevar a cabo un aspecto de la invención, la corriente de emisor para Q20 se mantiene durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática vía el resistor R27 y el transistor Q 15. El resistor R27 está acoplado entre el emisor del transistor Q20 y tierra durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el resistor R27 tiene a través de él un voltaje constante de aproximadamente 1 1 .3 voltios. El valor del resistor R27 se selecciona para producir una corriente constante en el transistor Q20 de manera que un voltaje desarrollado a través del resistor R 1 es igual a la diferencia entre el voltaje de suministro VSU y el valor pico del voltaje de enfoque dinámico en la terminal 97a. Esto elimina un voltaje de enfoque transiente no deseado y el desenfoque de la primera línea de vídeo que de otra manera podrían ocurrir cuando el voltaje de enfoque dinámico normal comienza después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. Si el resistor R27 no estuviera acoplado al emisor del transistor Q20, el voltaje de salida del amplificador 97 en la terminal 97a tendería a alcanzar el nivel de voltaje de suministro VSU de + 1600 V. Sin embargo, el pico requerido de la forma de onda en la terminal 97a es comúnmente 1450 V. Si el voltaje de salida del amplificador en la terminal 97a fuera a ser 1600 V, durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, habría ocurrido un transiente grande al inicio de la primera l ínea horizontal visible, en la parte superior de la imagen. El transiente, inconvenientemente, habría ocasionado que la porción de inicio de la primera l ínea horizontal visible que ocurre después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, estuviera desenfocada. Para evitar este transiente tan grande, la corriente en el transistor Q 15, que proporciona trayectoria de corriente al transistor Q20 a través del resistor R27, disminuye el voltaje de salida en la terminal 97a, durante la extinción vertical y durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática. El transistor Q20 actúa como una fuente de corriente y produce una caída de voltaje a través del resistor R 1 . Durante el intervalo de medición de polarización de cinescopio automática, el voltaje de enfoque dinámico en la terminal 97a se establece a un nivel aproximadamente igual al pico de los componentes sumados parabólicos horizontal y vertical. Por lo tanto, convenientemente, se reduce el transiente de voltaje de enfoque, después del intervalo de medición de polarización de cinescopio automática.

Claims (13)

1. REIVINDICACIONES 1.Un aparato de formación de imágenes de vídeo, que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque (V5); caracterizada por un amplificador (97) que tiene una primera entrada que responde a la mencionada señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque (V5) para generar en una salida (97a) del mencionado amplificador un componente de voltaje de enfoque dinámico de un voltaje de enfoque (FV) que está acoplado a tal electrodo de enfoque (17); un primer conmutador semiconductor (Q13) que responde a una señal de control periódica (V13) y está acoplado a una trayectoria de señal de la mencionada señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque (V5) para desactivar dicho componente de voltaje de enfoque dinámico, durante un intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB) de un ciclo de desviación; y un segundo conmutador semiconductor (Q15) que responde a una señal de control periódica (V13) y está acoplado al mencionado amplificador (97) para aplicar una segunda señal de entrada a una segunda entrada del mencionado amplificador para controlar tal voltaje de enfoque, durante dicho intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB), de manera que, fuera del mencionado intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB), tal segunda señal de entrada se desacopla de tal amplificador (97).
2. 2. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con ia reivindicación 1, en donde la operación del mencionado segundo conmutador semiconductor (Q15) establece dicho voltaje de salida del amplificador, en un tiempo de finalización de tal intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB), a un nivel más cercano a un nivel determinado por una porción de la mencionada señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque (V5), después que ha terminado el mencionado intervalo de medición de polarización de cinescopio automática.
3. 3. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho primer conmutador semiconductor (Q13) y el mencionado segundo conmutador semiconductor (Q15) tienden a cambiar tal voltaje de enfoque (FV) en direcciones opuestas, durante dicho intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB).
4. 4.. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho amplificador (97) comprende un par de transistores (Q5, Q20) acoplados entre ellos en una configuración de cascodo y en donde tal primer conmutador semiconductor comprende un transistor (Q13) acoplado entre el mencionado par de transistores (Q5, Q20).
5. 5. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1 , en donde dicho amplificador (97) comprende un par de transistores (Q5, Q20) acoplados a un resistor de carga (R27) y un transistor de sal ida (Q 1 ) acoplados a la mencionada salida (97a) y que responden a una señal desarrollada en tal resistor de carga (R27) y en donde el mencionado segundo conmutador semiconductor (Q 15) está acoplado a tal resistor de carga (R27) durante el mencionado intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB).
6. 6. U n aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1 , en donde tal voltaje de enfoque (FV) está acoplado de manera capacitiva (L22) desde la mencionada salida del amplificador (97a) a tal electrodo de enfoque (17) .
7. 7. U n aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 1 , en donde cada uno de los mencionados conmutadores comprende un transistor (Q 13, Q15) que responde a una señal de extinción de voltaje de enfoque común.
8. 8. U n aparato de formación de imágenes de vídeo, que comprende: un tubo de rayos catódicos (10) que incluye un electrodo de enfoque (17); una fuente de una señal de entrada de corrección de voltaje de enfoque (V5) ; caracterizada por u n primer transistor (Q20) que responde a tal señal de entrada (V5) y está acoplado a una terminal de control de un segundo transistor (Q 1 ), el mencionado segundo transistor (Q 1 ) estando acoplado al mencionado electrodo de enfoque (17) para suministrar un corriente en una primera dirección formando una configuración de activación hacia arriba, y dicho primer transistor (Q20) estando acoplado adicionalmente al mencionado electrodo de enfoque (17) de una manera que ignora el segundo transistor (Q1) para suministrar una corriente en una dirección opuesta formando una configuración de activación hacia abajo, los mencionados primero y segundo transistores (Q20, Q1) desarrollan un voltaje de enfoque dinámico (FV) en tal electrodo de enfoque (17); una fuente de una señal de extinción de voltaje de enfoque periódico (V13); y un tercer transistor (Q13) que responde a la mencionada señal de extinción (V13) para acoplar tal primer transistor (Q20) a dicho electrodo de enfoque (17), fuera de un intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB), y para desacoplar dicho primer transistor (Q20) del mencionado electrodo de enfoque (17), durante talo intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB).
9. 9. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 8 comprendiendo adicionalmente, un cuarto transistor (Q5) para acoplar a través del mismo el mencionado primer transistor (Q20) a tal electrodo de enfoque (17) de manera que dichos primero (q20) y cuarto (Q5) transistores están acoplados en una configuración de cascodo.
10. 10. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 9, en donde el mencionado tercer transistor (Q 13) está acoplado entre tales primero (Q20) y cuarto (Q5) transistores.
11. 1 1 . Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 9 comprendiendo adicionalmente, una resistencia de carga (R27) acoplada al mencionado primer transistor (Q20) y a dicha terminal de control de tal tercer transistor (Q 13) y un quinto transistor (Q 15) que opera como un conmutador y responde a la mencionada señal de extinción (V13) para aplicar una corriente a dicha resistencia de carga (R27) para controlar tal voltaje de enfoque (FV) durante el mencionado intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB) .
12. 12. U n aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 8 comprendiendo adicionalmente, una resistencia de carga (R27) acoplada al mencionado primer transistor (Q20) y a dicha terminal de control de tal tercer transistor (Q 13) y un cuarto transistor (Q 15) que opera como un conmutador y responde a la mencionada señal de extinción (V13) para aplicar una corriente a dicha resistencia de carga (R27) para controlar tal voltaje de enfoque (FV) durante el mencionado intervalo de medición de polarización de cinescopio automática (AKB).
13. 13. Un aparato de formación de imágenes de vídeo de conformidad con la reivindicación 8 comprendiendo adicionalmente, un cuarto transistor (Q5) acoplado a un quinto transistor (Q6) para formar con el mismo un amplificador diferencial . RESU MEN Un aparato de formación de imágenes de vídeo incluye una fuente de una señal de extinción de enfoque dinámico periódico. U n amplificador de voltaje de enfoque dinámico incluye un conmutador que responde a la señal de extinción de voltaje de enfoque dinámico para aplicar un voltaje de enfoque dinámico a un electrodo de enfoque, cuando el conmutador está en un primer estado, y para desactivar la aplicación del voltaje de enfoque dinámico, cuando el conmutador está en un segundo estado, con el fin de proporcionar la medición automática de polarización de cinescopio. Un segundo conmutador que responde a la señal de extinción de voltaje de enfoque se acopla con el amplificador para aplicar una corriente a una etapa del amplificador, cuando se desactiva el voltaje de enfoque. La corriente aplicada ajusta el voltaje de enfoque, hasta un nivel más cercano al establecido inmediatamente después de que se activa el voltaje de enfoque dinámico para reducir una condición transitoria.