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Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung einer
Bildschirmanzeigevorrichtung. Insbesondere betrifft die Erfindung
eine Steuerstufe einer Ost-West-(O-W) Kissenkorrekturschaltung für eine Kathodenstrahlröhre ("cathode ray tube" – CRT).
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STAND DER TECHNIK
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Aus wirtschaftlichen Gründen erfolgt
in den meisten Großbildschirm-CRT-Anzeigen
die Erzeugung der Ultor- oder Hochspannung in einem Horizontal-Ablenktransformator,
der Teil einer rasterkorrigierten Horizontal-Ablenkschaltung ist.
Strahlstromschwankungen verursachen Modulationen des Spitzenstroms
in der primären
Wicklung des Horizontal-Ablenktransformators
und der Hochspannung. Die primäre
Strommodulation erzeugt eine unerwünschte Ablenkstrommodulation.
Hochspannungsschwankungen ändern
die Ablenkempfindlichkeit und führen
zu Rastergrößenschwankungen.
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Ost-West-Rasterkorrekturschaltungen
benötigen
eine Rückkopplung
zur Stabilisierung des Schaltungsbetriebs. Rückkopplungen nach dem Stand
der Technik in Ost-West-Rasterkorrekturschaltungen verwenden die
Integration von Rücklaufimpulsen,
um eine Gleichstrom- ("direct
current" – DC) Fehlerspannung
für einen
Vergleich mit einer Vertikalraten-Ost-West-Aussteuerspannung zu erhalten. Die
Integrationszeitkonstante bestimmt den Frequenzgang für den linearen
Betrieb der Ost-West-Rasterkorrekturschaltung.
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Die Rückkopplung benötigt wegen
des Schaltbetriebs der Horizontal-Ablenkschaltung eine relativ lange
Zeitkonstante von mehreren horizontalen Zeilenperioden. Daher könnten schnelle
Strahlstromänderungen,
die eine abrupte Änderung
der Hochspannung verursachen, nicht schnell genug kompensiert werden.
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Einige Ost-West-Rasterkorrekturschaltungen
nach dem Stand der Technik stellen eine gewisse Isolierung während wenigstens
der zweiten Hälfte der
Rücklaufzeit
zwischen der primären
Wicklung des Horizontal-Ablenktransformators und der Ablenkschaltung
bereit. Ein Beispiel für
eine solche isolierende Rasterkorrekturschaltung ist der Vorwärtsregler.
U.S.-Patent Nr. 5,399,945 mit dem Titel "Raster Distortion Correction" [Rasterverzerrungskorrektur],
im Namen von Haferl, beschreibt ein Beispiel für den Vorwärtsregler.
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Der Vorwärtsregler enthält einen
Schalttransistor, der zwischen der primären Wicklung und der resonanten
Ablenkschaltung angeschlossen ist. Die Steuerschaltung des Vorwärtsreglers
benötigt
eine DC-Rückkopplung
für eine
Betriebsstabilität.
Ablenkstromstörungen,
wie "Mauszähne"-Rasterverzerrungen, die durch schnelle
Strahlstromänderungen
verursacht werden, werden durch die Isolierung während der zweiten Hälfte des
Rücklaufintervalls
deutlich verringert.
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Jede Änderung der Horizontal-Ablenktransformator-Belastung
führt zu
einer entsprechenden Änderung
des Spitzenstroms in der primären
Wicklung. Rasterverzerrungen, die durch Spitzenstrommodulationen
verursacht werden, werden über
eine Rückkopplungsschleife
korrigiert. Von Nachteil ist, dass die relativ lange Zeitkonstante,
die mit der DC-Rückkopplungsschleife
verbunden ist, eine unangemessene Wirkung erzielen könnte. Insbesondere
können
schnelle Lastübergänge sichtbare
Rasterverzerrungen erzeugen.
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KURZDARSTELLUNG
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Die Erfindung ist in ihren weitesten
Aspekten in den Ansprüchen
1 und 15 definiert.
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In einer Ablenkschaltung, die ein
erfindungsgemäßes Merkmal
darstellt, verwendet eine Steuerschaltung eine Technik des Ladungsvergleichs
an einem Abtastkondensator zum
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Vergleichen eines Ablenkrücklaufstroms
und eines Ost-West-Ansteuerstroms.
Vorteilhafterweise ist die Schaltung eigenstabilisiert und braucht
keine DC-Rückkopplung.
Die Schaltung kompensiert sofort Ladungsschwankungen, ohne eine
DC-Rückkopplungsschleife
zu benötigen.
Somit ist die Ansprechzeit viel rascher als bei Verwendung einer
Rückkopplungsschleife
und hängt
nur von den Parametern der Ablenkschaltung ab, wie der Ablenkfrequenz,
der Induktanz der primären
Wicklung und der Jochimpedanz. Ferner verbessert das verwendete
Abtastverfahren den linearen Betrieb und die Wärmestabilität.
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Bei der Ausführung eines erfindungsgemäßen Merkmals
enthält
eine Bildschirmanzeigevorrichtung eine Ablenkwicklung, die in einem
Rücklaufresonanzkreis
während
eines Rücklaufintervalls
enthalten ist. Ein erster Schalter spricht auf ein erstes Schaltsteuersignal
bei einer Frequenz an, die mit einer ersten Ablenkfrequenz in Beziehung
steht, und ist an die Ablenkwicklung gekoppelt, um einen Ablenkstrom
in der Ablenkwicklung zu erzeugen. Ein Abtastschalter ist an die
Ablenkwicklung und an einen ersten Kondensator gekoppelt, um ein
Signal abzutasten, das eine Größe des Ablenkstroms
anzeigt, und um in einem ersten Abschnitt eines gegebenen Ablenkzyklus
eine erste Ladung in dem ersten Kondensator zu speichern, die eine
Größe des Ablenkstroms anzeigt.
Eine Quelle eines Modulationssignals bei einer Frequenz, die mit
einer zweiten Ablenkfrequenz in Beziehung steht, ist an den ersten
Kondensator gekoppelt, um während
eines zweiten Teils des gegebenen Ablenkzyklus in dem ersten Kondensator
eine zweite Ladung zu speichern, die eine Größe des Modulationssignals in
entgegengesetzter Richtung zu der ersten Ladung anzeigt. Ein Komparator
spricht auf ein Signal an, das in dem ersten Kondensator aus der
ersten und der zweiten Ladung entwickelt wird, um ein zweites Schaltsteuersignal
in Übereinstimmung
mit einer Differenz zwischen diesen zu erzeugen. Ein dritter Schalter
spricht auf das zweite Schaltsteuersignal an und ist an die Ablenkwicklung
gekoppelt, um den Ablenkstrom auf eine Weise zu steuern, dass eine
Rasterverzerrung korrigiert wird.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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In den Zeichnungen:
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1 zeigt
das Schaltdiagramm einer rasterkorrigierten Horizontal-Ablenkschaltung,
die einen Aspekt der Erfindung darstellt; und
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2a–h zeigen
Wellenformen, die zur Erklärung
des Betriebs der Schaltung von 1 zweckdienlich
sind.
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Eine Horizontal-Ablenkschaltung 250 von 1, die einen Aspekt der
Erfindung darstellt, ist eine rasterkorrigierte Ablenkschaltung
vom Vorwärtsreglertyp.
Die Schaltung 250 stellt eine horizontale Ablenkung zum
Beispiel in einer Farb-Kathodenstrahlröhre (CRT) vom Typ Philips 110° A66 EAK 222X11
bereit. Die Schaltung 250 enthält einen Schalttransistor Q2,
der bei einer Horizontalfrequenz fH arbeitet,
die etwa 15,625 kHz im PAL-Standard ist, und eine antiparallele
Dämpfungsdiode
DQ2. Ein Rücklaufkondensator
C3 ist parallel zu dem Transistor Q2 und der Diode DQ2 gekoppelt.
Eine Ablenkwicklung LH ist seriell mit einem S-Formungs- oder Hinlaufkondensator C2
gekoppelt, die einen Schaltungszweig bilden, der parallel mit jedem
von dem Transistor Q2, der Diode DQ2 und dem Rücklaufkondensator C3 gekoppelt
ist, um einen Rücklaufresonanzkreis 100 während des
horizontalen Rücklaufs zu
bilden.
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Eine Rasterverzerrungskorrekturschaltung 200,
die ein erfindungsgemäßes Merkmal
darstellt, enthält
eine Ost-West-(O-W)-Steuerschaltung
300, welche die Schaltzeitgebung eines Metalloxidhalbleiter- ("metal Oxide semiconductor" – MOS) Schalttransistors Q1
einer Flyback-Schaltung 251 während des Rücklaufs steuert. Eine primäre Wicklung
W1 eines Horizontal-Ablenktransformators T der Schaltung 251 ist
zwischen einer Quelle einer B+ Spannung und einer Anode einer Diode
D1 gekoppelt. Die Kathode der Diode D1 ist an eine Drain-Elektrode des
Schalttransistors Q1 gekoppelt. Ein Flyback-Kondensator C1 ist an
einen Verbindungsanschluss W1a zwischen der Diode D1 und der Wicklung
W1 gekoppelt, um mit der Wicklung W1 einen Flyback-Resonanzkreis 99 der
Schaltung 251 zu bilden. Die Source-Elektrode des Transistors
Q1 ist über
einen Anschluss 62 an den Kollektor des Transistors Q2
der Schaltung 250 gekoppelt. Eine Schaltsteuerspannung
V101 erzeugt einen Ablenkstrom i3 und eine Rücklaufspannung V2 am Anschluss 62.
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Eine Steuerstufe 101, die
einen Horizontalfrequenzoszillator und einen Phasendetektor enthält, in 1 nicht im Detail dargestellt,
spricht auf ein horizontales Synchronisiersignal H SYNC IN an. Das Signal
H SYNC IN wird zum Beispiel von einem Videodetektor eines Fernsehempfängers, nicht
dargestellt, abgeleitet und wird auf einen gemeinsamen Leiter oder
ein Erdpotential bezogen. Eine Rücklaufspannung
V3, die von der Rücklaufspannung
V2 erzeugt wird, ist über
einen Kondensator C6 und einen Kondensator C7 gekoppelt, die einen
kapazitiven Spannungsteiler bilden, um eine Rücklaufspannung V4a geringer
Amplitude zu erhalten, die auf den gemeinsamen Leiter oder die Erde
bezogen ist. Die Spannung V4a wird an einen Eingang 101a der
Stufe 101 angelegt, um die Rücklaufimpulsspannung V2 und
den Ablenkstrom i3 in der Wicklung LH mit dem Synchronisiersignal
H SYNC IN des Videosignals zu synchronisieren. Die Stufe 101 legt über eine
herkömmliche
Treiberstufe, nicht dargestellt, die Schaltspannung V101 an die
Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Q2 an, um einen Basis-Ansteuerstrom bei
der horizontalen Frequenz fH zu erzeugen.
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Der Horizontal-Ablenktransformator
T speichert die Energie, die für
die Erzeugung einer Hochspannung ULTOR erforderlich ist, die von
einer Hochspannungswicklung W2 des Transformators T entwickelt wird.
Der Kondensator C1 dient als Flyback-Kondensator für die primäre Wicklung
W1 des Horizontal-Transformators T. Die Energiewiedergewinnung wird
durch eine Dämpfungsdiode
D2 bereitgestellt, die über
den Kondensator C1 gekoppelt ist. Eine Isolierungsdiode D1 verhindert
einen Energierückfluss
von der Ablenkschaltung 250 in den Horizontal-Ablenktransformator
T über
eine Diode DQ1, die parallel mit dem Transistor Q1 gekoppelt ist.
Da die Ablenkschaltung 250 keinen Teil der Energie liefert,
die zur Erzeugung der Spannung ULTOR notwendig ist, hat der Transformator
T eine niedere Impedanz. Der Vorwärtsreglertransistor Q1 steuert
die Energie, die zu der Ablenkschaltung 250 geleitet wird.
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2a bis 2h zeigen Wellenformen, die
zur Erklärung
des Betriebs der Schaltung von 1 zweckdienlich
sind. Gleiche Symbole und Zahlen in 1 und 2a bis 2h geben gleiche Elemente oder Funktionen
an.
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Die Transistoren Q1 und Q2 von 1 sind während des Hinlaufintervalls
leitend. Während
des Hinlaufs ist eine Spannung V5 im Kondensator C5 an das Gate
eines Transistors Q1 über
einen Widerstand R2 zum Einschalten des Transistors Q1 gekoppelt.
Zu Beginn des Rücklaufintervalls,
dem Zeitpunkt t0 in 2a,
wird der Transistor Q2 von 1 abgeschaltet.
Folglich beginnen eine Flyback-Spannung V1 über dem Flyback-Kondensator
C1 und eine Rücklaufspannung
V2 über
dem Rücklaufkondensator
C3 zu steigen, wie in 2a dargestellt
ist. Der Transistor Q1 von 1 wird
zu einem steuerbaren Moment zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 von 2f abgeschaltet, welche
die Wellenform einer Gate-Source-Schaltspannung V6 von Transistor
Q1 von 1 zeigt.
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An der Oberseite des Rasters schaltet
der Transistor Q1 zum Zeitpunkt t1 von 2c ab. Zu der Mitte hin verschiebt sich
der Abschaltmoment zu dem Zeitpunkt t2, woraus sich ein höherer Ablenkstrom
ergibt, wie durch die Einhüllende
bei der Vertikalrate von Spannung V2 in 1 dargestellt ist.
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Der Strom in der primären Wicklung
W1 von 1 nimmt zum Ende
des Hinlaufs hin zu, wie durch Strom il in 2c dargestellt ist. Während des Rücklaufs teilt sich der Strom
der primären
Wicklung W1 in die Ströme
il und i2. Der Strom il fließt
durch den Transistor Q1 von 1 in
die Ablenkschaltung 250. Während der Strom i2, der in 2c in gestrichelten Linien
dargestellt ist, durch den Kondensator C1 fließt. Der Strom teilt sich in Übereinstimmung
mit den jeweiligen Impedanzen in den Strompfaden der Ströme il und
i2 und auch in Übereinstimmung
mit der Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen V1 und V2. Der
Strom il liefert in Übereinstimmung
mit den modulierten Zeitpunkten t1–t2 die notwendige Ladung zum
Erregen der Ablenkschaltung 250, um den Ablenkstrom i3
zu erhalten, der bei einer Vertikalrate moduliert ist, wie in 2b dargestellt ist.
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Der Ablenkstrom i3 von 1 teilt sich während des
Rücklaufintervalls
in einen Hauptrücklaufstrom
i4, der durch den Kondensator C3 fließt, und in einen Rücklaufabtaststrom
i5. Der Strom i5 fließt
bei einer positiven Polarität
durch eine seriell gekoppelte Anordnung eines Kondensators C4, einer
Diode D7 und von Kondensatoren C6 und C7. Der Kondensator C6 mit
dem kleinsten Wert von den seriell gekoppelten Kondensatoren bestimmt
die Amplitude des Stroms i5. 2d zeigt
die Ströme
i4 und i5 mit gleicher Form aber verschiedenen Amplituden, wie angeführt. Die
abrupten Änderungen
in den Wellenformen zu den Zeit punkten t1 und t2 in 2d zeigen auch die Änderung im Strom il des Transistors
Q1 von 2c.
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Der Strom i1 von 1 füllt
die Ladung im Rücklaufkondensator
C3 und in den seriell gekoppelten Kondensatoren C4, C6 und C7 in
der ersten Hälfte
des Rücklaufintervalls
wieder auf, um während
des folgenden Hinlaufintervalls die gewünschte Ablenkstromamplitude
zu erhalten. Der Strom i1 bestimmt den Spitzenwert der Rücklaufspannung
V2 und des Ablenkstroms i3.
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Zum Zeitpunkt t0 in 2a, dem Beginn eines Rücklaufs,
wird eine Schaltdiode D10, die eine O-W Strom erzeugende Schaltung 301 an
die Schaltung 300 von 1 koppelt,
durch die steigende Rücklaufspannung
V2 abgeschaltet. Während
der ersten Hälfte
des Rücklaufintervalls,
dem Intervall t0–t3
von 2d, lädt der positive
Strom i5 über
die Diode D7 den Kondensator C4 von 1,
um eine Rampenspannung V4 in dem Kondensator C4 zum Abtasten des
Ablenkstroms i3 zu entwickeln. Der Strom i5 lädt den Kondensator C6, um die
Spannung V3 an einem oberen Anschluss 60 des Kondensators C6
zu entwickeln. Die Kondensatoren C4, C5, C6 und C7 bilden einen
kapazitiven Spannungsteiler, um die 30 V Impulsspannung V4a zu erhalten.
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Während
der zweiten Hälfte
des Rücklaufs entlädt der negative
Strom i5 den Kondensator C6 über
eine Diode D8, den Kondensator C5 und eine Basis-Emitter-Verbindung
des Transistors Q4. Vorteilhafterweise lädt der negative Strom i5 den
Kondensator C5 über
einen Blindstrompfad, um die Spannung V5 zu entwickeln, so dass
die Leistung in dem Entwicklungsprozess der Spannung V5 nicht verloren
geht. Die Spannung V5 von 2f liefert über einen
Widerstand R2 von 1,
der an das Gate von Transistor Q1 gekoppelt ist, eine Gate-Versorgungsspannung,
um eine Gate-Spannung V6 zu erzeugen, wie zuvor erklärt wurde.
Die Spannung V6 steuert den Schaltbetrieb von Transistor Q1. Der Wert
des Kondensators C6 bestimmt die Amplitude des Stroms i5. Der Wert
des Kondensators C6 wird so gewählt,
dass ein ausreichend großer
Pegel der Spannung V5 erhalten wird, um den Transistor Q1 bei der
schmalsten Bildbreite gesättigt
zu halten. Die Spannung V3 ist annähernd gleich der Spannung V2, da
die Spannung V4 viel kleiner als die Spannung V2 ist.
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Die Spannung V4 über dem Kondensator C4 ist
durch die Wellenform von 2e dargestellt.
Zur Erklärung
wird die Spannung V4 von 1 auf
die Spannung V2 bezogen, wie durch den Buchstaben "A" angezeigt ist, und dem Potential bei
Anschluss 62 zugeordnet. Eine Spannung, die bei einem unteren Anschluss 61 des
Kondensators C4 entwickelt wird, ändert sich in Bezug auf das "A"-Potential bei Anschluss 62 negativ
bis zum Zeitpunkt t3 von 2e, wodurch
ein abfallender Rücklaufspannungsformabschnitt
erzeugt wird. Zum Zeitpunkt t3 von 2a beginnt
die Spannung V2 abzunehmen, wodurch die Diode D7 von 1 abgeschaltet und die Diode
D8 eingeschaltet wird. Eine Anode der Diode D8 ist an den Anschluss 60 gekoppelt.
Dadurch bleibt die Spannung V4 von 2e während des
Intervalls t3–t4
konstant. Während
zum Zeitpunkt t4 die Spannung V2 von 2a nahe
Null Volt ist.
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Aufgrund der Abnahme in der Spannung
V2 spannt die Spannung V4 über
den Kondensator C4 von 1 die
Diode D10 in Durchlassrichtung vor. Ein Stromquellentransistor Q6
von Schaltung 301 erzeugt einen Strom i7. Der Strom i7
entlädt
den Kondensator C4 während
des Hinlaufintervalls t4–t0', wie durch den ansteigenden
Abschnitt der Spannung V4 von 2e dargestellt
ist. Es wird angenommen, dass die positiven und negativen Abschnitte
des Stroms i5 annähernd
gleich sind. Daher ist Strom i5 gleich dem Entladestrom des Kondensators
C5, der den Versorgungsstrom der Steuerschaltung 300 bereitstellt.
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Somit wird die Spannung V4 infolge
des Ladestroms über
die Diode D7 und des Entladestroms über die Diode D10 entwickelt.
Der Durchschnittswert der Spannung V4 ist konstant, wenn Ladung
und Entladung gleich sind. Ein Vergleichstransistor Q5 von 1 hat eine Basiselektrode
an den Anschluss 62 gekoppelt. Eine Emitter-Elektrode von
Transistor Q5 ist über
einen Emitterwiderstand R5 und eine Schaltdiode D6 an den Anschluss 60 gekoppelt.
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Während
eines Teils des Ladeintervalls t0–t3 von 2e wird die abfallende Spannung V4 über eine
leitende Diode D7 an den Transistor Q5 angelegt, um den Transistor
Q5 von 1 einzuschalten. Der
Strom in dem Strompfad, der den Widerstand R5, die leitende Diode
D6 und den Transistor Q5 enthält,
erzeugt einen ansteigenden Kollektorstrom im Transistor Q5. Der
Kollektrostrom im Transistor Q5 wird an einen Kollektorwiderstand
R4 des Transistors Q5 gekoppelt. Wenn der Kollektorstrom von Transistor
Q5 etwa 0,2 mA erreicht, triggert er einen Rückkopplungsschalter, der von
einem Paar von Transistoren Q3 und Q4 gebildet wird, die eine Verriegelung bilden.
Die positive Rückkopplung
bewirkt eine rasche Sättigung
der Transistoren Q3 und Q4 und eine Abschaltung von Transistor Q1.
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Der Strom i6 von 2g zeigt die schmalen Gate-Abschaltstromspitzen
von 500 mA. Der Transistor Q1 bleibt bis zum Ende des Rücklaufs
abgeschaltet. Der Triggerpegel der Transistoren Q3 und Q4 ist in
der Wellenform der Spannung V4 von 2e durch
die horizontale gestrichelte Linie dargestellt, die mit der Phrase "Q3, Q4 Leitungsschwelle" bezeichnet ist.
Der Überkreuzungspunkt
mit der Wellenform der Spannung V4 bestimmt den Abschaltmoment t1
oder t2 des Transistors Q1 von 1 während des
Rücklaufs.
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Die Transistoren Q3 und Q4 werden
durch den Entladestrom in einem Kondensator C8 bis wenigstens zum
Zeitpunkt t3 gesättigt
gehalten. Der Entladestrom des Kondensators C8 fließt in einem Strompfad,
der eine Diode D5, einen Widerstand R5, einen Transistor Q5, den
Basis-Emitter von Transistor Q3 und einen Widerstand R6 enthält. Während des
Hinlaufs wurde der Kondensator C8 geladen, um eine Spannung zu entwickeln,
die etwa gleich der Spannung V6 oder annähernd 15 V ist, wie später erklärt wird.
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Die Sättigung der Transistoren Q3
und Q4 wird bis zum Ende des Rücklaufs
durch den negativen Strom i5 aufrechterhalten, der durch die Diode D8
fließt
und den Kondensator C5 lädt.
Am Ende des Rücklaufs,
zum Zeitpunkt t4, schalten sich die Transistoren Q3 und Q4 selbst
ab. Dies geschieht, weil der Kollektorstrom von Transistor Q3 immer
kleiner als der Strom im Widerstand R2 ist, wenn die Ströme in einem
Gate-Widerstand R1 von Transistor Q1, im Widerstand R6 und im Transistor
Q5 alle Null sind. Somit wird ein regenerativer Gate-Abschalte-Schalter,
der durch die Transistoren Q3 und Q4 gebildet wird, an den Überkreuzungspunkten
von 2e getriggert. Die
Stromspitzen von 500 mA des Stroms i6 von 2g zeigen die Entladung einer Gate-Kapazität, nicht
dargestellt, die mit dem Transistor Q1 von 1 verbunden ist. Der niedere Stromimpuls
von 18 mA von Strom i6 von 2g zeigt
den Strom, der durch den Widerstand R2 und den Transistor Q3 fließt.
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Wie zuvor angeführt, fließt der Triggerstrom, der den
Transistor Q5 einschaltet, um den regenerativen Schalter zu triggern,
in dem Strompfad, der den Emitter von Transistor Q5, den Widerstand
R5 und die Diode D6 enthält.
Der Triggerstrom zweigt eine kleine Menge des Stroms i5 von dem
Kondensator C4 ab. Der Teil des Stroms i5, der vom Kondensator C4
aufgrund des Triggerns des Transistors Q5 abgezweigt wird, könnte einen
kleinen Fehler im Ladungsgleichgewicht des Kondensators C4 einführen.
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Zur Verringerung der Menge des abgezweigten
Stroms wird der Entladestrom vom Kondensator C8 zwischen dem Triggerzeit punkt
und Zeitpunkt t3 für
eine Vorspannung der Diode D6 in Sperrrichtung in derartiger Weise
verwendet, das ein Ende des abgezweigten Stroms bewirkt wird. Dadurch
wird in vorteilhafter Weise der Fehler verringert. Der Kondensator
C8 lädt
während
des Hinlaufintervalls auf 15 Volt, wie zuvor angeführt wurde.
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Der Kondensator C6 entlädt während der zweiten
Hälfte
des Rücklaufintervalls über die
Diode D8, und lädt
den Kondensator C5 abhängig
von der Rasterbreite auf eine Spannung V5 zwischen 12 Volt und 24
Volt. Die Spannung V3 am oberen Anschluss 60 des Kondensators
C6 bleibt bei etwa dem Pegel der Spannung V5 während des Hinlaufintervalls, nachdem
die Diode D8 nicht leitend geworden ist. Dadurch hält die Hinlaufspannung
V3 die Dioden D6 und D7 nicht leitend. Dies verhindert ein irrtümliches Triggern
des Transistors Q1 während
des Hinlaufs.
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Der Gate-Widerstand R1 dient als
Strombegrenzer. Eine Zener-Diode D3, die zwischen der Source- und
der Gate-Elektrode
des Transistors Q1 gekoppelt ist, dient als Spannungsbegrenzer. 2f zeigt die Gate-Source-Spannung
V6 des Transistors Q1. Der langsame Anstieg der Spannung V6 unmittelbar
nach dem Zeitpunkt t4 wird durch die Gate-Kapazität verursacht, die über den
Widerstand R2 von 1 geladen
wird.
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Die Amplitude des Ablenkstroms i3
wird durch den Abschaltmoment des Transistors Q1 bestimmt, der von
dem Überkreuzungspunkt
der Spannung V4 mit der Leitungsschwelle von Transistor Q5 bestimmt
wird, wie in 2e dargestellt
ist. Ein Abschaltmoment näher
dem Zeitpunkt t0 führt
zu den niedrigsten Amplituden von Spannung V2 und Strom i3. Im Gegensatz
dazu führt
ein Abschaltmoment zum Zeitpunkt t3 zu den höchsten Amplituden, wie in 2a und 2b dargestellt ist.
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Zum Beispiel verschiebt eine Erhöhung des Vertikalraten-Parabolstroms i7 über die
Diode D10 von 1 den
Pegel des Spitzenpegels von Spannung V4 von 2e und auch den Durchschnittswert von
Spannung V4 in die positive Richtung, was zu einem späteren Abschaltmoment
von Transistor Q1 von 1 führt. Dadurch
fließt
der Strom il während eines
längeren
Intervalls in die Ablenkschaltung 250. Dadurch erzeugt
der Strom i1 eine höhere
Amplitude des Stroms i3 und wiederum eine höhere Amplitude von Strom i5.
Die höhere
Amplitude von Strom i5 hält die
Lade- und Entlademenge im Kondensator C4 im Gleichgewicht. Die höhere Amplitude
von Strom i5 stabilisiert den Durchschnittswert von Spannung V4 bei
einem Pegel proportional zu dem erhöhten Pegel von Strom i7. Wie
durch 2e dargestellt,
ist die Spitze-Spitze-Spannung
V4 in der Mitte des Rasters höher,
entsprechend einer höheren
Amplitude des Stroms i3, als an der Oberseite und Unterseite des Rasters.
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Wenn ein erfindungsgemäßes Merkmal
ausgeführt
wird, ist der Durchschnittswert der Spannung V4 auch auf Änderungen
in dem Leitungsschwellenpegel des Komparatortransistors Q5 selbstabgeglichen
oder automatisch kalibriert. Die Kalibrierung tritt ein, weil die
Entladung von Kondensator C4 durch den Strom i7 automatisch exakt
gleich der Ladung gehalten wird, die der Strom i5 liefert. Jede
Differenz zwischen Ladung und Entladung des Kondensators C4 neigt
dazu, durch eine entsprechende Änderung im
Triggerpunkt des Transistors Q5 in einer Weise kompensiert zu werden,
dass eine automatische Änderung
in dem Durchschnittswert der Spannung V4 bereitgestellt wird. Das
Ergebnis ist, dass in vorteilhafter Weise kein DC-Rückkopplungspfad
erforderlich ist.
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Der Transistor Q6 dient als Stromquelle,
um den Entladevorgang des Kondensators C4 von Schwankungen der Vorspannung
in Durchlassrichtung der Diode D10 und der Sättigungsspannung des Transistors
Q2 unabhängig
zu machen. Der Strom i7 lädt
einen Kondensator C9 während
des Rücklaufs, wenn
die Diode D10 nicht leitend ist. Der Kondensator C9 entlädt zu Beginn
des Hinlaufs. Die Wellenform von 2h zeigt
die Spannung V7 über
den Kondensator C9 von 1.
Auf diese Weise entlädt der
Strom i7 den Kondensator C4 um eine Menge, die von der Länge des
nicht leitenden Intervalls von Diode D10 unabhängig ist. Eine solche Länge kann durch
die Abschalteigenschaft des Transistors Q2 geändert werden. Ein Widerstand
R7, der in Serie mit der Diode D10 gekoppelt ist, begrenzt parasitäre Ströme, die
durch negative Übergangsspannungsspitzen über der
Ablenkdämpfungsdiode
DQ2 verursacht werden. Eine Schutzdiode D9, die über den Kondensator C9 gekoppelt
ist, liefert einen zusätzlichen
Strompfad zum Entladen des Kondensators C4, um eine übermäßige Ladung
des Kondensators C4 zu verhindern, wenn der Strom i7 zu nieder ist.
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Für
den Startvorgang wird angenommen, dass die Versorgungsspannung B+
von 145 V eingeschaltet ist und dass der Horizontalfrequenzoszillator und
Treiber in Betrieb sind. Der Strom i7 lädt den Kondensator C5 über die
Dioden D10, D7 und D8, den Widerstand R3 und den Transistor Q2.
Der Strom i7 lädt
auch den Kondensator C4. Der Widerstandswert des Widerstandes R3
ist so gewählt,
dass der Stromteil von Strom i7, der den Kondensator C5 lädt, keinen
signifikanten Spannungsabfall über
dem Widerstand R3 erzeugt, der ausreicht, um den Transistor Q4 einzuschalten.
Die steigenden Spannungen V5 und V6 bewirken jeweils ein Ansteigen
der Durchlassleitung des Transistors Q1, des Stroms il und der Rücklaufimpulsspannungen
V1 und V2. Die Ladungen der Startrücklaufimpulse erzeugen eine
weitere Zunahme der Spannung V5, wodurch der Betrieb von Transistor
Q1 von einem Klasse A Betrieb zu dem Klasse D Schaltbetrieb verschoben
wird. Der Abschaltmoment von Transistor Q1 verschiebt sich vom Zeitpunkt
t3, zu Beginn des Klasse D Betriebs, zu dem modulierten Intervall
t1–t2,
wenn der Normalbetrieb etabliert wird.
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In vorteilhafter Weise verbessert
das Ladungsgleichgewicht über
dem Kondensator C4 die Schaltungslinearität, so dass der Ablenkstrom
i3 zu dem Strom i7 linear proportional ist. Da die Ladung im Kondensator
C4 im Gleichgewicht gehalten wird, ist in vorteilhafter Weise keine
DC-Rückkopplung
notwendig. Da die Schaltung keine DC-Rückkopplungsschaltung verwendet,
sind parasitäre
Oszillationen und Überschwingungen
während
der Treibersignalübergänge vorteilhaft
gering.
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Das Ladungsgleichgewicht über dem
Kondensator C4 sorgt auch für
eine Wärmestabilität. Jede Änderung
der Durchlassspannungen der Dioden D6, D7 und der Basis-Emitter-Verbindungen
der Transistoren Q5 und Q3 werden durch eine entsprechende Änderung
des Durchschnittswertes der Spannung V4 kompensiert. Der Durchschnittswert der
Spannung V4 wird von allen zugehörigen
Durchlassspannungen beeinflusst, so dass die Ladung des Kondensators
C4 gleich der Entladung ist. Jede Differenz zwischen Ladung und
Entladung führt
zu einer Änderung
der Durchschnittsspannung V4.
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Es wird angenommen, dass ein unmodulierter
Strom i7 einen unmodulierten Ablenkstrom i3 erzeugt. Eine Änderung
der Durchlassspannungen, aufgrund zum Beispiel einer Temperaturänderung, erzeugt
eine Änderung
der Durchschnittsspannung V4, so dass der oben genannte Schnittpunkt
von Spannung V4, der Abschaltmoment von Transistor Q1 und der Ablenkstrom
i3 konstant bleiben.
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Lastschwankungen in einer der sekundären Wicklungen
des Horizontal-Ablenktransformators T, wie in Wicklung W2 von 1, erzeugen eine entsprechende Änderung
des Spitzenstroms in der primären
Wicklung W1 zum Zeitpunkt t0 in
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2c.
Infolgedessen ändert
sich die Amplitude von Strom il entsprechend und somit der Ablenkstrom
i3. Dieser Effekt ist für
kombinierte Ablenkungs- und Horizontal-Ablenktransformator-Schaltungen
charakteristisch. Die Abtastmethode, die in der Steuerschaltung 200 verwendet
wird, unterdrückt jedoch
in vorteilhafter Weise Rasterverzerrungen, die mit solchen Lastschwankungen
zusammenhängen. Der
Strom i5 von 2d ist
eine Abtastung der Summe der Ströme
il und i4. Zum Beispiel erzeugt eine Erhöhung von Strom il eine Erhöhung von
Strom i5. Dadurch fällt
die Spannung V4 von 2d schneller nach
dem Zeitpunkt t0 ab, wodurch der Schnittpunkt zum Zeitpunkt t0 vorgeschoben
wird. Im Gegensatz dazu verzögert
eine Abnahme der Spitzenamplitude von Strom i1 den Schnittpunkt
und somit den Abschaltmoment von Transistor Q1. Daher werden jegliche Änderungen
der Spitzenamplitude von Strom il sofort durch eine entsprechende
Verschiebung des Modulationsintervalls t1–t2 kompensiert. Dadurch wird
in vorteilhafter Weise eine Unterdrückung von Rasterverzerrungen
erreicht, die durch Schwankungen der Spitzenstromamplitude in der
primären
Wicklung W1 des Horizontal-Ablenktransformators T verursacht werden.