JP2000156791A - 動的合焦電圧振幅制御器 - Google Patents
動的合焦電圧振幅制御器Info
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- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
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- Signal Processing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 異なる水平周波数で動的合焦電圧の放物線電
圧成分の振幅を制御するビームランディング歪み補償配
置を有するビデオ画像化装置を提供する。 【解決手段】 選択された周波数により決定された振幅
を有し、複数の周波数から選択された偏向周波数に関連
する周波数の第一の放物線信号源と；該第一の抵抗の値
による振幅を有する減衰された放物線信号を発生するた
めに、該第一の放物線信号源に結合された入力を有する
第一の抵抗を含む分圧器と；該制御信号により該第一の
抵抗の該値を変化するために該第一の放物線信号を示
し、該第一の抵抗に結合された制御信号に応答する制御
回路と；該合焦電極で動的合焦電圧を発生するために該
減衰された放物線信号を増幅する該減衰された放物線信
号に応答し、該合焦電極に結合された増幅器とからな
る。
圧成分の振幅を制御するビームランディング歪み補償配
置を有するビデオ画像化装置を提供する。 【解決手段】 選択された周波数により決定された振幅
を有し、複数の周波数から選択された偏向周波数に関連
する周波数の第一の放物線信号源と；該第一の抵抗の値
による振幅を有する減衰された放物線信号を発生するた
めに、該第一の放物線信号源に結合された入力を有する
第一の抵抗を含む分圧器と；該制御信号により該第一の
抵抗の該値を変化するために該第一の放物線信号を示
し、該第一の抵抗に結合された制御信号に応答する制御
回路と；該合焦電極で動的合焦電圧を発生するために該
減衰された放物線信号を増幅する該減衰された放物線信
号に応答し、該合焦電極に結合された増幅器とからな
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はビームランディング
歪み補償配置に関する。
歪み補償配置に関する。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（ＣＲＴ）上に表示された画像
はＣＲＴ上のビームのスキャンニングに対して入射する
合焦外れ又は非線形性のような歪み又は不完全性を被
る。そのような歪み又は不完全性はＣＲＴの電子銃から
表面板への距離がビームの例えば水平方向の偏向として
顕著に変化する故に生ずる。水平方向の偏向として生ず
る合焦外れを軽減することは、ビームが例えば水平レー
トで放物線電圧成分を有し、合焦電圧を動的に変化する
ようＣＲＴの合焦電極に動的合焦電圧を印加するよう動
的合焦電圧を印加することによりなしうる。水平偏向出
力段のＳ字型に印加されるＳ相関電圧から水平レートで
放物線電圧成分が得られることが知られている。
はＣＲＴ上のビームのスキャンニングに対して入射する
合焦外れ又は非線形性のような歪み又は不完全性を被
る。そのような歪み又は不完全性はＣＲＴの電子銃から
表面板への距離がビームの例えば水平方向の偏向として
顕著に変化する故に生ずる。水平方向の偏向として生ず
る合焦外れを軽減することは、ビームが例えば水平レー
トで放物線電圧成分を有し、合焦電圧を動的に変化する
ようＣＲＴの合焦電極に動的合焦電圧を印加するよう動
的合焦電圧を印加することによりなしうる。水平偏向出
力段のＳ字型に印加されるＳ相関電圧から水平レートで
放物線電圧成分が得られることが知られている。
【０００３】テレビジョン受信機、コンピュータ、又は
モニタは異なる水平スキャン周波数で偏向電圧を用いる
同一のＣＲＴの画像情報を選択的に表示する能力を有す
る。放送規格により規定されたテレビジョン信号の画像
情報を表示するときに、１ｆ H レートと称される概略１
６ＫＨｚのレートで水平偏向電流を用いることがより経
済的である。他方で、高品質（ｈｉｇｈ ｄｅｆｉｎｉ
ｔｉｏｎ）テレビジョン信号又は表示モニタデータ信号
の画像情報を表示するときに水平偏向電流のレートは３
２ＫＨｚと等しいか又はそれより大きい。より高いレー
トは２ｎｆH と称される。値ｎは１と等しいか又はそれ
より大きい。
モニタは異なる水平スキャン周波数で偏向電圧を用いる
同一のＣＲＴの画像情報を選択的に表示する能力を有す
る。放送規格により規定されたテレビジョン信号の画像
情報を表示するときに、１ｆ H レートと称される概略１
６ＫＨｚのレートで水平偏向電流を用いることがより経
済的である。他方で、高品質（ｈｉｇｈ ｄｅｆｉｎｉ
ｔｉｏｎ）テレビジョン信号又は表示モニタデータ信号
の画像情報を表示するときに水平偏向電流のレートは３
２ＫＨｚと等しいか又はそれより大きい。より高いレー
トは２ｎｆH と称される。値ｎは１と等しいか又はそれ
より大きい。
【０００４】マルチスキャンレートで動作可能なビデオ
表示モニタの水平偏向回路出力段ではスイッチドＳキャ
パシタを用いたインサーキットＳキャパシタの数を変化
させることが知られている。Ｓキャパシタの選択は選択
された水平偏向周波数により選択可能なスイッチを介し
て自動的になされる。スイッチされないリトレースキャ
パシタが用いられるときに、水平リトレース間隔の長さ
は異なる水平周波数で同一である。結果として、異なる
周波数でＳ補償電圧の要求された振幅は異なる。他方
で、動的合焦電圧の放物線電圧成分の要求された振幅は
同一である必要がある。故にＳ補償電圧の振幅を制御す
る方法とは別に異なる水平周波数で動的合焦電圧の放物
線電圧成分の振幅を制御することが望ましい。
表示モニタの水平偏向回路出力段ではスイッチドＳキャ
パシタを用いたインサーキットＳキャパシタの数を変化
させることが知られている。Ｓキャパシタの選択は選択
された水平偏向周波数により選択可能なスイッチを介し
て自動的になされる。スイッチされないリトレースキャ
パシタが用いられるときに、水平リトレース間隔の長さ
は異なる水平周波数で同一である。結果として、異なる
周波数でＳ補償電圧の要求された振幅は異なる。他方
で、動的合焦電圧の放物線電圧成分の要求された振幅は
同一である必要がある。故にＳ補償電圧の振幅を制御す
る方法とは別に異なる水平周波数で動的合焦電圧の放物
線電圧成分の振幅を制御することが望ましい。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】故に本発明の目的は上
記課題を解決することにある。
記課題を解決することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】発明の特徴を実施するた
めに、放物線水平レート電圧はＳ字型キャパシタに印加
される。放物線電圧は制御された可変分圧器を通して減
衰される。分圧器の出力は基準電圧に等しい放物線電圧
のピーク間振幅と比較し、それを調整する差動増幅器の
入力に結合される。ピーク間振幅の調整は制御された可
変分圧器のフォトレジスタの抵抗を制御することにより
なされる。減衰された放物線電圧は高電圧増幅器で増幅
される。それにより減衰は異なる水平周波数で動的合焦
電圧の放物線電圧成分の振幅を制御するために変化す
る。
めに、放物線水平レート電圧はＳ字型キャパシタに印加
される。放物線電圧は制御された可変分圧器を通して減
衰される。分圧器の出力は基準電圧に等しい放物線電圧
のピーク間振幅と比較し、それを調整する差動増幅器の
入力に結合される。ピーク間振幅の調整は制御された可
変分圧器のフォトレジスタの抵抗を制御することにより
なされる。減衰された放物線電圧は高電圧増幅器で増幅
される。それにより減衰は異なる水平周波数で動的合焦
電圧の放物線電圧成分の振幅を制御するために変化す
る。
【０００７】他の発明の特徴を実施するために、放物線
電圧はその代わりに、スイッチに結合された分圧器を通
して減衰され、減衰された放物線電圧は高電圧増幅器で
増幅される。減衰器のスイッチは選択された水平周波数
を示すスイッチング制御信号に応答する。それにより、
減衰は異なる水平周波数で動的合焦電圧の放物線電圧成
分の振幅を制御するよう変化する。
電圧はその代わりに、スイッチに結合された分圧器を通
して減衰され、減衰された放物線電圧は高電圧増幅器で
増幅される。減衰器のスイッチは選択された水平周波数
を示すスイッチング制御信号に応答する。それにより、
減衰は異なる水平周波数で動的合焦電圧の放物線電圧成
分の振幅を制御するよう変化する。
【０００８】発明の特徴を実施するビデオ画像化装置は
複数の周波数から選択された偏向周波数に関する周波数
で第一の放物線信号源を含む。第一の放物線信号は選択
された周波数により決定された振幅を有する。抵抗を含
む分圧器は抵抗の値による振幅を有する減衰された放物
線信号を発生するために第一の放物線信号源に結合され
た入力を有する。第一の放物線信号振幅の表示をする制
御信号に応答する制御回路は制御信号により抵抗の値を
変化する抵抗に結合される。減衰された放物線信号に応
答し、合焦（フォーカス）電極に結合された増幅器は合
焦電極で動的合焦電圧を発生するよう減衰された放物線
信号を増幅する。
複数の周波数から選択された偏向周波数に関する周波数
で第一の放物線信号源を含む。第一の放物線信号は選択
された周波数により決定された振幅を有する。抵抗を含
む分圧器は抵抗の値による振幅を有する減衰された放物
線信号を発生するために第一の放物線信号源に結合され
た入力を有する。第一の放物線信号振幅の表示をする制
御信号に応答する制御回路は制御信号により抵抗の値を
変化する抵抗に結合される。減衰された放物線信号に応
答し、合焦（フォーカス）電極に結合された増幅器は合
焦電極で動的合焦電圧を発生するよう減衰された放物線
信号を増幅する。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１はマルチスキャン周波数能力
を有するテレビジョン受信機の水平偏向回路出力段１０
１を示す。段１０１は供給電圧Ｂ＋を発生する調整電源
１００により給電される。従来の駆動段１０３は選択さ
れた水平スキャン周波数ｎｆH で入力信号１０７ａに応
答する。駆動段１０３は出力段１０１のスイッチングト
ランジスタ１０４のスイッチング動作を制御するために
駆動制御信号１０３ａを発生する。例により、ｎ＝１の
値は放送規格のような与えられた規格によるテレビジョ
ン信号の水平周波数を表す。トランジスタ１０４のコレ
クタはフライバックトランスＴ０の一次巻き線Ｔ０Ｗ１
の端子Ｔ０Ａに結合される。トランジスタ１０４のコレ
クタはまたノンスイッチドリトレースキャパシタ１０５
に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはリトレ
ース共振回路を形成するよう水平偏向巻き線ＬＹに付加
的に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはまた
従来のダンパーダイオード１０８に結合される。巻き線
ＬＹはリニアリティインダクタＬＩＮ及びノンスイッチ
ドトレースまたはＳキャパシタ（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）
ＣＳ１に直列に結合される。キャパシタＣＳ１は端子２
５がインダクタＬＩＮとＳキャパシタＣＳ１との間に挿
入されるように端子２５と基準電位又は接地ＧＮＤとの
間に結合される。
を有するテレビジョン受信機の水平偏向回路出力段１０
１を示す。段１０１は供給電圧Ｂ＋を発生する調整電源
１００により給電される。従来の駆動段１０３は選択さ
れた水平スキャン周波数ｎｆH で入力信号１０７ａに応
答する。駆動段１０３は出力段１０１のスイッチングト
ランジスタ１０４のスイッチング動作を制御するために
駆動制御信号１０３ａを発生する。例により、ｎ＝１の
値は放送規格のような与えられた規格によるテレビジョ
ン信号の水平周波数を表す。トランジスタ１０４のコレ
クタはフライバックトランスＴ０の一次巻き線Ｔ０Ｗ１
の端子Ｔ０Ａに結合される。トランジスタ１０４のコレ
クタはまたノンスイッチドリトレースキャパシタ１０５
に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはリトレ
ース共振回路を形成するよう水平偏向巻き線ＬＹに付加
的に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはまた
従来のダンパーダイオード１０８に結合される。巻き線
ＬＹはリニアリティインダクタＬＩＮ及びノンスイッチ
ドトレースまたはＳキャパシタ（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）
ＣＳ１に直列に結合される。キャパシタＣＳ１は端子２
５がインダクタＬＩＮとＳキャパシタＣＳ１との間に挿
入されるように端子２５と基準電位又は接地ＧＮＤとの
間に結合される。
【００１０】出力段１０１は偏向電流ｉｙを発生可能で
ある。偏向電流ｉｙは２ｆH から２．４ｆH の範囲から
選択された信号１０３ａの如何なる水平スキャン周波数
及び１ｆH の選択された水平周波数に対する実質的に同
じ所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制御する
ことは偏向電流ｉｙの一定の振幅を維持するために水平
周波数が増加したとき電圧Ｂ＋を増加することにより自
動的に達成され、逆もまた成り立つ。電圧Ｂ＋はトラン
スＴ０のフィードバック巻き線Ｔ０Ｗ０を介して閉回路
構成で動作する従来の調整電源１００により制御され
る。電圧Ｂ＋の強度は電流ｉｙの振幅を示す強度を有す
る整流され、フィードバックされたフライバックパルス
信号ＦＢにより達成される。水平レート放物線信号Ｅ−
Ｗは図示しない従来の方法で発生される。信号Ｅ−Ｗは
東西方向の歪み補償のために提供されるよう電圧Ｂ＋の
垂直レート放物線成分を発生する電源１００に従来のよ
うに結合される。
ある。偏向電流ｉｙは２ｆH から２．４ｆH の範囲から
選択された信号１０３ａの如何なる水平スキャン周波数
及び１ｆH の選択された水平周波数に対する実質的に同
じ所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制御する
ことは偏向電流ｉｙの一定の振幅を維持するために水平
周波数が増加したとき電圧Ｂ＋を増加することにより自
動的に達成され、逆もまた成り立つ。電圧Ｂ＋はトラン
スＴ０のフィードバック巻き線Ｔ０Ｗ０を介して閉回路
構成で動作する従来の調整電源１００により制御され
る。電圧Ｂ＋の強度は電流ｉｙの振幅を示す強度を有す
る整流され、フィードバックされたフライバックパルス
信号ＦＢにより達成される。水平レート放物線信号Ｅ−
Ｗは図示しない従来の方法で発生される。信号Ｅ−Ｗは
東西方向の歪み補償のために提供されるよう電圧Ｂ＋の
垂直レート放物線成分を発生する電源１００に従来のよ
うに結合される。
【００１１】スイッチング回路６０は線形性のようなビ
ームランディング誤差を補正するために用いられる。回
路６０は選択的にトレースキャパシタＣＳ１と並列のト
レース又はＳキャパシタＣＳ２及びトレース又はＳキャ
パシタＣＳ３の一方又は両方に結合し、又はいずれとも
結合しない。選択的結合は水平スキャン周波数が選択さ
れた周波数の範囲の関数として決定される。スイッチン
グ回路６０で、キャパシタＣＳ２は端子２５と電界効果
トランジスタ（ＦＦＴ）スイッチＱ２のドレイン電極と
の間に結合される。トランジスタＱ２のソース電極は接
地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２にわたる過剰
な電圧を防ぐ保護抵抗Ｒ２はトランジスタＱ２にわたり
結合される。
ームランディング誤差を補正するために用いられる。回
路６０は選択的にトレースキャパシタＣＳ１と並列のト
レース又はＳキャパシタＣＳ２及びトレース又はＳキャ
パシタＣＳ３の一方又は両方に結合し、又はいずれとも
結合しない。選択的結合は水平スキャン周波数が選択さ
れた周波数の範囲の関数として決定される。スイッチン
グ回路６０で、キャパシタＣＳ２は端子２５と電界効果
トランジスタ（ＦＦＴ）スイッチＱ２のドレイン電極と
の間に結合される。トランジスタＱ２のソース電極は接
地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２にわたる過剰
な電圧を防ぐ保護抵抗Ｒ２はトランジスタＱ２にわたり
結合される。
【００１２】抵抗２０１はスイッチ制御信号６０ａ及び
６０ｂを提供する。制御信号６０ａはバッファ９８を介
してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。制御
信号６０ａが第一の選択可能なレベルであるときに、ト
ランジスタＱ２はオフされる。他方で制御信号６０ａが
第二の選択可能なレベルであるときに、トランジスタＱ
２はオンされる。バッファ９８は従来の方法で上記のス
イッチング動作を達成するために信号６０ａの要求され
たレベルシフティングを提供する。
６０ｂを提供する。制御信号６０ａはバッファ９８を介
してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。制御
信号６０ａが第一の選択可能なレベルであるときに、ト
ランジスタＱ２はオフされる。他方で制御信号６０ａが
第二の選択可能なレベルであるときに、トランジスタＱ
２はオンされる。バッファ９８は従来の方法で上記のス
イッチング動作を達成するために信号６０ａの要求され
たレベルシフティングを提供する。
【００１３】スイッチング回路６０では、キャパシタＣ
Ｓ３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２’のドレイン電極
との間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２’はＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと類似
の方法で制御信号６０ｂにより制御される。斯くして、
バッファ９８’はバッファ９８と類似の機能をなす。マ
イクロプロセッサ２０８は周波数／データ信号変換器２
０９で発生されたデータ信号２０９ｂに応答する。信号
２０９ｂは信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数又は偏向電
流ｉｙを表す。変換器２０９は例えば信号ＨＯＲＺ−Ｓ
ＹＮＣの所定の期間中にいくクロックパルス数をカウン
トし、所定の期間に生じたクロックパルスの数によりワ
ード信号２０９ａを発生するカウンタを含む。マイクロ
プロセッサ２０８は抵抗２０１に結合された制御データ
信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値はＨＯＲＺ
−ＳＹＮＣの水平レートにより決定される。抵抗２０１
は信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数により信号２０８ａ
により決定さられたレベルでデータ信号２０８ａにより
制御信号６０ａ、６０ｂを発生する。或いは信号２０８
ａの値は図示されないキーボードにより提供される信号
１０９ｂにより決定される。
Ｓ３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２’のドレイン電極
との間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２’はＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと類似
の方法で制御信号６０ｂにより制御される。斯くして、
バッファ９８’はバッファ９８と類似の機能をなす。マ
イクロプロセッサ２０８は周波数／データ信号変換器２
０９で発生されたデータ信号２０９ｂに応答する。信号
２０９ｂは信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数又は偏向電
流ｉｙを表す。変換器２０９は例えば信号ＨＯＲＺ−Ｓ
ＹＮＣの所定の期間中にいくクロックパルス数をカウン
トし、所定の期間に生じたクロックパルスの数によりワ
ード信号２０９ａを発生するカウンタを含む。マイクロ
プロセッサ２０８は抵抗２０１に結合された制御データ
信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値はＨＯＲＺ
−ＳＹＮＣの水平レートにより決定される。抵抗２０１
は信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数により信号２０８ａ
により決定さられたレベルでデータ信号２０８ａにより
制御信号６０ａ、６０ｂを発生する。或いは信号２０８
ａの値は図示されないキーボードにより提供される信号
１０９ｂにより決定される。
【００１４】水平偏向電流ｉｙの周波数が１ｆH である
ときに、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオンされる。その
結果、ＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３の両方はノンスイッ
チドＳキャパシタＣＳ２に並列に結合され、最大Ｓキャ
パシタ値を確立しているインサーキットＳキャパシタで
ある。水平偏向電流ｉｙの周波数が２ｆH より大きく、
２．１４ｆH より小さいときにはトランジスタＱ２はオ
フされ、トランジスタＱ２’はオンされる。結果は中間
のＳキャパシタ値を確立するためにＳキャパシタＣＳ２
はノンスイッチドＳキャパシタＣＳ１の結合から外さ
れ、ＳキャパシタＣＳ３はＳキャパシタＣＳ１と結合さ
れる。水平偏向電流ｉｙの周波数が２．１４ｆH 以上の
時は、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオフされる。結果と
してＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３はノンスイッチドＳキ
ャパシタＣＳ１の結合から外され、最小のＳキャパシタ
値を確立する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２又はＣＳ３の
偏向電流ｉｙはＳ形成放物線電圧Ｖ５を発生する。
ときに、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオンされる。その
結果、ＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３の両方はノンスイッ
チドＳキャパシタＣＳ２に並列に結合され、最大Ｓキャ
パシタ値を確立しているインサーキットＳキャパシタで
ある。水平偏向電流ｉｙの周波数が２ｆH より大きく、
２．１４ｆH より小さいときにはトランジスタＱ２はオ
フされ、トランジスタＱ２’はオンされる。結果は中間
のＳキャパシタ値を確立するためにＳキャパシタＣＳ２
はノンスイッチドＳキャパシタＣＳ１の結合から外さ
れ、ＳキャパシタＣＳ３はＳキャパシタＣＳ１と結合さ
れる。水平偏向電流ｉｙの周波数が２．１４ｆH 以上の
時は、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオフされる。結果と
してＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３はノンスイッチドＳキ
ャパシタＣＳ１の結合から外され、最小のＳキャパシタ
値を確立する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２又はＣＳ３の
偏向電流ｉｙはＳ形成放物線電圧Ｖ５を発生する。
【００１５】キャパシタ１０５により形成される全リト
レース容量は異なるスキャン周波数で変化しない。故に
リトレース間隔は異なるスキャン周波数で同一の長さを
有する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３の値は異な
るスキャン周波数、異なる振幅で放物線電圧Ｖ５を発生
するよう選択される。電圧Ｖ５の異なる振幅はリトレー
ス間隔長さが一定である故に必要とされる。
レース容量は異なるスキャン周波数で変化しない。故に
リトレース間隔は異なるスキャン周波数で同一の長さを
有する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３の値は異な
るスキャン周波数、異なる振幅で放物線電圧Ｖ５を発生
するよう選択される。電圧Ｖ５の異なる振幅はリトレー
ス間隔長さが一定である故に必要とされる。
【００１６】図２は本発明の特徴を実施する動的合焦電
圧発生器９９を示す。図１、２の類似の符号は類似の部
品又は機能を示す。放物線電圧Ｖ５のピーク間振幅は１
６ＫＨｚ又は１ｆH で約６０Ｖ、２ｆH で８０Ｖ、２．
４ｆH で１２５Ｖである。パラボラ電圧Ｖ５はキャパシ
タＣ４を介して抵抗Ｒ１６に容量的に結合される。抵抗
Ｒ１６及び抵抗ＣＤＳを含む制御された分圧器又は減衰
器７０は端子１２０に減衰された放物線電圧Ｖ５’を印
加する。分圧器７０の減衰はフォトカプラーＰＣ１の一
部分である硫化カドミウム光抵抗ＣＤＳの条件の状態に
より決定される。光抵抗器ＣＤＳはフォトカプラーＰＣ
１の一部分である発光ダイオードＬＥＤからの光に応答
する。ダイオードＬＥＤからの光はダーリントントラン
ジスタＱ１０からの電流に応答する。ダーリントントラ
ンジスタＱ１０及びダーリントントランジスタＱ１１は
差動増幅器を形成するよう相互に結合され、及び抵抗Ｒ
１９，抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４に結合される。ダーリン
トントランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１１及び抵抗
Ｒ１２により形成される抵抗デバイダを介して１２Ｖ供
給源から得られる３ボルトの一定の基準電圧に結合され
る。
圧発生器９９を示す。図１、２の類似の符号は類似の部
品又は機能を示す。放物線電圧Ｖ５のピーク間振幅は１
６ＫＨｚ又は１ｆH で約６０Ｖ、２ｆH で８０Ｖ、２．
４ｆH で１２５Ｖである。パラボラ電圧Ｖ５はキャパシ
タＣ４を介して抵抗Ｒ１６に容量的に結合される。抵抗
Ｒ１６及び抵抗ＣＤＳを含む制御された分圧器又は減衰
器７０は端子１２０に減衰された放物線電圧Ｖ５’を印
加する。分圧器７０の減衰はフォトカプラーＰＣ１の一
部分である硫化カドミウム光抵抗ＣＤＳの条件の状態に
より決定される。光抵抗器ＣＤＳはフォトカプラーＰＣ
１の一部分である発光ダイオードＬＥＤからの光に応答
する。ダイオードＬＥＤからの光はダーリントントラン
ジスタＱ１０からの電流に応答する。ダーリントントラ
ンジスタＱ１０及びダーリントントランジスタＱ１１は
差動増幅器を形成するよう相互に結合され、及び抵抗Ｒ
１９，抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４に結合される。ダーリン
トントランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１１及び抵抗
Ｒ１２により形成される抵抗デバイダを介して１２Ｖ供
給源から得られる３ボルトの一定の基準電圧に結合され
る。
【００１７】電圧Ｖ５’のＤＣ成分は０ボルトに近い。
ＡＣ成分は抵抗Ｒ１６，ＣＤＳ，Ｒ１７により決定され
る。抵抗ＣＤＳの値は発光ダイオードＬＥＤからの光の
エネルギーにより決定される。電圧Ｖ５’のＡＣ成分、
電圧Ｖ５”はキャパシタＣ２１を通してダーリントント
ランジスタＱ１０のベース及びクランピングダイオード
Ｄ６のカソードに結合される。電圧Ｖ５”の負のピーク
はクランピングダイオードＤ６により−０．６ボルトに
保持される。電圧Ｖ５”の正のピークはダーリントント
ランジスタのベースで＋３ボルトのレベルを越えたとき
に、ダーリントントランジスタＱ１０をオンする。ダー
リントントランジスタＱ１０がオンしたときに電流はダ
イオードＬＥＤを通して流れ、光束が発生される。光束
はＣＤＳの抵抗値、電圧Ｖ５’及び電圧Ｖ５”の振幅を
減少するように抵抗ＣＤＳに作用する。抵抗ＣＤＳの抵
抗値の変化の応答速度は非常に遅い。これは負のフィー
ドバックループで低域通過フィルタとして働く。Ｖ５”
の正のピーク値が＋３Ｖより低い故に、トランジスタＱ
１０のオン時間は短くなり、ダイオードＬＥＤからの平
均光エネルギーはバランスが確立するまで減少する。故
に電圧Ｖ５”の正のピーク振幅が＋３ボルトより若干大
きく維持される。電圧Ｖ５”、Ｖ５’のピーク間振幅は
入力周波数又は振幅に独立に約４ボルトに維持される。
ＡＣ成分は抵抗Ｒ１６，ＣＤＳ，Ｒ１７により決定され
る。抵抗ＣＤＳの値は発光ダイオードＬＥＤからの光の
エネルギーにより決定される。電圧Ｖ５’のＡＣ成分、
電圧Ｖ５”はキャパシタＣ２１を通してダーリントント
ランジスタＱ１０のベース及びクランピングダイオード
Ｄ６のカソードに結合される。電圧Ｖ５”の負のピーク
はクランピングダイオードＤ６により−０．６ボルトに
保持される。電圧Ｖ５”の正のピークはダーリントント
ランジスタのベースで＋３ボルトのレベルを越えたとき
に、ダーリントントランジスタＱ１０をオンする。ダー
リントントランジスタＱ１０がオンしたときに電流はダ
イオードＬＥＤを通して流れ、光束が発生される。光束
はＣＤＳの抵抗値、電圧Ｖ５’及び電圧Ｖ５”の振幅を
減少するように抵抗ＣＤＳに作用する。抵抗ＣＤＳの抵
抗値の変化の応答速度は非常に遅い。これは負のフィー
ドバックループで低域通過フィルタとして働く。Ｖ５”
の正のピーク値が＋３Ｖより低い故に、トランジスタＱ
１０のオン時間は短くなり、ダイオードＬＥＤからの平
均光エネルギーはバランスが確立するまで減少する。故
に電圧Ｖ５”の正のピーク振幅が＋３ボルトより若干大
きく維持される。電圧Ｖ５”、Ｖ５’のピーク間振幅は
入力周波数又は振幅に独立に約４ボルトに維持される。
【００１８】抵抗ＣＤＳとＲ１６の接合（ジャンクショ
ン）端子１２０に印加される駆動電圧Ｖ５’はキャパシ
タＣ３，抵抗Ｒ１７，キャパシタＣ２４を通して合焦増
幅器９７の集合ジャンクション入力端子１２１に容量的
に結合される。抵抗ＣＤＳの利得制御動作は１ｆH 、２
ｆH ，２．４ｆH のそれぞれで等しいピーク間振幅を有
するよう端子１２１の電圧を調整する。
ン）端子１２０に印加される駆動電圧Ｖ５’はキャパシ
タＣ３，抵抗Ｒ１７，キャパシタＣ２４を通して合焦増
幅器９７の集合ジャンクション入力端子１２１に容量的
に結合される。抵抗ＣＤＳの利得制御動作は１ｆH 、２
ｆH ，２．４ｆH のそれぞれで等しいピーク間振幅を有
するよう端子１２１の電圧を調整する。
【００１９】キャパシタＣ３は水平放物線に対する容量
性結合を提供する。キャパシタＣ１０は端子１２１に従
来技術の方法で垂直放物線Ｖ８に容量的に結合する（図
示せず）。合焦増幅器９７の直流動作点は放物線信号に
よらず、抵抗Ｒ５により決定される。何故ならば、容量
性結合は直流成分を除去するからである。キャパシタＣ
２４は増幅器９７の図示されないストレー入力容量によ
り引き起こされる位相遅延を補償し、それにより水平合
焦補償は適切に時間決めされる。
性結合を提供する。キャパシタＣ１０は端子１２１に従
来技術の方法で垂直放物線Ｖ８に容量的に結合する（図
示せず）。合焦増幅器９７の直流動作点は放物線信号に
よらず、抵抗Ｒ５により決定される。何故ならば、容量
性結合は直流成分を除去するからである。キャパシタＣ
２４は増幅器９７の図示されないストレー入力容量によ
り引き起こされる位相遅延を補償し、それにより水平合
焦補償は適切に時間決めされる。
【００２０】増幅器９７で、トランジスタＱ５，トラン
ジスタＱ６は差動入力段を形成するように、相互に結合
される。これらのトランジスタは端子１２１での入力イ
ンピーダンスを増加するよう、非常に高いβと称される
コレクタ電流対ベース電流比を有する。トランジスタＱ
５，Ｑ６のベースエミッタ接合電圧は相互に補償し、温
度変動での直流電流バイアスドリフトを減少する。抵抗
Ｒ１１，抵抗Ｒ１２は約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスするために＋１２Ｖで供給電圧Ｖ１
０に印加される分圧器を形成する。トランジスタＱ５，
Ｑ６のエミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０の値は
約６ｍＡの最大電流を伝えるよう選択される。これは高
電圧トランジスタＱ２０を保護する。トランジスタＱ２
０はスイッチとして動作するトランジスタＱ１３を介し
てトランジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０
はカスコード構成でトランジスタＱ１３を介してトラン
ジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０は過度に
駆動されないよう保護される必要がある。何故ならば、
トランジスタＱ２０は１０ｍＡコレクタ電流までしか耐
えられないからである。これは増幅器９７が６ｍＡまで
のコレクタ電流で高い相互コンダクタンスを有し、及び
６ｍＡ以上でより低い相互コンダクタンスを有する故に
達成される。トランジスタＱ２０，Ｑ１３，Ｑ５のカス
コード構成はトランジスタＱ２０のコレクタベース接合
にわたる（図示されない）ミラー（Ｍｉｌｌｅｒ）容量
を隔離し、それにより帯域幅が増加される。カスコード
構成はまた増幅器利得を高電圧トランジスタＱ２０の低
いβと独立にする。
ジスタＱ６は差動入力段を形成するように、相互に結合
される。これらのトランジスタは端子１２１での入力イ
ンピーダンスを増加するよう、非常に高いβと称される
コレクタ電流対ベース電流比を有する。トランジスタＱ
５，Ｑ６のベースエミッタ接合電圧は相互に補償し、温
度変動での直流電流バイアスドリフトを減少する。抵抗
Ｒ１１，抵抗Ｒ１２は約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスするために＋１２Ｖで供給電圧Ｖ１
０に印加される分圧器を形成する。トランジスタＱ５，
Ｑ６のエミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０の値は
約６ｍＡの最大電流を伝えるよう選択される。これは高
電圧トランジスタＱ２０を保護する。トランジスタＱ２
０はスイッチとして動作するトランジスタＱ１３を介し
てトランジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０
はカスコード構成でトランジスタＱ１３を介してトラン
ジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０は過度に
駆動されないよう保護される必要がある。何故ならば、
トランジスタＱ２０は１０ｍＡコレクタ電流までしか耐
えられないからである。これは増幅器９７が６ｍＡまで
のコレクタ電流で高い相互コンダクタンスを有し、及び
６ｍＡ以上でより低い相互コンダクタンスを有する故に
達成される。トランジスタＱ２０，Ｑ１３，Ｑ５のカス
コード構成はトランジスタＱ２０のコレクタベース接合
にわたる（図示されない）ミラー（Ｍｉｌｌｅｒ）容量
を隔離し、それにより帯域幅が増加される。カスコード
構成はまた増幅器利得を高電圧トランジスタＱ２０の低
いβと独立にする。
【００２１】図１のトランスＴ０の巻き線Ｔ０Ｗ３は図
２の合焦電圧発生器９９に給電する電源ＶＳＵを構成す
るようダイオードＤ１２で補正され、キャパシタＣ１３
でフィルターされるステップアップされたリトレース電
圧を発生する。能動プルアップトランジスタＱ１は供給
電圧ＶＳＲに結合されるコレクタを有する。トランジス
タＱ１のベースプルアップ抵抗Ｒ１はダイオードＤ７と
キャパシタＣ２６を含むブートストラップ又はブースト
配置を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイオードＤ５
は抵抗Ｒ１に直列に結合され、トランジスタＱ２０のコ
レクタに結合される。ダイオードＤ４は端子９７ａでト
ランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２０のコレ
クタとの間に結合される。
２の合焦電圧発生器９９に給電する電源ＶＳＵを構成す
るようダイオードＤ１２で補正され、キャパシタＣ１３
でフィルターされるステップアップされたリトレース電
圧を発生する。能動プルアップトランジスタＱ１は供給
電圧ＶＳＲに結合されるコレクタを有する。トランジス
タＱ１のベースプルアップ抵抗Ｒ１はダイオードＤ７と
キャパシタＣ２６を含むブートストラップ又はブースト
配置を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイオードＤ５
は抵抗Ｒ１に直列に結合され、トランジスタＱ２０のコ
レクタに結合される。ダイオードＤ４は端子９７ａでト
ランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２０のコレ
クタとの間に結合される。
【００２２】端子９７ａでの出力波形の負のピーク中
に、ダイオードＤ７はダイオードＤ７のカソードでキャ
パシタＣ２６の終端を＋１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵにク
ランプし、トランジスタＱ２０はキャパシタＣ１６の他
の終端を接地電位近くにプルする。トランジスタＱ１は
ダイオードＤ４，Ｄ５の動作によりオフに保持される。
端子９７ａの電圧が上昇すると、キャパシタＣ２６に蓄
積されたエネルギーが抵抗Ｒ１を通り、トランジスタＱ
１へ供給される。抵抗Ｒ１にわたる電圧はトランジスタ
Ｑ１にわたるコレクタ対エミッタ電圧がゼロに近づいて
も高く保たれ、トランジスタＱ１のベース電流はまた維
持される。故に、トランジスタＱ１のエミッタ電流は保
たれる。端子９７ａの出力の正のピークは歪みなしに＋
１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵに非常に近い。
に、ダイオードＤ７はダイオードＤ７のカソードでキャ
パシタＣ２６の終端を＋１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵにク
ランプし、トランジスタＱ２０はキャパシタＣ１６の他
の終端を接地電位近くにプルする。トランジスタＱ１は
ダイオードＤ４，Ｄ５の動作によりオフに保持される。
端子９７ａの電圧が上昇すると、キャパシタＣ２６に蓄
積されたエネルギーが抵抗Ｒ１を通り、トランジスタＱ
１へ供給される。抵抗Ｒ１にわたる電圧はトランジスタ
Ｑ１にわたるコレクタ対エミッタ電圧がゼロに近づいて
も高く保たれ、トランジスタＱ１のベース電流はまた維
持される。故に、トランジスタＱ１のエミッタ電流は保
たれる。端子９７ａの出力の正のピークは歪みなしに＋
１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵに非常に近い。
【００２３】キャパシタＣ１は合焦電極１７と巻き線の
ストレイ容量の和を表す。能動プルアップトランジスタ
Ｑ１はストレイ容量Ｃ１を充電するために端子９７ａか
ら電流を供給することが可能である。プルダウントラン
ジスタＱ２０はキャパシタＣ１からダイオードＤ４を介
して電流をシンクすることが可能である。好ましくは、
能動プルアップ配置はより低い電力散逸で速い応答時間
を得るように用いられる。増幅器９７はフィードバック
抵抗Ｒ２を介して端子９７ａで出力に対してシャントフ
ィードバックを用いる。抵抗Ｒ１７，Ｒ２は端子９７ａ
で１０００Ｖ水平レート電圧を発生するよう選択され
る。結果として、増幅器０９７の電圧利得は数百であ
る。
ストレイ容量の和を表す。能動プルアップトランジスタ
Ｑ１はストレイ容量Ｃ１を充電するために端子９７ａか
ら電流を供給することが可能である。プルダウントラン
ジスタＱ２０はキャパシタＣ１からダイオードＤ４を介
して電流をシンクすることが可能である。好ましくは、
能動プルアップ配置はより低い電力散逸で速い応答時間
を得るように用いられる。増幅器９７はフィードバック
抵抗Ｒ２を介して端子９７ａで出力に対してシャントフ
ィードバックを用いる。抵抗Ｒ１７，Ｒ２は端子９７ａ
で１０００Ｖ水平レート電圧を発生するよう選択され
る。結果として、増幅器０９７の電圧利得は数百であ
る。
【００２４】電圧Ｖ５により発生された水平レート及び
電圧Ｖ８で発生された垂直レートでの動的合焦電圧成分
は動的合焦電圧ＦＶに印加するために直流ブロックキャ
パシタＣ２２を介して、ＣＲＴ１０の合焦電極１７に容
量的に結合される。抵抗Ｒ２８及び抵抗Ｒ２９により形
成された分圧器により印加された電圧ＦＶの直流電流電
圧成分は８ＫＶに等しい。
電圧Ｖ８で発生された垂直レートでの動的合焦電圧成分
は動的合焦電圧ＦＶに印加するために直流ブロックキャ
パシタＣ２２を介して、ＣＲＴ１０の合焦電極１７に容
量的に結合される。抵抗Ｒ２８及び抵抗Ｒ２９により形
成された分圧器により印加された電圧ＦＶの直流電流電
圧成分は８ＫＶに等しい。
【００２５】周期的な制御信号Ｖ１３は垂直ブランキン
グ中、及び例えば図示されないＡＫＢ測定期間と称され
る垂直ブランキングに続く４つのビデオライン時間中に
ＨＩＧＨ状態にある。信号Ｖ１３は４のようなビデオラ
イン回数の適切な数により従来の垂直ブランキング信号
ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫを遅延する遅延回路２００により
発生される。信号Ｖ１３は抵抗Ｒ２６を介して、スイッ
チトランジスタＱ１５のベースに結合される。トランジ
スタＱ１５のコレクタは抵抗Ｒ２７を介して、トランジ
スタＱ２０のエミッタとトランジスタＱ１３のコレクタ
との間の接合端子に結合される。トランジスタＱ１３の
コレクタはトランジスタＱ２０のエミッタに結合され、
トランジスタ１３のエミッタはトランジスタＱ５のコレ
クタに結合される。垂直ブランキング及びＡＫＢ測定期
間中に、トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１５によ
りオフされ、トランジスタＱ５のコレクタからトランジ
スタＱ２０のエミッタへの電流の流れをブロックする。
グ中、及び例えば図示されないＡＫＢ測定期間と称され
る垂直ブランキングに続く４つのビデオライン時間中に
ＨＩＧＨ状態にある。信号Ｖ１３は４のようなビデオラ
イン回数の適切な数により従来の垂直ブランキング信号
ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫを遅延する遅延回路２００により
発生される。信号Ｖ１３は抵抗Ｒ２６を介して、スイッ
チトランジスタＱ１５のベースに結合される。トランジ
スタＱ１５のコレクタは抵抗Ｒ２７を介して、トランジ
スタＱ２０のエミッタとトランジスタＱ１３のコレクタ
との間の接合端子に結合される。トランジスタＱ１３の
コレクタはトランジスタＱ２０のエミッタに結合され、
トランジスタ１３のエミッタはトランジスタＱ５のコレ
クタに結合される。垂直ブランキング及びＡＫＢ測定期
間中に、トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１５によ
りオフされ、トランジスタＱ５のコレクタからトランジ
スタＱ２０のエミッタへの電流の流れをブロックする。
【００２６】Ｑ２０に対するエミッタ電流は好ましくは
抵抗Ｒ２７とトランジスタＱ１５を介してＡＫＢ測定中
に維持される。抵抗Ｒ２７はＡＫＢ測定期間中にトラン
ジスタＱ２０のエミッタと接地との間に結合される。Ａ
ＫＢ測定期間中に、抵抗Ｒ２７はそれにわたる約１１．
７ボルトの一定の電圧を有する。抵抗Ｒ２７の値は抵抗
Ｒ１にわたり印加された電圧が供給電圧ＶＳＵと端子９
７ａの動的合焦電圧のピーク値との間の差に等しいよう
にトランジスタＱ２０に一定の電流を生ずるよう選択さ
れる。これは通常の動的合焦電圧がＡＫＢ測定期間の後
に開始するときにそうでなければ生ずる望ましくない過
渡的な合焦電圧及び第一のビデオラインの合焦誤りを除
去する。抵抗Ｒ２７がトランジスタＱ２０のエミッタに
結合されない場合には、端子９７ａでの増幅器出力電圧
９７は供給電圧ＶＳＵの＋１６００Ｖレベルに到達する
傾向にある。しかしながら端子９７ａでの波形の望まし
いピークは典型的には１４５０Ｖである。端子９７ａで
の増幅器出力電圧が１６００Ｖになった場合には大きな
過渡現象が画像の上端で第一の可視的な水平ラインの開
始で生ずる。過渡現象は第一の可視的なラインの最初の
部分で引き起こされ、それはデフォーカスされるＡＫＢ
測定期間に続いて生ずる。
抵抗Ｒ２７とトランジスタＱ１５を介してＡＫＢ測定中
に維持される。抵抗Ｒ２７はＡＫＢ測定期間中にトラン
ジスタＱ２０のエミッタと接地との間に結合される。Ａ
ＫＢ測定期間中に、抵抗Ｒ２７はそれにわたる約１１．
７ボルトの一定の電圧を有する。抵抗Ｒ２７の値は抵抗
Ｒ１にわたり印加された電圧が供給電圧ＶＳＵと端子９
７ａの動的合焦電圧のピーク値との間の差に等しいよう
にトランジスタＱ２０に一定の電流を生ずるよう選択さ
れる。これは通常の動的合焦電圧がＡＫＢ測定期間の後
に開始するときにそうでなければ生ずる望ましくない過
渡的な合焦電圧及び第一のビデオラインの合焦誤りを除
去する。抵抗Ｒ２７がトランジスタＱ２０のエミッタに
結合されない場合には、端子９７ａでの増幅器出力電圧
９７は供給電圧ＶＳＵの＋１６００Ｖレベルに到達する
傾向にある。しかしながら端子９７ａでの波形の望まし
いピークは典型的には１４５０Ｖである。端子９７ａで
の増幅器出力電圧が１６００Ｖになった場合には大きな
過渡現象が画像の上端で第一の可視的な水平ラインの開
始で生ずる。過渡現象は第一の可視的なラインの最初の
部分で引き起こされ、それはデフォーカスされるＡＫＢ
測定期間に続いて生ずる。
【００２７】そのような大きな過渡現象を防ぐために、
抵抗Ｒ２７を通りトランジスタＱ２０への電流路を提供
するトランジスタＱ１５の電流は垂直ブランキング及び
ＡＫＢ測定期間中の端子９７ａでの出力電圧を減少す
る。トランジスタＱ２０は電流源として動作し、抵抗Ｒ
１にわたる電圧を降下させる。ＡＫＢ測定期間中に、端
子９７ａでの動的合焦電圧は水平及び垂直放物線成分の
和のピークに概略等しいレベルに設定される。それによ
り、合焦電圧過渡現象がＡＫＢ測定期間に続き、顕著に
減少される利点を有する。
抵抗Ｒ２７を通りトランジスタＱ２０への電流路を提供
するトランジスタＱ１５の電流は垂直ブランキング及び
ＡＫＢ測定期間中の端子９７ａでの出力電圧を減少す
る。トランジスタＱ２０は電流源として動作し、抵抗Ｒ
１にわたる電圧を降下させる。ＡＫＢ測定期間中に、端
子９７ａでの動的合焦電圧は水平及び垂直放物線成分の
和のピークに概略等しいレベルに設定される。それによ
り、合焦電圧過渡現象がＡＫＢ測定期間に続き、顕著に
減少される利点を有する。
【００２８】図３はノンスイッチド減衰器７０の変わり
に図２の配置で用いられるスイッチド減衰器７０’を示
す。図１、２と図３の類似の符号は類似の部品又は機能
を示す。図３の減衰器７０’は図２の抵抗Ｒ１６で制御
可能な分圧器を形成する抵抗Ｒ７１、抵抗Ｒ７２を含
む。分圧器の減衰は抵抗Ｒ７２に結合されたスイッチト
ランジスタＱ２０及び抵抗Ｒ７１に結合されたスイッチ
トランジスタＱ２１の導電状態により決定される。トラ
ンジスタＱ２１及びＱ２０は制御信号６０ｃ及び制御信
号６０ｄによりそれぞれ制御される。制御信号６０ｃ，
６０ｄは制御信号６０ａ、６０ｂと類似に図１の抵抗２
０１で発生される。図３の制御信号６０ｃは周波数が
２．４ｆH に等しいときのみＨＩＧＨ状態にある。図３
の制御信号６０ｄは周波数が２ｆH より大きいときのみ
ＨＩＧＨ状態にある。両方の信号６０ｃ，６０ｄは周波
数が１ｆH に等しいときのみＬＯＷ状態にある。
に図２の配置で用いられるスイッチド減衰器７０’を示
す。図１、２と図３の類似の符号は類似の部品又は機能
を示す。図３の減衰器７０’は図２の抵抗Ｒ１６で制御
可能な分圧器を形成する抵抗Ｒ７１、抵抗Ｒ７２を含
む。分圧器の減衰は抵抗Ｒ７２に結合されたスイッチト
ランジスタＱ２０及び抵抗Ｒ７１に結合されたスイッチ
トランジスタＱ２１の導電状態により決定される。トラ
ンジスタＱ２１及びＱ２０は制御信号６０ｃ及び制御信
号６０ｄによりそれぞれ制御される。制御信号６０ｃ，
６０ｄは制御信号６０ａ、６０ｂと類似に図１の抵抗２
０１で発生される。図３の制御信号６０ｃは周波数が
２．４ｆH に等しいときのみＨＩＧＨ状態にある。図３
の制御信号６０ｄは周波数が２ｆH より大きいときのみ
ＨＩＧＨ状態にある。両方の信号６０ｃ，６０ｄは周波
数が１ｆH に等しいときのみＬＯＷ状態にある。
【００２９】信号６０ｃ又は６０ｄがＨＩＧＨ状態の時
に、トランジスタＱ２１又はＱ２０がそれぞれ導通す
る。両方のトランジスタＱ２０，Ｑ２１がオフの時に減
衰はなく、それは周波数が１ｆH に等しいときにのみ発
生する。トランジスタＱ２０が導通で、トランジスタＱ
２１がオフされたときに中間の減衰が存在し、これは周
波数が２ｆH に等しいときに生ずる。両方のトランジス
タＱ２０，Ｑ２１が導通するときに最大の減衰が存在
し、これは周波数が２．４ｆH の時に生ずる。
に、トランジスタＱ２１又はＱ２０がそれぞれ導通す
る。両方のトランジスタＱ２０，Ｑ２１がオフの時に減
衰はなく、それは周波数が１ｆH に等しいときにのみ発
生する。トランジスタＱ２０が導通で、トランジスタＱ
２１がオフされたときに中間の減衰が存在し、これは周
波数が２ｆH に等しいときに生ずる。両方のトランジス
タＱ２０，Ｑ２１が導通するときに最大の減衰が存在
し、これは周波数が２．４ｆH の時に生ずる。
【００３０】抵抗Ｒ１６，Ｒ７１，Ｒ７２は端子１２１
が１ｆH 、２ｆH 、２．４ｆH レートのそれぞれのピー
ク間の等しい振幅を有するように選択される。抵抗Ｒ１
６，Ｒ７１，Ｒ７２の選択基準は各１ｆH 、２ｆH 、
２．４ｆH レートで合焦増幅器９７の出力端子９７ａで
の水平放物線合焦補償振幅を等化する目的による。図３
の配置では図２と異なり、抵抗Ｒ１６の値は５６ＫΩに
等しい。
が１ｆH 、２ｆH 、２．４ｆH レートのそれぞれのピー
ク間の等しい振幅を有するように選択される。抵抗Ｒ１
６，Ｒ７１，Ｒ７２の選択基準は各１ｆH 、２ｆH 、
２．４ｆH レートで合焦増幅器９７の出力端子９７ａで
の水平放物線合焦補償振幅を等化する目的による。図３
の配置では図２と異なり、抵抗Ｒ１６の値は５６ＫΩに
等しい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の特徴による水平偏向回路出力段及び制
御された減衰器を含む動的合焦電圧発生器を示す。
御された減衰器を含む動的合焦電圧発生器を示す。
【図２】本発明の特徴による水平偏向回路出力段及び制
御された減衰器を含む動的合焦電圧発生器を示す。
御された減衰器を含む動的合焦電圧発生器を示す。
【図３】本発明の特徴による図２の減衰器の代替例を示
す。
す。
６０ スイッチング回路 ６０ａ、６０ｂ スイッチ制御信号 ７０ 減衰器 ９８、９８’ バッファ ９９ 動的合焦電圧発生器 １００ 調整電源 １０１ 出力団 １０３ 駆動段 １０３ａ 駆動制御信号 １０４ トランジスタ １０５ リトレースキャパシタ １０８ ダンパーダイオード １２０ 端子 ２０１ 抵抗 ２０８ マイクロプロセッサ ２０９ 周波数／データ信号変換器 ２０９ａ ワード信号 ２０９ｂ データ信号 Ｖ５、Ｖ５’ 放物線電圧 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ２０、Ｃ２１，Ｃ２２、Ｃ
２４，Ｃ２６，ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３ キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ２’Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１
３，Ｑ２０、Ｑ２１ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２．Ｒ１７，Ｒ
２５．Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３ 抵抗 ＰＣ１ フォトカプラー ＣＤＳ 光抵抗器 ＬＥＤ 発光ダイオード Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７ ダイオード Ｂ＋ 供給電圧 Ｔ０ フライバックトランス Ｔ０Ｗ０、Ｔ０Ｗ１、Ｔ０Ｗ３、ＬＹ 巻き線 Ｔ０Ａ 端子 ＬＩＮ リニアリティインダクタ ＦＢ フライバックパルス信号 Ｅ−Ｗ 水平レート放物線信号
２４，Ｃ２６，ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３ キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ２’Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１
３，Ｑ２０、Ｑ２１ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２．Ｒ１７，Ｒ
２５．Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３ 抵抗 ＰＣ１ フォトカプラー ＣＤＳ 光抵抗器 ＬＥＤ 発光ダイオード Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７ ダイオード Ｂ＋ 供給電圧 Ｔ０ フライバックトランス Ｔ０Ｗ０、Ｔ０Ｗ１、Ｔ０Ｗ３、ＬＹ 巻き線 Ｔ０Ａ 端子 ＬＩＮ リニアリティインダクタ ＦＢ フライバックパルス信号 Ｅ−Ｗ 水平レート放物線信号
フロントページの続き (72)発明者 ジョン バレット ジョージ アメリカ合衆国 インディアナ州 46033 カーメル レイクショア・ドライヴ・イ ー 11408
Claims (3)
- 【請求項１】合焦電極を含む陰極線管と；選択された周
波数に応じて決定された振幅を有し、複数の周波数から
選択された偏向周波数に関連する周波数の第一の放物線
信号源と；第一の抵抗の値に応じた振幅を有する減衰さ
れた放物線信号を発生するために、該第一の放物線信号
源に結合された入力を有する第一の抵抗を含む分圧器
と；該第一の放物線信号を表わす制御信号に応答し、制
御信号に応じて該第一の抵抗の該値を変化させるために
該第一の抵抗に結合された制御回路と；該減衰された放
物線信号に応答し、該合焦電極に動的合焦電圧を発生さ
せるために該減衰された放物線信号を増幅するために該
合焦電極に結合された増幅器とからなるビデオ画像化装
置。 - 【請求項２】合焦電極を含む陰極線管と；選択された周
波数に応じて決定された振幅を有し、複数の周波数から
選択された偏向周波数に関連する周波数の放物線信号源
と；第一の周波数が選択されたときに第一の状態を、第
二の周波数が選択されたときに第二の状態を有する該放
物線電圧の周波数を示す信号に応答する制御可能なスイ
ッチと；分圧器の減衰が該スイッチの状態に応じて決定
されるように、該第一の周波数が選択されたときに該抵
抗を選択し、該第二の周波数が減衰された放物線信号を
発生するために選択されたときに、該抵抗を選択しない
ように該スイッチに結合された抵抗を含む分圧器と；該
減衰された放物線電圧に応答し、該合焦電極で動的合焦
電圧を発生するために該減衰された放物線電圧を増幅す
るために該合焦電極に結合された増幅器とからなるビデ
オ画像化装置。 - 【請求項３】合焦電極を含む陰極線管と；選択された周
波数に応じて決定された振幅を有し、複数の周波数から
選択された、偏向周波数に関連する周波数の第一の放物
線信号源と；第一のインピーダンスの値に応じた振幅を
有する分圧された放物線信号を発生させるために、該第
一の放物線信号源に結合された入力を有する、第一のイ
ンピーダンスを含む分圧器と；制御信号に応答し、連続
的に、スイッチされない方法で該第一の制御信号によ
り、該第一のインピーダンスの該値を変化させるために
該第一のインピーダンスに結合された制御回路とからな
り、該分圧された放物線信号は該合焦電極に動的合焦電
圧を生ずる該合焦電極に結合されたビデオ画像化装置。
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