DE19922354A1

DE19922354A1 - LVDS-Treiber für Backplane-Anwendungen

Info

Publication number: DE19922354A1
Application number: DE19922354A
Authority: DE
Inventors: Julio Ricardo Estrada
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1998-05-14
Filing date: 1999-05-14
Publication date: 2000-05-25
Anticipated expiration: 2019-05-15
Also published as: JP3202728B2; DE19922354C2; JP2000041072A; US6111431A

Abstract

Eine Niederspannungs-Differenzsignal-Leitungstreiberschaltung (LVDS-Leitungstreiberschaltung) umfaßt eine Treiberzelle und eine Nachahmungsschaltung. Die Treiberzelle umfaßt einen Stromspeisetransistor, der einen Ansteuerstrom an eine Stromlenkschaltung liefert. Abhängig von einem ersten und einem zweiten Eingangssignal liefert die Stromlenkschaltung ein Differenzausgangssignal. Jeder Transistor der Treiberzelle und die ohmsche Last, die von dem LVDS-Leitungstreiber angesteuert werden, werden von der Nachahmungsschaltung nachgeahmt, um ein hohes Ausgangsspannungsbezugssignal und ein niedrigeres Ausgangsspannungsbezugssignal aufrechtzuerhalten. Ein erster Operationsverstärker verbindet einen Speisetransistor und vergleicht das hohe Ausgangsspannungsbezugssignal mit einem hohen Ausgangsspannungssignal des Differenzausgangssignals. Wenn das hohe Ausgangsspannungsbezugssignal überschreitet oder unterschreitet, steuert der erste Operationsverstärker den Speisetransistor, um ausreichend Strom an die Stromlenkschaltung zu führen, um die gewünschte Offsetspannung aufrechtzuerhalten. Ein zweiter Operationsverstärker ist mit dem Stromverbrauchertransistor verbunden und vergleicht das niedrige Ausgangsspannungsbezugssignal mit dem niedrigen Ausgangsspannungssignal des Differenzausgangssignals. Wenn das niedrige Ausgangsspannungssignal das niedrige Ausgangsspannungsbezugssignal überschreitet oder unterschreitet, steuert der zweite Operationsverstärker den Stromverbrauchertransistor ...

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Transistortreiberschaltung und insbesondere einen Nie derspannungs-Differenzsignaltreiber für Backplane-Anwendungen.

Das dauernde Bedürfnis, Informationen schneller zu übertragen, begleitet von der Zunahme der Datenverarbeitungskapazitäten macht eine Erweiterung auf Datenübertragungsraten not wendig, die deutlich über dem liegen, was früher möglich war. Als eine Folge wurde ein als 100 Base-T bezeichnetes Protokoll zur Erweiterung der IEEE Norm 802.3 entwickelt, um Daten zu verarbeiten, die sich mit einer effektiven Übertragungsrate von 100 Mbps über Twi sted-Pair-Kabel (verdrillte Doppelleitungen) bewegen. Bei dem 100 Base-T Protokoll werden bestimmte Steuerbits in die Daten eingebaut, bevor sie auf ein Twisted-Pair-Kabel gelegt werden. Das Resultat ist, daß sich die Daten und Steuersignale tatsächlich mit 125 Mbps durch ein Twisted-Pair-Kabel bewegen.

Eine Art der Datenübertragung ist die differentielle Datenübertragung oder Differenzdaten übertragung, bei der die Differenz der Spannungspegel zwischen zwei Signalleitungen das übertragene Signal bildet. Die differentielle Datenübertragung wird häufig bei Datenübertra gungsraten eingesetzt, die größer als 100 Mbps sind und über lange Entfernungen gehen. Rauschsignale verschieben den Massespannungspegel und treten als Gleichtaktspannung auf. Die nachteiligen Effekte des Rauschens werden dadurch deutlich reduziert.

Um solche Datenübertragungen zu normieren, wurden verschiedene Standards vorgeschlagen. Ein solcher Standard ist z. B. die empfohlene Norm 422, RS422, die von der Electronics Indu stry of America, EIA, definiert wurde. Diese Norm erlaubt Datenraten von bis zu 10 Millio nen Baud auf Twisted-Pair-Signalleitungen. Treiberschaltungen legen Signale auf die Leitun gen. Diese Treiberschaltungen müssen ein minimales Differenzsignal im Bereich von zwei bis drei Volt auf der Twisted-Pair-Leitung senden können, die üblicherweise mit einem 100 Ohm Widerstand abgeschlossen ist.

Ein Problem bei der RS422-Norm ist, daß das verdrillte Leitungspaar häufig als ein Bus ver wendet wird, an dem mehrere Ansteuer- oder Treiberschaltungen, also Signalquellen, ange schlossen sind. Bei einer Art einer herkömmlichen Schaltung kann nur ein Treiber auf einmal Daten übertragen, wenn mehrere Treiber mit einem gemeinsamen Bus verbunden sind. Die übrigen Treiber sollten einen hochohmigen Zustand haben, um den Bus nicht zu belasten. Da große positive und negative Gleichtaktsignale an den Treiber Ausgangsanschlüssen auftreten können, welche mit einem Bussystem verbunden sind, ist die Aufrechterhaltung einer hohen Impedanz über einem breiten Gleichtaktspannungsbereich unabhängig davon wünschenswert, ob der Treiber eingeschaltet ist oder nicht.

Ein Beispiel einer herkömmlichen Niederspannungs-Differenzsignal-Treiberschaltung (LVDS) 100 ist in Fig. 1 gezeigt. Die Spannungsdifferenz zwischen den Ausgangssignalen OUT+, OUT- an den Ausgangsanschlüssen 103, 105 bildet das Differenzsignalpaar. Ein Paar Differenzsignale meint zwei Signale, deren Stromwellenformen nicht die gleiche Phase ha ben.

Die LVDS-Treiberschaltung 100 umfaßt eine Gleichstrom-Konstantstromquelle (DC) I1, die mit einer Spannungsversorgung VDD gekoppelt ist, vier n-Kanal-Metalloxidhalbleiterschalter (NMOS) M11-M14 und einen Widerstand R1, der zwischen dem gemeinsamen Knoten COM und der Spannungsversorgung VSS angeschlossen ist. Die vier Transistorschalter M11-M14 werden durch Eingangsspannungssignale VIN1, VIN2 und den Gleichstrom über einen Last widerstand Rt gesteuert, wie durch die Pfeile A und B angedeutet ist. Die Eingangsspan nungssignale VIN1, VIN2 sind üblicherweise Spannungsschwingungen von Versorgungs schiene zu Versorgungsschiene (Rail-to-Rail).

Die Gates der NMOS-Schalter M11 und M14 sind miteinander verbunden, um das Eingangs spannungssignal VIN1 zu empfangen. Ähnlich sind die Gates der NMOS-Schalter M12 und M13 verbunden, um das Eingangsspannungssignal VIN2 zu empfangen.

Im folgenden ist der Betrieb der LVDS-Treiberschaltung 100 erläutert. Zwei der vier NMOS- Schalter M11-M14 werden auf einmal eingeschaltet, um einen Strom von der Stromquelle I1 zu leiten, um eine Spannung über der ohm'schen Last Rt zu erzeugen. Um den Strom durch die ohmsche Last Rt in der durch den Pfeil A angegebenen Richtung zu lenken, geht das Eingangssignal VIN2 auf einen hohen Pegel und schaltet die NMOS-Schalter M12 und M13 ein. Wenn das Eingangssignal VIN2 hoch wird, geht das Eingangssignal VIN1 auf einen niedrigen Pegel, um die NMOS-Schalter M11 und M14 während der Zeit, während der die NMOS-Schalter M12 und M13 eingeschaltet sind, ausgeschaltet zu halten. Umgekehrt geht das Eingangssignal VIN auf einen hohen Pegel, um einen Strom durch die ohm'sche Last Rt in der durch den Pfeil B angegebenen Richtung zu lenken, und wird an die Transistorschalter M11 und M14 angelegt, um diese zum Leiten zu bringen. Das Eingangssignal VIN2 geht auf einen niedrigen Pegel, um die NMOS-Schalter M12 und M13 während dieser Zeit ausge schaltet zu halten. Als eine Folge kann eine vollständige differentielle Ausgangsschwingung erhalten werden.

Die differentielle LVDS-Treiberschaltung 100 arbeitet gut, solange der Ausgangsspannungs ausschlag innerhalb des zulässigen Gleichtaktspannungsbereichs bleibt, der üblicherweise einige Volt beträgt. Im allgemeinen kann die LVDS-Treiberschaltung 100 nur über einen endlichen Bereich des Lastwiderstands Strom an die ohm'sche Last Rt liefern. Der Ausgangs spannungsbereich über dem die LVDS-Treiberschaltung 100 richtig arbeiten kann, ist als ihre Ausgangsverträglichkeit (compliance) bekannt.

Ein Nachteil der herkömmlichen LVDS-Treiberschaltung 100 ist der begrenzte Bereich, in dem die Ausgangsspannungsverträglichkeit gilt. Üblicherweise soll eine herkömmliche LVDS-Treiberschaltung 100 einen Konstantstrom von der Gleichstromquelle I1 zu einem festen Widerstandswert der ohm'schen Last Rt liefern. Das Problem tritt häufig auf, wenn die LVDS-Treiberschaltung 100 mit einem Backplane-Bus verbunden wird, der bei mehreren ohm'schen Lasten Rt endet. Wenn mehrere ohm'sche Lasten Rt parallel angeschlossen sind, nimmt der gesamte Widerstandswert der ohmschen Last Rt ab. Da die hohe Ausgangsspan nung VOH die Spannung am Ausgang eines der Ausgangstransistoren M11 oder M13 abhän gig davon ist, welcher Schalttransistor M11, M13 leitet, ist die hohe Ausgangsspannung VOH abhängig von dem Gesamtwiderstandswert der ohm'schen Last Rt. Da der Strom von der Stromquelle I1 konstant ist, nimmt die hohe Ausgangsspannung VOH über der ohm'schen Last Rt ab, wenn dieser Widerstandswert der ohm'schen Last Rt abnimmt. Die Differenzaus gangsspannung VOD ist gleich der hohen Ausgangsspannung VOH minus der niedrigen Aus gangsspannung VOL, wie in der Gleichung unten gezeigt, wobei die niedrige Ausgangsspan nung VOL die Spannung am Ausgang eines der Transistoren M11 oder M14 abhängig davon ist, welcher der Schalttransistoren M11, M14 leitet.

VOD = VOH - VOL (1)

Wenn der Gesamtwiderstandswert der ohm'schen Last Rt abnimmt, so daß die Spannung über der ohm'schen Last Rt unter den minimalen Toleranzpegel der hohen Ausgangsspannung VOH fällt, wird das Differenzausgangsspannungssignal VOD zu klein und daher schwer zu lesen. Wenn andererseits der Widerstandswert der ohm'schen Last Rt zunimmt, so daß die Spannung über der ohm'schen Last Rt den maximalen Toleranzpegel der hohen Ausgangs spannung VOH überschreitet, kann die LVDS-Treiberschaltung 100 aus dem Spannungsver träglichkeitsbereich gedrängt werden.

Ein weiterer Nachteil der LVDS-Treiberschaltung 100 ist eine unsymmetrische Ausgangsim pedanz. Im Idealfall sollte die LVDS-Treiberschaltung 100 eine Ausgangsimpedanz von null haben. Die Gleichstromquelle I1 im oberen Teil der LVDS-Treiberschaltung 100 hat eine hohe Ausgangsimpedanz. Dagegen hat ein Widerstand R1, der üblicherweise einen niedrigen Widerstandswert hat, an der Unterseite der LVDS-Treiberschaltung 100 eine niedrige Impe danz. Diese Unausgeglichenheit der Impedanz bewirkt, daß die Anstiegs- und Abfallzeiten der LVDS-Treiberschaltung 100 nicht ausgeglichen sind, wodurch wiederum Leistung auf dem Bus reflektiert wird und unerwünschtes Rauschen erzeugt, wie die elektromagnetische Interferenz (EMI) bei der Gleichtaktspannung.

Es wird daher eine LVDS-Treiberschaltung benötigt, welche den Ausgangsspannungsabfall über der ohm'schen Last begrenzt und die Asymmetrie der Impedanz eliminiert.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen von Anspruch 1 bzw. Anspruch 1 1 sowie ein Verfahren mit den Verfahrensschritten gemäß Anspruch 13.

Ein Niederspannungs-Differenzsignal-Leitungstreiber (LVDS-Treiber) gemäß der Erfindung umfaßt eine Treiberzelle und eine Nachahmungsschaltung. Abhängig davon, daß sich ein Eingangssignal oder ein Signalzustand ändert, schaltet eine Stromlenkschaltung die Richtung eines Ansteuerstroms um, um ein Differenzausgangssignal an eine ohm'sche Last zu liefern. Gemeinsam liefert eine Stromspeiseschaltung (source; stromliefernde Schaltung) einen An steuerstrom an die Stromlenkschaltung, und eine Stromverbraucherschaltung (sink; stromzie hende Schaltung) zieht Strom von der Stromlenkschaltung, um ein erwünschtes Differenzaus gangssignal sowie eine erwünschte Offset-Spannung aufrechtzuerhalten, wobei die Offset- Spannung gleich dem Mittelwert der hohen Ausgangsspannung und der niedrigen Ausgangs spannung ist. Die Treiberzelle umfaßt auch eine erste Einstellschaltung, die mit der Strom speiseschaltung und der Stromlenkschaltung bei einem ersten Signalknoten verbunden ist, und eine zweite Stromeinstellschaltung, die mit der Stromverbraucherschaltung und der Stromlenkschaltung bei einem zweiten Signalknoten verbunden ist.

Um die gewünschte Offset-Spannung aufrechtzuerhalten, verbindet die Nachahmungsschal tung die erste und die zweite Einstellschaltung, um ein erstes bzw. ein zweites Bezugssignal für die jeweiligen Einstellschaltungen vorzusehen. Die erste Einstellschaltung vergleicht ein erstes Knotensignal bei dem ersten Signalknoten mit dem Bezugssignal, und wenn das erste Knotensignal das erste Bezugssignal überschreitet, wird gesteuert durch die Stromspeise schaltung eine geeignete Größe des Ansteuerstroms zugeführt, um die gewünschte Offset- Spannung aufrechtzuerhalten. Ähnlich vergleicht die zweite Einstellschaltung ein zweites Knotensignal bei dem zweiten Signalknoten mit dem zweiten Bezugssignal, und wenn das zweite Knotensignal das zweite Bezugssignal überschreitet, wird gesteuert durch die Strom verbraucherschaltung eine geeignete Menge des Ansteuerstroms abgezogen, um die ge wünschte Offset-Spannung aufrechtzuerhalten.

Die Nachahmungsschaltung erzeugt einen Nachahmungsansteuerstrom, der ein Bruchteil des Ansteuerstroms ist, welcher an die Stromlenkschaltung geliefert wird. Der Spannungsabfall über der ohm'schen Last, die von der Treiberzelle angesteuert wird, und über jedem Transi stor der Treiberzelle wird von der Nachahmungsschaltung kopiert. Auf diese Weise hält die Nachahmungsschaltung die Werte des ersten und des zweiten Bezugssignals aufrecht.

Die Nachahmungsschaltung umfaßt auch eine dritte Einstellschaltung und zwei Reihenwider stände, von denen jeder die Hälfte des Gesamtwiderstandswerts der ohm'schen Last, die von der Treiberzelle angesteuert wird, kopiert. Diese dritte Einstellschaltung vergleicht die Span nung beim Verbindungspunkt der Nachahmungswiderstände mit einem Bezugssignal, das der gewünschten Offsetspannung entspricht. Wenn die Spannung am Verbindungspunkt dieser Widerstände das Bezugssignal überschreitet, steuert die dritte Einstellschaltung einen Nach ahmungs-Verbraucherwiderstand an, um eine Strommenge abzuziehen, die geeignet ist, den Wert des Bezugssignals bei der Verbindungsstelle der Nachahmungswiderstände einzurich ten. Auf diese Wiese sieht die Nachahmungsschaltung die gewünschte Offset-Spannung vor, der die Treiberzelle folgen kann.

Diese sowie weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich deutlicher aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung. In den Figuren zeigt:

Fig. 1 eine herkömmliche Niederspannungs-Differenzsignaltreiberschaltung;

Fig. 2 zeigt eine Niederspannungs-Differenzsignaltreiberschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 3 zeigt eine Treiberzelle einer Niederspannungs-Differenzsignaltreiberschaltung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 4 zeigt eine Nachahmungsschaltung einer Niederspannungs-Differenzsignal treiberschaltung gemäß noch einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 5 zeigt eine Einschwinganalyse der Ergebnisse der Niederspannungs-Differenzsignal treiberschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 6 zeigt eine Einschwinganalyse der Ergebnisse der Niederspannungs-Differenzsignal treiberschaltung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 7 zeigt eine Einschwinganalyse der Ergebnisse der Niederspannungs-Differenzsignal treiberschaltung gemäß noch einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

In den Zeichnungen und der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform werden diesel ben Bezugszeichen verwendet, um gleiche oder ähnliche Einheiten zu bezeichnen.

In Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 2 eine LVDS- Treiberschaltung 200 gezeigt. Die LVDS-Treiberschaltung 200 umfaßt eine totempfahlartige Nachahmungsschaltung MC (Mimicking Circuit) mit einer Totempfahl-Konfiguration und einer Treiberzelle DC (Driver Cell), welche ebenfalls eine Totempfahl-Konfiguration hat. Die Treiberzelle DC umfaßt einen Operationsverstärker OPAMP1, der mit einem p-Kanal- Metalloxidhalbleiter (PMOS) P1 der Nachahmungsschaltung MC verbunden ist, und einen Operationsverstärker OPAMP2, der mit einem n-Kanal-Metalloxidhalbleiter (NMOS) N4 der Nachahmungsschaltung MC verbunden ist. Die Treiberzelle DC umfaßt auch einen Transistor P2, der ausreichend Treiberstrom I2 zuführt, um eine gewünschte Differenzausgangsspannung VOD über der ohm'schen Last RL einzurichten.

Zusätzlich umfaßt die Treiberzelle DC auch eine Stromlenkschaltung 201 mit einer H- Brückenschaltungskonfiguration. Ein Lastsegment LO erstreckt sich horizontal und enthält die ohm'sche Last RL. Dieses Lastsegment LO ist zwischen Endknoten 203, 205 angeschlos sen. Das vertikale Segment V1 erstreckt sich zwischen dem linken Endknoten 203 und dem Knoten ND2. Zwischen dem linken Endknoten 203 und dem gemeinsamen Knoten COM ist ein vertikales Segment V3 angeschlossen. Ein vertikales Segment V2 erstreckt sich zwischen dem rechten Endknoten 205 und dem Knoten ND2, während ein vertikales Segment V4 sich zwischen dem rechten Endknoten 205 und dem gemeinsamen Knoten COM erstreckt. Die Bezugnahme auf die "vertikale" und "horizontale" Ausrichtung der Segmente der modifi zierten H-Brückenschaltung 201 dient selbstverständlich lediglich der Beschreibung und be schreibt nicht notwendig das tatsächliche Layout der Schaltung 201. Jedes der vertikalen Segmente V1, V2, V3, V4 enthält jeweils eine NMOS-Schalter N21, N22, N23, N24.

Die Schalter N21 bis N24 werden von Eingangssignalen IN, INB gesteuert. Diese Eingangs signale IN, INB sind komplementäre Spannungspegel zwischen den Versorgungsschienen (Rail to Rail Voltage), so daß das Signal entweder "hoch" oder "niedrig" ist. Im Betrieb wer den die Spannungssignale IN, INB an die Gates der Transistoren N21-N24 angelegt, um Strom von dem Transistor P2 durch eine ohm'sche Last RL zu lenken, wie durch die Pfeile A und B gezeigt. Im vorliegenden Zusammenhang umfaßt der Begriff "Gate" im breitesten Sin ne jede Form eines Steueranschlusses zum Verändern des Schaltzustandes eines Bauelemen tes. Der Begriff "Gate" soll z. B. synonym zu der "Basis" eines bipolaren Transistors verstan den werden.

Um den Strom von dem Transistor P2 durch den Lastwiderstand RL in der durch den Pfeil A angegebenen Richtung zu lenken, wird ein Hochspannungspegel von dem Spannungssignal IN an die MOS-Schalter N21 und N24 angelegt, um diese Schalter einzuschalten, während ein niedriger Spannungspegel von dem Spannungssignal INB an die MOS-Schalter N22 und N23 angelegt wird, um diese Schalter während dieser Zeit ausgeschaltet zu halten. Wenn die Stromlenkschaltung 201 den Strom in diese Richtung lenkt, wird die Spannung am Aus gangsknoten 205 nach unten gezogen, und die Spannung am Ausgangsknoten 203 wird nach oben gezogen. Da der Ausgangstransistor N21 EIN ist, ist die hohe Ausgangsspannung VOH die Spannung am Ausgangsknoten 203, und die niedrige Ausgangsspannung VOL ist die Spannung am Ausgangsknoten 205.

Um umgekehrt Strom durch die ohm'sche Last RL in der durch den Pfeil B angegebenen Richtung zu lenken, wird ein hoher Spannungspegel von dem Spannungssignal INB an die MOS-Schalter N22 und N23 angelegt, um diese zu Leiten zu bringen, während die anderen Schalter N21 und N24 während dieser Zeit ausgeschaltet bleiben. Wenn die Stromlenkschal tung 201 den Strom in diese Richtung lenkt, wird die Spannung am Ausgangsknoten 205 nach oben gezogen, und die Spannung am Ausgangsknoten 203 wird nach unten gezogen. Da der Ausgangstransistor N23 EIN ist, ist somit die hohe Ausgangsspannung VOH die Spannung am Ausgangsknoten 205, und die niedrige Ausgangsspannung VOL ist die Spannung am Ausgangsknoten 203.

Die Nachahmungsschaltung MC stellt sicher, daß die Spannung an den Knoten ND2 und COM zwischen dem Umschalten der Transistoren N21-N24 konstant bleiben. Auf diese Wei se folgt eine Offset-Spannung VOS, die als der Mittelwert der hohen Ausgangsspannung VOH und der niedrigen Ausgangsspannung VOL im Bezug auf Masse definiert ist, wie in Gleichung (2) gezeigt, einer internen Bezugsspannung VREF.

Die Norm 644 der Electronics Industry of America (EIA) erfordert, daß die Offset-Spannung VOS innerhalb eines Bereichs von 1125 mV bis 1375 mV liegt. Üblicherweise ist es wün schenswert, daß die Offset-Spannung VOS einer Leitungstreiberschaltung ungefähr gleich 1200 mV ist, um Platz für Schwankungen, wie Prozeß- und Temperaturschwankungen, zu lassen, welche die Offset-Spannung VOS betreffen können.

Wie oben erwähnt, speist der Transistor P2 einen Ansteuerstrom I2, um eine gewünschte Dif ferenzausgangsspannung VOD über der ohm'schen Last RL einzurichten. Ein konstanter Nachahmungsansteuerstrom I2/n, der ein Bruchteil des Ansteuerstroms I2 ist, fließt von dem Transistor P2 durch die Nachahmungsschaltung MC. Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Transistor P1 der Ausgangstransistor einer Stromspiegelschaltung CMC und liefert diesen konstanten Strom 12/n, um eine konstante hohe Bezugsausgangsspannung VOHR am Knoten ND1 einzurichten. Der Operationsverstärker OPAMP1 stellt die Spannung am Knoten ND2, der bei dem Drain des Transistors P2 liegt, auf diese hohe Bezugsausgangsspannung VOHR ein. Die Nachahmungsschaltung MC richtet auch eine konstante niedrige Bezugsausgangs spannung VOLR beim Knoten ND6 ein. Der Operationsverstärker OPAMP2 stellt die Span nung beim Knoten COM, der bei dem Drain des Transistors N1 liegt, auf diese niedrige Be zugsausgangsspannung VOLR ein.

Um sicherzustellen, daß die Spannung beim Knoten ND1 gleich der Spannung beim Knoten ND2 ist und daß die Spannung beim Knoten ND6 gleich der Spannung beim Knoten COM ist, wird der Spannungsabfall über jeder Komponente der Treiberzelle DC bei jeder Kompo nente der Nachahmungsschaltung MC kopiert. Da der Nachahmungstreiberstrom I2/n nur gleich einem Bruchteil des Treiberstroms I2 durch die Treiberzelle DC ist, beträgt die Größe oder der Einschaltersatzwiderstand jedes Transistors P1, N2, N3, N4 der Nachahmungsschal tung MC einen gleichen Bruchteil (1/n) der Größe bzw. des Einschaltersatzwiderstandes jedes entsprechenden Transistors P2, N21 und N22, N23 und N24 bzw. N1 der Treiberzelle DC. Aus dem oberen Teil der Totempfahlkonfiguration sowohl der Nachahmungsschaltung MC als auch der Treiberzelle DC erkennt man, daß der Spannungsabfall über dem Transistor P1 gleich dem Spannungsabfall über dem Transistor P2 ist, und der Spannungsabfall über dem Transistor N2 ist gleich dem Spannungsabfall über den Schalttransistoren N21 und N22. Die beiden Widerstände R21 und R22 ahmen die ohm'sche Last RL nach, und jeder dieser Wider stände R21, R22 ist gleich (n.RL)/2, um sicherzustellen, daß der Spannungsabfall über den beiden Widerständen R21 und R22 gleich dem Spannungsabfall über der ohm'schen Last RL ist. Weiter unten in den Totempfahlkonfigurationen ist der Spannungsabfall über dem Transi stor N3 gleich dem über den Schalttransistoren N23 und N24, und der Spannungsabfall über dem Transistor N4 ist gleich dem über dem Transistor N1.

Der Operationsverstärker OPAMP3 steuert die Spannung am Gate des Transistors N4, so daß der durch die totempfahlartige Nachahmungsschaltung MC fließende Strom eine gewünschte Offset-Spannung VOS beim Knoten ND4, dem Verbindungspunkt der beiden Nachahmungs widerstände R21 und R22, ergibt. Eine Bezugsspannung VREF wird auf die gewünschte Offset-Spannung VOS eingestellt und bei dem invertierenden Eingangsanschluß des Operati onsverstärkers OPAMP3 eingegeben. Die Spannung am Knoten ND4 wird bei dem nicht- invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OPAMP3 eingegeben. Der Ope rationsverstärker OPAMP3 erfaßt die Differenz zwischen der Bezugsspannung VREF und der Spannung beim Knoten ND4, die an seine beiden Eingangsanschlüsse angelegt werden. Wenn die Spannung beim Knoten ND4 den Pegel der Bezugsspannung VREF überschreitet, steuert der Operationsverstärker OPAMP3 den Transistor N4 an, um ausreichend Strom zu ziehen, bis die Spannung beim Knoten ND4 gleich der Bezugsspannung VREF ist. Wenn insbesonde re die Spannung beim Knoten ND4 die Bezugsspannung VREF überschreitet, nimmt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP3 in Richtung der Spannungsversorgung VDD zu. Dies wiederum führt zur Erhöhung der Gate-Source-Spannung VGS des Transistors N4, so daß der Transistor N4 mehr Strom zieht, um die Spannung beim Knoten ND4 zu redu zieren. Wenn die Spannung beim Knoten ND4 unter die Bezugsspannung VREF fällt, nimmt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP3 in Richtung Schaltungsmasse ab. Dies wiederum senkt die Gate-Source-Spannung VGS des Transistors N4, so daß der Transi stor N4 abschaltet und dadurch weniger Strom zieht, um die Spannung beim Knoten ND4 zu erhöhen.

Im folgenden ist ein Ausführungsbeispiel des LVDS-Leitungstreibers 200 beschrieben. Bei dieser Ausführungsform hat die ohmsche Last RL einen Wert von 33 Ohm und eine ge wünschte Offset-Spannung VOS von 1,2 Volt. Die Bezugsspannung VREF wird daher auf 1,2 Volt eingestellt. Die Norm 644 der Electronics Industry of America (EIA) erfordert üblicher Weise, daß der gesamte Spannungsabfall über RL ungefähr 300 mV beträgt, unabhängig vom Wert der ohm'schen Last RL. Bei diesem Ausführungsbeispiel liefert der Ansteuerstrom I2 daher ungefähr 10 mA an die ohm'sche Last RL. Die Nachahmungsschaltung MC ist so kon figuriert, daß sie einen Nachahmungsansteuerstrom I2/n führt, dessen Wert ein Zehntel des Ansteuerstroms I2 beträgt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist n daher gleich 10, und der Nachahmungsansteuerstrom I2/10 beträgt ungefähr 1 mA. Zusätzlich ist der Transistor P1 der Nachahmungsschaltung MC ein Zehntel so groß wie der Transistor P2 der Treiberzelle DC, die Größe des Transistors N2 beträgt ein Zehntel der Größe der Transistoren N21 und N22, und die Größe des Transistors N3 beträgt ein Zehntel der Größe der Transistoren N23 und N24, die Größe des Transistors N4 beträgt ein Zehntel der Größe des Transistors N1. Die Wi derstände R21 und R22 haben den Wert (10.RL)/2 oder 5RL.

Wenn im Betrieb das Eingangssignal IN von einem niedrigen Zustand auf einen hohen Zu stand geht, schalten die Transistoren N21, N24 ein und lenken den Ansteuerstrom I2 vom Transistor P2 durch die ohmsche Last RL in die durch den Pfeil A angegebene Richtung. Wenn der Widerstandswert der ohmschen Last RL abnimmt, nimmt die hohe Ausgangsspan nung VOH zu, wodurch wiederum die Spannung am Knoten ND2 zunimmt. Wenn die hohe Ausgangsspannung VOH die hohe Ausgangsbezugsspannung VOHR überschreitet, steigt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP1 in Richtung der Versorgungsspannung VDD. Dies erhöht wiederum die Gate-Source-Spannung VGS des Transistors P2, wodurch der Transistor P2 allmählich abschaltet. Als ein Resultat speist der Transistor P2 weniger Strom, wodurch die Größe des Ansteuerstroms 12, der zu der ohm'schen Last RL geführt wird, gesenkt wird. Der Wert der hohen Ausgangsspannung VOH nimmt ab, bis er gleich der hohen Ausgangsbezugsspannung VOHR ist.

Wenn die niedrige Spannung VOL die niedrige Ausgangsbezugsspannung VOLR übersteigt, nimmt ähnlich das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP 1 in Richtung der Spannung VDD zu. Dies erhöht wiederum die Gate-Source-Spannung VGS des Transistors N1, wodurch der Transistor N1 mehr Strom von der ohm'schen Last RL zieht. Der Wert der niedrigen Ausgangsspannung VOL nimmt ab, bis er gleich der niedrigen Ausgangsbezugs spannung VOLR ist.

Wenn andererseits die hohe Ausgangsspannung VOH unter die hohe Ausgangsbezugsspan nung VOHR fällt, sinkt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP1 in Richtung Schaltungsmasse. Dies senkt wiederum die Gate-Source-Spannungs VGS des Transistors P2, wodurch der Transistor mehr Strom speist. Als eine Folge liefert der Transistor P2 einen grö ßeren Ansteuerstrom I2 an die ohm'sche Last RL. Der Wert der hohen Ausgangsspannung VOH nimmt zu, bis er gleich der hohen Ausgangsbezugsspannung VOHR ist.

Wenn die niedrige Ausgangsspannung VOL unter die niedrige Ausgangsbezugsspannung VOLR fällt, nimmt ähnlich das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OPAMP1 in Richtung Schaltungsmasse ab. Dies senkt wiederum die Gate-Source-Spannung VGS des Transistors N1, wodurch der Transistor N1 weniger Strom von der ohmschen Last RL zieht. Der Wert der niedrigen Ausgangsspannung VOL steigt, bis er gleich der niedrigen Ausgangs bezugsspannung VOLR ist.

Die Fähigkeit der LVDS-Treiberschaltung 200, einzustellen, wieviel Ansteuerstrom I2 not wendig ist, um die gewünschte Spannung über der ohm'schen Last RL einzurichten, stellt eine Verbesserung gegenüber der herkömmlichen LVDS-Treiberschaltung 100 dar. Durch diese Einstellung kann die LVDS-Treiberschaltung 200 selbst dann, wenn Änderungen der ohmschen Last RL (welche einen ursprünglichen Widerstandswert haben kann) auftreten, Schwankungen des Widerstandswerts tolerieren, ohne die Verträglichkeit zu verlieren. Bei einer Ausführungsform z. B. beträgt der Widerstandswert der ohmschen Last RL 50 Ohm, die LVDS-Treiberschaltung 200 kann jedoch Widerstandswerte zwischen 35 und 70 Ohm tolerie ren, ohne die Verträglichkeit zu verlieren. Anders als bei der Konstantstromquelle I1 der her kömmlichen LDVS-Treiberschaltung 100 (Fig. 1) liefern die Treibertransistoren P2 und N1 der Operationsverstärker OPAMP1 bzw. OPAMP2 ausreichend Strom an die ohm'sche Last RL, um die hohe Ausgangsspannung VOH und die niedrige Ausgangsspannung VOL bei den Bezugsspannungspegeln VOHR bzw. VOLR zu halten. Die LVDS-Treiberschaltung 200 kann daher Schwankungen des Widerstandswerts der ohm'schen Last RL kompensieren, um sowohl die Ausgangsdifferenzspannung VOD als auch die Offset-Spannung VOS konstant zu halten.

Bei einem Ausführungsbeispiel sind die Knoten ND3 und ND5 Ausgangspins, die mit exter nen Widerstandsschaltkreisen R21 und R22 verbunden werden können. Auf diese Weise kön nen die Widerstandswerte der Widerstände R21 und R22, welche die Widerstandswerte der ohm'schen Last RL imitieren, präzise vorgesehen werden.

Ein detailliertes, beispielhaftes Schaltbild der Treiberzelle DC ist in Fig. 3 gezeigt. Die Tansi storen P21 und P22 arbeiten analog zu dem Transistor P2 der Treiberzelle DC, die in Fig. 2 gezeigt ist. Der Transistor P23 hat die Funktion, einen Kurzschlußstrom von Ausgang zu Ausgang (IOS) zu begrenzen. Wenn der Ausgang der LVDS-Treiberschaltung 200 versehent lich zur Schaltungsmasse kurzgeschlossen wird, nimmt dadurch die Spannung über dem Wi derstand R31 zu, bis der Transistor P23 einschaltet, um die Gate-Source-Spannung VGS der Transistoren P21 und P22 zu reduzieren, anstatt die Transistoren N21 und N22 zu beschädi gen. Diese Konfiguration gewährleistet, daß eine sichere Stromgröße durch die Transistoren P21 und P22 fließt. Eine ähnliche IOS-Begrenzerfunktion wird von dem Transistor N13 und dem Widerstand R32 übernommen, um die Transistoren N11 und N12 zu schützen, die ana log zu dem Transistor N1 der Treiberzelle DC arbeiten, die in Fig. 2 gezeigt ist.

Ein Eingang des Operationsverstärkers OPAMP1 ist mit dem Knoten ND1 verbunden, der das hohe Ausgangsbezugsspannungssignal VOHR führt, und der andere Eingang ist mit dem Knoten ND2 verbunden, um eine Rückführschleife zu bilden. Der Ausgang des Operations verstärkers OPAMP1 steuert die Gates der Transistoren P21 und P22, um das Speisen des Ansteuerstroms I2 zur Stromlenkschaltung 201 zu kontrollieren. Ähnlich ist ein Eingang des Operationsverstärkers OPAMP2 mit dem Knoten ND6 verbunden, der das niedrige Aus gangsbezugsspannungssignal VOLR führt, und der andere Eingang ist mit dem Knoten COM verbunden, um eine Rückführungsschleife zu bilden. Der Ausgang des Operationsverstärkers OPAMP2 steuert die Gates der Transistoren N11 und N12, um das Abziehen von Strom von der Stromlenkschaltung 201 zu kontrollieren. Die Operationsverstärker OPAMP1 und OPAMP2 können auch Ausgleichskondensatoren (nicht gezeigt) aufweisen, um eine Schwin gung der Operationsverstärker OPAMP1 und OPAMP2 zu verhindern.

Die Schalttransistoren N21 bis N24 werden von einem Enablesignal EN_D und einem Ein gangssignal IN gesteuert. Das Enabelsignal EN_D wird in einen Invertierer IV31 eingegeben. Der Ausgang des Invertierers IV31 wird bei einem Eingang jedes NICHT-ODER-Gatters (NOR-Gatter) NOR31 bis NOR34 eingegeben. Das Eingangssignal IN geht durch Verzöge rungsinvertierer IV32 bis IV33, bevor es in die NOR-Gatter NOR31 bis NOR32 eingegeben wird. Wenn daher das Eingangssignal IN niedrig und das Enablesignal EN_D hoch ist, ist der Ausgang der NOR-Gatter NOR31-NOR32 hoch, und die Transistoren N22 und N23 schalten ein. Das Eingangssignal IN geht auch durch einen Verzögerungsinvertierer IV34 und eine Verzögerungsschaltung DELAY, bevor es in die NOR-Gatter NOR33-NOR34 eingegeben wird. Wenn also das Eingangssignal IN niedrig und das Enablesignal EN_D hoch ist, ist der Ausgang der NOR-Gatter NOR33-NOR34 hoch, und die Transistoren N21 und N24 schalten ein.

Ein detaillierter, beispielhafter Schaltplan der Nachahmungsschaltung MC ist in Fig. 4 ge zeigt. Die Transistoren P41-P43 und P2 werden von einer gemeinsamen Bezugsspannung VREF1 vorgespannt, um einen Nachahmungsansteuerstrom I2/n vorzusehen. Der pnp- Transistor PNP und die Widerstände R41-R44 bilden gemeinsam eine Bandlückenbezugs spannung VREF, die über der Temperatur konstant ist. Bei einer Ausführungsform beträgt die Bandlückenbezugsspannung VREF ungefähr 1,2 Volt. Diese Bezugsspannung VREF wird an den Transistor P44 angelegt, der einen Eingang des Operationsverstärkers OPAMP3 bildet. Der andere Eingang des Operationsverstärkers OPAMP3 ist der Transistor P45, der mit dem Knoten ND4 verbunden ist. Die Transistoren N46 und N47 bilden eine aktive Last für den Differenzverstärker, der die Transistoren P44 und P45 umfaßt. Das Ausgangssignal des Ope rationsverstärkers OPAMP3 wird von dem Drain des Transistors P44 abgenommen und an das Gate des Transistors N4 angelegt. Der Transistor N48 (der als Kapazität angeschlossen ist) und der Widerstand R45 bilden ein Tiefpaßfilter, um eine Schwingung des Operationsver stärkers OPAMP3 zu verhindern.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel werden die Transistoren N49 und N50 hinzugefügt, um einen Strom ziehenden Spiegel zu bilden. Diese Transistoren N49 und N50 ziehen Strom durch den Widerstand R40, um einen konstanten Spannungsabfall über R40 vorzusehen. Auf diese Weise ist das Gate des Transistors N3 auf derselben Spannung wie die Gates der Schalttransistoren N23 und N24. Der Transistor N3 hat daher dieselbe Drain-Source- Spannung VDS und dieselbe Gate-Source-Spannung VGS wie die Schalttransistoren N23 und N24.

Fig. 5 zeigt ein simuliertes Einschwingverhalten der hohen Ausgangsbezugsspannung VOHR beim Knoten ND1, der hohen Ausgangsspannung VOH beim Knoten 203 oder 205, abhängig davon, welcher Schalttransistor N21, N22 leitet, der niedrigen Ausgangsspannung VOL beim Knoten 203 oder 205, abhängig davon, welcher Schalttransistor N23, N24 leitet, und der nied rigen Ausgangsbezugsspannung VOLR beim Knoten ND6. Diese Figur zeigt ein übliches simuliertes Einschwingverhalten bei ungefähr 27°C mit einer Spannungsversorgung VDD von 3,3 Volt und einer Bezugsspannung VREF von 1,2 Volt. Die Spitzen jedes der vier Ein schwingsignale treten während des Schaltens der Transistoren N21-N24 auf. Wie man erken nen kann, bleibt die Spannung bei den Knoten ND2 und COM zwischen den Schaltübergän gen praktisch konstant. Fig. 6 und 7 zeigen ähnliche simulierte Einschwingverhalten, welche sich ergeben, wenn die Temperatur etwa 150°C bzw. etwa -40°C beträgt.

Ein weiterer Vorteil des LVDS-Treibers 200 ist die Überwindung von Ausgangsimpedanz problemen, die bei einem herkömmlichen LVDS-Treiber 100 (Fig. 1) auftreten. Die in den Fig. 5 bis 7 gezeigt Kleinsignalanalyse macht deutlich, daß die Spannung bei den Knoten ND2 und COM zwischen den Schaltübergängen konstant bleiben. Diese Knoten ND2, COM sind daher äquivalent zu der Kleinsignalanalyse bei Schaltungsmasse. Die einzige Aus gangsimpedanz in dem LVDS-Treiber 200 ist die Impedanz aufgrund des Schaltens der Tran sistoren N21-N24. Daher eliminiert der LVDS-Treiber 200 nicht nur Impedanzunsymmetrien, sondern die Impedanz des LVDS-Treibers 200 ist auch wesentlich niedriger als bei einer her kömmlichen LVDS-Treiberschaltung 100.

Dem Fachmann auf diesem Gebiet werden sich zahlreiche weitere Modifikationen und Ab wandlungen der Struktur und des Verfahrens der Erfindung ergeben, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen. Obwohl die Erfindung in Verbindung mit bestimmten bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, muß man verstehen, daß die beanspruchte Erfindung durch diese speziellen Ausführungsformen nicht beschränkt werden soll.

Claims

1. Einrichtung umfassend eine Leitungstreiberschaltung zum Liefern eines Differenzsi gnals an einen externen Schaltreis, bei der die Leitungstreiberschaltung folgende Merkmale aufweist:
ein erster und ein zweiter Ausgangsknoten, die mit einem externen Schaltkreis ver bindbar sind und einen ersten und einen zweiten Ansteuerstrom führen;
eine Stromspeiseschaltung, die so konfiguriert ist, daß sie einen dritten Ansteuerstrom erzeugt;
eine Stromlenkschaltung, die mit der Stromspeiseschaltung bei einem ersten Signal knoten sowie mit dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt und so kon figuriert ist, daß sie ein erstes und ein zweites Eingangssignal empfängt und abhängig davon den dritten Ansteuerstrom in eine erste und eine zweite Richtung lenkt, um den ersten und den zweiten Ansteuerstrom vorzusehen, wobei der erste und der zweite An steuerstrom gemeinsam bei dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten ein Diffe renzausgangssignal bilden;
eine erste Einstellschaltung, die mit der Stromspeiseschaltung und der Stromlenk schaltung gekoppelt ist;
eine Stromverbraucherschaltung, die mit der Stromlenkschaltung bei einem zweiten Signalknoten verbunden ist;
eine zweite Einstellschaltung, die mit der Stromverbraucherschaltung und der Strom lenkschaltung verbunden ist; und
eine Nachahmungsschaltung, die mit der ersten und der zweiten Einstellschaltung ver bunden und so konfiguriert ist, daß sie ein erstes Bezugssignal an die erste Einstell schaltung und ein zweites Bezugssignal an die zweite Einstellschaltung liefert, wobei die erste Einstellschaltung ein erstes Knotensignal bei dem ersten Signalknoten mit dem ersten Bezugssignal vergleicht und dann, wenn das erste Knotensignal das erste Bezugssignal überschreitet, die Stromspeiseschaltung ansteuert, um Strom zu der Stromlenkschaltung zu führen, um einen vorgegebenen Wert des Differenzausgangs signals aufrechtzuerhalten, und
die zweite Stromeinstellschaltung ein zweites Knotensignal bei dem zweiten Signal knoten mit dem zweiten Bezugssignal vergleicht und dann, wenn das zweite Knoten signal das zweite Bezugssignal überschreitet, die Stromverbraucherschaltung ansteu ert, um Strom von der Stromlenkschaltung zu ziehen, um den vorgegebenen Wert des Differenzausgangssignals aufrechtzuerhalten.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, bei der die erste und die zweite Einstellschaltung einen ersten bzw. einen zweiten Operationsverstärker umfassen.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Stromspeiseschaltung einen Strom speisetransistor und die Stromverbraucherschaltung einen Stromverbrauchertransistor aufweist.

4. Einrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der
das erste Bezugssignal ein hohes Ausgangsspannungsbezugssignal umfaßt;
das zweite Bezugssignal ein niedriges Ausgangsspannungsbezugssignal umfaßt;
das erste Knotensignal ein hohes Ausgangsspannungssignal umfaßt, das einen hohen Wert hat, der im Verhältnis zu dem Differenzausgangssignal variiert; und
das zweite Knotensignal ein niedriges Ausgangsspannungssignal umfaßt, daß einen niedrigen Wert hat, der im Verhältnis zu dem Differenzausgangssignal variiert.

5. Einrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die Nachahmungs schaltung folgende Merkmale aufweist:
eine Nachahmungsstromspeiseschaltung zum Vorsehen eines Nachahmungsansteuer stroms;
eine erste Nachahmungswiderstandsschaltung, die mit der Nachahmungsstromspeise schaltung gekoppelt ist, wobei ein erster Nachahmungsspannungsabfall über der ersten Nachahmungswiderstandsschaltung proportional zu einem ersten Ansteuerspannungs abfall zwischen dem ersten Signalknoten und dem ersten Ausgangsknoten ist;
eine zweite Nachahmungswiderstandsschaltung, die mit der ersten Nachahmungswi derstandsschaltung gekoppelt ist, wobei ein zweiter Nachahmungsspannungsabfall über der zweiten Nachahmungswiderstandsschaltung proportional zu einem zweiten Ansteuerspannungsabfall zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten ist;
eine dritte Nachahmungswiderstandsschaltung, die mit der zweiten Nachahmungswi derstandsschaltung gekoppelt ist, wobei ein dritter Nachahmungsspannungsabfall über der dritten Nachahmungswiderstandsschaltung proportional zu einem dritten Ansteu erspannungsabfall zwischen dem zweiten Knoten und dem zweiten Signalknoten ist; und
eine Nachahmungsstromverbraucherschaltung, die mit der zweiten Nachahmungswi derstandsschaltung verbunden ist.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, bei welcher der Nachahmungsansteuerstrom proportio nal zu einem Bruchteil des dritten Ansteuerstroms ist.

7. Einrichtung nach Anspruch 5 oder 6, bei der die externe Schaltung eine ohm'sche Last mit einem externen Lastwiderstand aufweist, der zwischen dem ersten und dem zwei ten Ausgangsknoten angeschlossen ist.

8. Einrichtung nach Anspruch 7, bei der die zweite Nachahmungswiderstandsschaltung eine erste Lastwiderstandsschaltung in Reihe mit einer zweiten Lastwiderstandsschal tung aufweist, wobei eine Summe aus einem Widerstandswert der ersten Lastwider standsschaltung und der zweiten Lastwiderstandsschaltung proportional zu dem exter nen Lastwiderstand ist.

9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, mit einer dritten Einstellschaltung, die mit der Nachahmungsstromverbraucherschaltung und der zweiten Nachahmungswi derstandsschaltung verbunden und so konfiguriert ist, daß sie eine Spannung in der zweiten Nachahmungswiderstandsschaltung mit einer gewünschten Offsetbezugsspan nung vergleicht, und wenn die Spannung der zweiten Nachahmungswiderstandsschal tung die gewünschte Offsetbezugsspannung überschreitet, steuert die dritte Einstell schaltung die Stromverbraucherschaltung, um den Nachahmungsansteuerstrom abzu ziehen, bis die Spannung in der zweiten Nachahmungswiderstandsschaltung propor tional zur gewünschten Offsetbezugsspannung ist.

10. Einrichtung nach Anspruch 9, bei der die dritte Einstellschaltung einen Operationsver stärker umfaßt.

11. Einrichtung mit einer Leitungstreiberschaltung zum Liefern eines Differenzsignals an einen externen Schaltkreis, bei der die Leitungstreiberschaltung folgende Merkmale aufweist:
einen ersten und einen zweiten Ausgangsknoten, die mit einem externen Schaltkreis verbindbar sind und einen ersten und einen zweiten Ansteuerstrom führen;
eine Treiberzelle mit
einer Ansteuerstromspeiseschaltung, die so konfiguriert ist, daß sie einen drit ten Ansteuerstrom erzeugt;
einer Ansteuerstromverbraucherschaltung;
einem ersten und einem zweiten Transistor, die zwischen der Ansteuerstrom speiseschaltung und der Ansteuerstromverbraucherschaltung angeschlossen und so konfiguriert sind, daß sie ein erstes Eingangssignal empfangen und abhängig davon den dritten Ansteuerstrom in eine erste Richtung lenken, um den ersten Ansteuerstrom vorzusehen;
einem dritten und einem vierten Transistor, die zwischen der Ansteuerstrom speiseschaltung und der Ansteuerstromverbraucherschaltung angeschlossen und so konfiguriert sind, daß sie ein zweites Eingangssignal empfangen und abhängig davon den dritten Ansteuerstrom in eine zweite Richtung lenken, um den zweiten Ansteuer strom vorzusehen, wobei der erste und der zweite Ansteuerstrom zusammen ein Diffe renzausgangssignal bei dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten bilden;
einer ersten Einstellschaltung, die mit der Stromspeiseschaltung bei einem er sten Signalknoten verbunden ist;
einer zweiten Einstellschaltung, die mit der Stromverbraucherschaltung bei ei nem zweiten Signalknoten verbunden ist; und
eine Nachahmungsschaltung mit
einer Nachahmungsstromspeiseschaltung, die mit der ersten Einstellschaltung verbunden und so konfiguriert ist, daß sie einen Nachahmungsansteuerstrom liefert,
wobei eine erste Nachahmungsspannung über der Nachahmungsstromspeiseschaltung proportional zu einer ersten Ansteuerspannung über der Ansteuerstromspeiseschaltung ist;
einem ersten Nachahmungstransistor, der mit der Nachahmungsstromspeise schaltung verbunden ist, wobei eine zweite Nachahmungsspannung über dem ersten Nachahmungstransistor proportional zu einer zweiten Treiberschaltung über dem er sten und dem vierten Transistor ist;
einer Nachahmungswiderstandsschaltung, die mit dem ersten Nachah mungstransistor verbunden ist, wobei eine dritte Nachahmungsspannung über der Nachahmungswiderstandsschaltung proportional zu einer dritten Ansteuerspannung zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten ist;
einem zweiten Nachahmungstransistor, der mit der Nachahmungswiderstands schaltung und der zweiten Einstellschaltung verbunden ist, wobei eine vierte Nachah mungsspannung über dem zweiten Nachahmungstransistor proportional zu einer vier ten Ansteuerspannung über dem zweiten und dem dritten Transistor ist; und
einer Nachahmungsstromverbraucherschaltung, die mit dem zweiten Nachah mungstransistor verbunden ist, wobei eine fünfte Nachahmungsspannung über der Nachahmungsstromverbraucherschaltung proportional zu einer fünften Ansteuerspan nung über der Stromverbraucherschaltung ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 11, bei der
die erste Einstellschaltung ein erstes Knotensignal bei dem ersten Signalknoten mit dem ersten Bezugssignal vergleicht und abhängig davon die Speiseschaltung steuert, um Strom zu der Stromlenkschaltung zu speisen, um einen vorgegebenen Wert des Differenzausgangssignals aufrechtzuerhalten, und
die zweite Einstellschaltung eines zweites Knotensignal bei dem zweiten Signalknoten mit dem zweiten Bezugssignal vergleicht und abhängig davon die Stromverbraucher schaltung steuert, um Strom von der Stromlenkschaltung zu ziehen, um den vorgege benen Wert des Differenzausgangssignals aufrechtzuerhalten.

13. Verfahren zum Aufrechterhalten eines vorgegebenen Werts eines Differenzausgangs signals einer Leitungstreiberschaltung, mit folgenden Verfahrensschritten:
Führen eines ersten und eines zweiten Ansteuerstroms über einen ersten und einen zweiten Ausgangsknoten;
Vorsehen eines dritten Ansteuerstroms durch eine Stromspeiseschaltung über einen er sten Signalknoten;
Lenken des dritten Ansteuerstroms in eine erste und eine zweite Richtung, um den er sten und den zweiten Ansteuerstrom an den ersten und den zweiten Ausgangsknoten zu liefern, wobei der erste und der zweite Ansteuerstrom gemeinsam ein Diffe renzausgangssignal bei dem ersten und dem zweiten Ausgangsknoten bilden;
Abziehen eines Teils des dritten Ansteuerstroms durch eine Stromverbraucherschal tung über einen zweiten Signalknoten;
Vergleichen eines ersten Knotensignals bei dem ersten Signalknoten mit einem ersten Bezugssignal und abhängig davon Steuern der Stromspeiseschaltung, um den dritten Ansteuerstrom zuzuführen, um einen vorgegebenen Wert des Differenzausgangs signals aufrechtzuerhalten; und
Vergleichen eines zweiten Knotensignals bei dem zweiten Signalknoten mit einem zweiten Bezugssignal und abhängig davon Steuern der Stromverbraucherschaltung, um den Teil des dritten Ansteuerstroms abzuziehen, um den vorgegebenen Wert des Differenzausgangssignals aufrechtzuerhalten.

14. Verfahren nach Anspruch 13 mit dem weiteren Verfahrensschritt:
Führen eines Nachahmungsansteuerstroms, der proportional zu dem dritten Ansteuer strom ist, zu einer Nachahmungsschaltung und abhängig davon Erzeugen des ersten und des zweiten Bezugssignals.