CN1591965B - 层叠型带通滤波器 - Google Patents

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Abstract

层叠型带通滤波器包含：不平衡输入端，两个平衡输出端，以及设置在不平衡输入端与两个平衡输出端之间的带通滤波部分。带通滤波器部分包含分别由TEM线路构成的多个谐振器。另外，层叠型带通滤波器还包含用于集成多个谐振器的多层基片。作为谐振器，带通滤波器部分包含输入谐振器和由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器。不平衡输入端通过电容器连接到谐振器，各平衡输出端分别通过电容器连接到谐振器。

Description

层叠型带通滤波器
技术领域
本发明涉及有平衡输出端的层叠型带通滤波器。
背景技术
在便携电话等无线通信设备中，由于强烈要求小型化、薄型化，需要高密度的元件安装技术。因而，也提出了使用多层基片来集成元件。
可是，作为无线通信设备中的部分之一，有对接收信号进行滤波的带通滤波器。作为该带通滤波器，据知有例如特开2003-87008公报所述的层叠型带通滤波器。该层叠型带通滤波器包含有使用多层基片上的导体层构成的谐振器。
但是，现有的层叠型带通滤波器输入输出以接地电位作为基准电位的不平衡信号。因此，为了将该带通滤波器的输出信号输入到平衡输入型的放大器中，需要有将不平衡信号变换成由彼此相位相差大致180°、振幅大致相等的两个信号构成的平衡信号的平衡-不平衡转换器。该平衡-不平衡转换器也可以用多层基片上的导电层来构成。
一直以来，上述带通滤波器和平衡-不平衡转换器相互作为个别电路来构成。另外，在特开2003-87008号公报上记载了用多层基片将滤波器和平衡-不平衡转换器一体化而构成的层叠型介质滤波器。
另外，在特开2000-349505号公报上记载了可不用平衡-不平衡转换器而进行平衡信号的输入输出的介质滤波器。该介质滤波器中设有：两端开路或短路的1/2波长谐振器，一端被短路、另一端开路的1/4波长谐振器，耦合在1/4波长谐振器上的不平衡端子，以及在1/2波长谐振器的两个开路端子附近分别耦合的两个平衡端子。
在带通滤波器和平衡-不平衡转换器相互作为个别电路构成的情况下，由于元件个数多，包含带通滤波器和平衡-不平衡转换器的电路存在所谓高功耗、大尺寸的问题。在特开2003-87008号公报中记载的层叠型介质滤波器中，滤波器和平衡-不平衡转换器用多层基片一体化构成，但由于滤波器和平衡-不平衡转换器构成个别电路，未能解决上述的问题。
在记载于特开2000-349505号公报上的介质滤波器中，两个平衡端子被配置在与1/2波长谐振器分离的位置上，通过各自在1/2波长谐振器与平衡端子之间产生的电容耦合到1/2波长谐振器上。
可是，在决定滤波器的特性方面有一个重要的参数是外部Q值。所谓外部Q值，是由连接在谐振器上的外部电路的电阻产生的Q值。外部Q值对谐振器的谐振特性的锐度带来影响。另外，外部Q值的大小依赖于谐振器与外部电路的耦合强度，耦合越大，外部Q值越小。
参照图42，这里，就在信号源通过电容器连接到谐振器上的情况下，电容器的电容与外部Q值的关系进行说明。作为一例，这里就谐振器是1/4波长谐振器的情况进行说明。图42所示的电路包含一端被短路、另一端开路的1/4波长谐振器501。在1/4波长谐振器501的开路端上，通过电容器502连接信号源503的一端。信号源503的另一端通过电阻504接地。再者，电阻504代表性地表示信号源503的内部电阻等，以及通过电容器502连接到1/4波长谐振器501的外部电路电阻。
这时，将1/4波长谐振器501的特性阻抗设为Z0，电容器502的电容设为CC，将信号源503输出的信号的角频率设为ω，将电阻504的电阻值设为R，将谐振器501的外部Q值设为Qe。
Qe用下式表示。其中，Qc＝ωCCR
Qe＝(Rπ/4Z0)(1+1/QC 2)+1/QC
从该式可知，电容器502的电容CC越大，Qe越小，亦即谐振器501与信号源503的耦合变大。
一旦决定了滤波器的特性即中心频率、带宽、级数、纹波的大小，就决定了其需要的外部Q值。这里，当电阻值小的时候，由于电容CC也可以不大，Qe的调整比较容易。但是，若电阻值R增大，为了得到希望的Qe就需要大的电容CC。另外，在增大滤波器的带宽的情况下，需要减小Qe，这时也需要大的电容CC。
在特开2000-349505号公报所记载的介质滤波器中，在介质块的外面设置端子电极，使该端子电极与内导体之间产生电容。这样的结构难以得到大电容，其理由如下。也就是说，在端子电极与内导体之间产生的电容与端子电极的面积成正比，与端子电极和内导体之间的距离成反比。但是，从介质滤波器的尺寸考虑，增大端子电极的面积是困难的。另外，如果减小在端子电极与内导体之间的介质块的厚度，由于构成介质块的陶瓷在煅烧时会破裂，因此也难以减小端子电极与内导体的间距。
再有，在记载于特开2000-349505号公报的介质滤波器中，大幅度改变端子电极的面积和端子电极与内导体的距离是困难的。因此，在该介质滤波器中，难以调整发生在端子电极与内导体之间的电容。
出于这些理由，在记载于特开2000-349505号公报的介质滤波器中，存在着滤波器的特性的调整困难的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供可以输出平衡信号的、小型的、特性调整容易的层叠型带通滤波器。
本发明的第一和第二叠型带通滤波器中设有：输入不平衡信号的不平衡输入端；输出平衡信号的两个平衡输出端；包含分别由TEM线路构成的多个谐振器的、设于不平衡输入端与平衡输出端之间的带通滤波器部分；以及用于集成多个谐振器的多层基片。
本发明的第一层叠型带通滤波器中，带通滤波器部分包含的谐振器有：连接不平衡输入端的输入谐振器和由两端开路的1/2波长谐振器构成的、连接平衡输出端的平衡输出用1/2波长谐振器。另外，该层叠型带通滤波器还包含由多层基片的一部分构成的电容器，该电容器至少设在不平衡输入端与输入谐振器之间和各平衡输出端与平衡输出用1/2波长谐振器之间这两处中的一处。在各平衡输出端与平衡输出用1/2波长谐振器之间设置第一和第二输出用电容器，作为电容器。这时，一个平衡输出端，可以通过第一输出用电容器连接到平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的一个端部，另一个平衡输出端可以通过第二输出用电容器连接到平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的另一端部。再者，这时，第一输出用电容器的电容与第二输出用电容器的电容不同。
在本发明的第一层叠型带通滤波器中，两个平衡输出端连接到由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器上。因而，若采用第一层叠型带通滤波器，可不用设置平衡-不平衡转换器而由两个平衡输出端输出平衡信号。另外，在该层叠型带通滤波器中，至少在不平衡输入端与输入谐振器之间和各平衡输出端与平衡输出用1/2波长谐振器之间这两处中的一处设置由多层基片的一部分构成的电容器。在该层叠型带通滤波器中，容易调整电容器的电容，因而，滤波器的特性也容易调整。
另外，本发明的第一层叠型带通滤波器的多个谐振器中至少一个，与其形状为矩形的情况相比，可以做成电容值或电感值大的形状。
再有，本发明的第一层叠型带通滤波器中，带通滤波器部分也可包含至少一个其两端通过电容器连接的两端开路的1/2波长谐振器。
本发明的第二层叠型带通滤波器中，带通滤波器部分包含：由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器；以及在平衡输出用1/2波长谐振器与平衡输出端之间设置的分别由1/4波长谐振器构成的1级(以一对1/4波长谐振器作为1级)以上的平衡输出用1/4波长谐振器。各平衡输出端分别连接最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器。另外，该层叠型带通滤波器还设有由多层基片的一部分构成的电容器，至少设置在不平衡输入端与连接它的谐振器之间和在各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器之间这两处中的一处。作为所述平衡输出用1/4波长谐振器，仅设置最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器，该最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的一个对半部分相耦合，所述最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的另一对半部分相耦合；所述最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器，用相同的耦合方法与所述平衡输出用1/2波长谐振器相耦合。
本发明的第二层叠型带通滤波器中设有由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器，以及设置在该平衡输出用1/2波长谐振器与平衡输出端之间的、1级或1级以上的平衡输出用1/4波长谐振器；两个平衡输出端分别连接最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器。因而，若采用第二层叠型带通滤波器，可以不用设置平衡-不平衡转换器而由两个平衡输出端输出平衡信号。还有，在该层叠型带通滤波器中设置由多层基片的一部分构成的电容器，至少设置在不平衡输入端与连接它的谐振器之间和各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器之间这两处中的一处。在该层叠型带通滤波器中，容易调整电容器的电容，从而也容易调整滤波器的特性。
本发明的第二层叠型带通滤波器中，也可以仅设置最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器作为平衡输出用1/4波长谐振器。而且，可以将该最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个耦合到平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的一个对半部分，而将最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个耦合到平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的另一对半部分。
最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器可用相同的耦合方法耦合到平衡输出用1/2波长谐振器。另外，可以将最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的一个对半部分上，而将一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的另一对半部分上。
另外，本发明的第二层叠型带通滤波器中，其中设有输入不平衡信号的不平衡输入端，输出平衡信号的两个平衡输出端，含有分别由TEM线路构成的多个谐振器的、设于所述不平衡输入端与所述平衡输出端之间的带通滤波器部分，以及用于集成所述多个谐振器的多层基片，其特征在于：所述带通滤波器部分包含由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器，以及分别由1/4波长谐振器构成的、在所述平衡输出用1/2波长谐振器与所述平衡输出端之间设置的1级或1级以上的平衡输出用1/4波长谐振器，作为所述谐振器，其中，以一对1/4波长谐振器为1级；各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器各自连接；层叠型带通滤波器还设有由所述多层基片的一部分构成的电容器，设于不平衡输入端与同它相连的谐振器之间和各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器之间这两处中的至少一处；平衡输出用1/4波长谐振器被多级设置，可以将最接近于平衡输出用1/2波长谐振器的第一级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的一个对半部分，而将第一级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的另一对半部分。
第一级的一对平衡输出用1/4波长谐振器，也可用相同的耦合方法耦合到平衡输出用1/2波长谐振器。另外，也可将第一级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的一个对半部分，而将第一级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器纵向上的另一对半部分。还有，各级的一对平衡输出用1/4波长谐振器也可用相同的方法耦合到其前级或后级的一对平衡输出用1/4波长谐振器。
另外，本发明的第二层叠型带通滤波器中，多个谐振器中的至少一个，与其形状为矩形的情况相比，可以做成电容或电感大的形状。
再有，本发明的第二层叠型带通滤波器中，带通滤波器部分也可包含至少一个其两端通过电容器连接的两端开路的1/2波长谐振器。
在本发明的第一层叠型带通滤波器中，作为谐振器，设有多个谐振器的带通滤波器部分包括：连接不平衡输入端的输入谐振器，以及连接由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出端的平衡输出用1/2波长谐振器。另外，本发明的层叠型带通滤波器设有用于集成多个谐振器的多层基片。还有，在本发明的层叠型带通滤波器中，至少在不平衡输入端与输入谐振器之间和各平衡输出端与平衡输出用1/2波长谐振器之间这两处中的一处设置由多层基片的一部分构成的电容器。综上所述，依据本发明，可以实现可输出平衡信号的、小型的、特性容易调整的层叠型带通滤波器。
另外，本发明的第二层叠型带通滤波器中，设有多个谐振器的带通滤波器部分包括如下的谐振器：由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器，以及分别由1/4波长谐振器构成的、设置在平衡输出用1/2波长谐振器与平衡输出端之间的、1级(一对1/4波长谐振器作为1级)以上的平衡输出用1/4波长谐振器；各平衡输出端分别连接最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器。再者，本发明的层叠型带通滤波器设有用于集成多个谐振器的多层基片。并且，在本发明的层叠型带通滤波器中，至少在不平衡输入端与连接它的谐振器之间和各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器之间这两处中的一处，设置由多层基片的一部分构成的电容器。综上所述，若用本发明，可以实现可输出平衡信号、小型的、特性容易调整的层叠型带通滤波器。
本发明的其它目的、特征和利益，通过以下的说明当可充分了解。
附图说明
图1是表示本发明第一实施例的层叠型带通滤波器的基本结构的说明图。
图2是表示两端开路的1/2波长谐振器的说明图。
图3是表示两端短路的1/2波长谐振器的说明图。
图4是表示1/4波长谐振器的说明图。
图5是用于说明本发明第一实施例的层叠型带通滤波器的作用的说明图。
图6是表示一例用本发明第一实施例中的多层基片的导体层形成的电容器结构的说明图。
图7是表示一例用本发明第一实施例中的多层基片的导体层形成的电容器结构的说明图。
图8是本发明第一实施例中的第一结构例的层叠型带通滤波器的电路图。
图9是表示一例实现图8所示的叠型带通滤波器的多层基片结构的分解透视图。
图10是表示一例图9所示的多层基片的外观的透视图。
图11是本发明第一实施例中的第二结构例的层叠型带通滤波器的电路图。
图12是表示一例实现图11所示的层叠型带通滤波器的多层基片结构的分解透视图。
图13是本发明第一实施例中的第三结构例的层叠型带通滤波器的电路图。
图14是表示一例实现图13所示的层叠型带通滤波器的多层基片结构的分解透视图。
图15是本发明第一实施例中的第四结构例的层叠型带通滤波器的电路图。
图16是表示一例实现图15所示的层叠型带通滤波器的多层基片结构的分解透视图。
图17是表示图8所示的层叠型带通滤波器的衰减/介入损耗特性的特性图。
图18是表示图8所示的层叠型带通滤波器的反射损耗特性的特性图。
图19是表示图8所示的层叠型带通滤波器的平衡输出端的输出信号的振幅差的频率特性的特性图。
图20是表示图8所示的层叠型带通滤波器的平衡输出端的输出信号的相位差的频率特性的特性图。
图21是表示本发明第二实施例的层叠型带通滤波器的基本结构的说明图。
图22是用于说明作为谐振器的耦合方法的叉指耦合的说明图。
图23是用于说明作为谐振器的耦合方法的梳状线(コムラィン)耦合的说明图。
图24是用于说明平衡输出用1/4波长谐振器和平衡输出用1/2波长谐振器的耦合方法的说明图。
图25是用于说明平衡输出用1/4波长谐振器与平衡输出用1/2波长谐振器的耦合方法的说明图。
图26是用于说明平衡输出用1/4波长谐振器与平衡输出用1/2波长谐振器的耦合方法的说明图。
图27是用于说明平衡输出用1/4波长谐振器与平衡输出用1/2波长谐振器的耦合方法的说明图。
图28是用于说明平衡输出用1/4波长谐振器与平衡输出用1/2波长谐振器的耦合方法的说明图。
图29是用于说明相邻2级的平衡输出用1/4波长谐振器的耦合方法的说明图。
图30是用于说明相邻2级的平衡输出用1/4波长谐振器的耦合方法的说明图。
图31是表示本发明第三实施例中的谐振器的形状之第一例的说明图。
图32是表示一例实现图31所示的谐振器的多层基片结构的分解透视图。
图33是表示本发明的第三实施例中的谐振器的形状之第二例的说明图。
图34是表示一例实现图33所示的谐振器的多层基片结构的分解透视图。
图35是表示本发明的第三实施例中的谐振器的形状之第三例的说明图。
图36是表示一例实现图35所示的谐振器的多层基片结构的分解透视图。
图37是表示第一至第三例的谐振器的等效电路的电路图。
图38是表示一例实现本发明的第三实施例中的第四例的谐振器的多层基片的结构的的分解透视图。
图39是表示由本发明第四实施例中的两端开路的1/2波长谐振器及电容器构成的电路的电路图。
图40是表示与图39所示的电路等效的电路的电路图。
图41是表示一例实现由图39所示的谐振器和电容器构成的电路的多层基片结构的分解透视图。
图42是用于说明信号源通过电容器连接到谐振器时电容器的电容与外部Q值的关系的电路图。
具体实施方式
下面，参照附图就本发明的实施例进行详细说明。
[第一实施例]
首先，参照图1，就本发明第一实施例的层叠型带通滤波器的基本结构进行说明。如图1所示，本实施例的层叠型带通滤波器1包含输入不平衡信号的一个不平衡输入端2，输出平衡信号的两个平衡输出端3A、3B，设置在不平衡输入端2与平衡输出端3A、3B之间的带通滤波器部分4。带通滤波器部分4包含分别由TEM线路构成的多个谐振器40。另外，层叠型带通滤波器1包含用于集成多个谐振器40的多层基片。
作为谐振器40，带通滤波器部分4包含连接不平衡输入端2的输入谐振器40I，连接由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出端3A、3B的平衡输出用1/2波长谐振器41A。
层叠型带通滤波器1中还设有：用多层基片的一部分构成的电容器，设置在不平衡输入端2与输入谐振器40I之间和各平衡输出端3A、3B与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间这两处中的至少一处。再者，图1示出了层叠型带通滤波器1含有设于不平衡输入端2与输入谐振器40I之间的输入用电容器44、设于平衡输出端3A与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间的第一输出用电容器45A和设于平衡输出端3B与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间的第二输出用电容器45B的情况。但是，本实施例中，也可仅设置电容器44、45A、45B中的电容器44，将平衡输出端3A、3B直接连接在平衡输出用1/2波长谐振器41A上。另外，本实施例中，也可仅设置电容器44、45A、45B中的电容器45A、45B，将不平衡输入端2直接连接在输入谐振器40I上。
所谓TEM线路，是传送作为电场和磁场仅共同存在于垂直于电磁波前进方向的截面内的电磁波的TEM波(横向电磁波)的传送线路。
多层基片具有介质层和图案化的导体层交互层叠而成的构造，后文将作详细说明。各谐振器40和电容器44、45A、45B由该多层基片的导体层构成。另外，各谐振器40构成分布参数电路。
构成带通滤波器部分4的多个谐振器40的谐振频率相等。另外，多个谐振器40被排列成相邻彼此间作电磁耦合。因而，多个谐振器40发挥有选择地让规定频带内的频率的信号通过的带通滤波器的功能。
作为各谐振器40，可以使用两端开路的1/2波长谐振器，两端短路的1/2波长谐振器及1/4波长谐振器中的任意一个。
图2表示两端开路的1/2波长谐振器41和该谐振器41中的电场分布。如图2所示，在谐振器41中，纵向中央的电场为零，两端部的电场为最大。在谐振器41中的纵向上的一个对半部分，全部的点上电场相位相同。同样，谐振器41中的纵向上的另一对半部分，全部的点的相位也是相同的。在一个对半部分与另一对半部分中，电场的相位相差180°，电场的正负符号互为相反。
图3表示两端短路的1/2波长谐振器42和该谐振器42中的电场分布。如图3所示，在该谐振器42中，纵向中央的电场为最大，两端部的电场为零。
图4表示在1/4波长谐振器43和该谐振器43中的电场分布。如图4所示，在该谐振器43中，一端短路，另一端开路。在该谐振器43中，被短路的端部的电场为零，被开路的端部的电场为最大。
图1示出了：作为输入谐振器40I，使用图2所示的两端开路的1/2波长谐振器41的例子。在该例中，不平衡输入端2通过输入用电容器44连接到输入谐振器40I的纵向上的一个端部上。另外，在该例中，平衡输出端3A通过第一输出用电容器45A连接到平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的一个端部上。平衡输出端3B通过第二输出用电容器45B连接到平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的另一端部上。
再者，在使用图3所示的两端短路的1/2波长谐振器42作为输入谐振器40I的场合，不平衡输入端2被连接到谐振器42的纵向上的中央部分。另外，在使用图4所示的1/4波长谐振器43作为输入谐振器40I的场合，不平衡输入端2被连接到谐振器43的开路端上。
接着，参照图5，就本实施例的层叠型带通滤波器1的作用进行说明。在层叠型带通滤波器1的不平衡输入端2上输入不平衡信号。该信号中，预定的频带内的频率信号选择性地通过带通滤波器部分4。带通滤波器部分4的最终级的谐振器40成为由两端开路的1/2波长谐振器41构成的平衡输出用1/2波长谐振器41A。在该谐振器41A中，如参照图2说明过的那样，纵向上的一个对半部分与另一对半部分中电场的相位相差180°。平衡输出端3A被连接到谐振器41A的一个对半部分上，平衡输出端3B被连接到谐振器41A的另一对半部分上。因此，从平衡输出端3A、3B输出的各电压必然具有相位差180°。因而，如果从平衡输出端3A、3B输出的两个电压的振幅达到相等，就可使平衡信号从平衡输出端3A、3B输出。
这里，就使得从平衡输出端3A、3B输出的两个电压相等的方法进行说明。如图5所示，把电容器45A、45B的电容分别设为Ca、Cb。在谐振器41A的一个对半部分与另一对半部分中，在电场的分布对称的情况下，为使从平衡输出端3A、3B输出的两个电压的振幅相等，使电容Ca，Cb相等即可。但是，由于不平衡输入端2被连接到输入谐振器40I等原因，谐振器41A的一个对半部分与另一对半部分中的电场分布也有不对称的时候。在这种情况下，通过使电容器45A、45B的电容Ca、Cb相互不同，就可以使从平衡输出端3A、3B输出的两个电压的振幅相等。从有关外部Q值的已作的说明中可知其原因是，平衡输出端3A、3B与谐振器41A的耦合强度因Ca、Cb的值而变化。
电容器44、45A、45B的电容值，根据滤波器的特性即中心频率、带宽、级数、纹波的大小加以适当设定。
下面，参照图6和图7，就电容器44、45A、45B的形成方法进行说明。电容器44、45A、45B由多层基片的导体层形成。图6表示一例用多层基片的导体层形成的电容器的构造。图6所示的是多层基片20为介质层21与图案化后的导体层交互层叠的构造。在多层基片20的上面、下面和侧面形成多个端子电极22。图6所示的多层基片20含有用导体层形成的一个谐振器23、与该谐振器23相对地配置的电容器用导体层24。导体层24连接到端子电极22上。在该多层基片20中，用对置的谐振器23和电容器用导体层24形成连接到谐振器23的电容器。
图7表示另一例用多层基片的导体层形成的电容器的构造。与图6所示的多层基片20一样，图7所示的多层基片20也形成介质层21与导体层交互层叠的构造。另外，在多层基片20的上面、下面和侧面上形成多个端子电极22。图7所示的多层基片20包含：用导体层形成的一个谐振器23，将该谐振器23夹在中间配置的两个电容器用导体层24、25；将导体层25夹于中间的、配置在谐振器23的相对侧的电容器用导体层26。导体层26经由通孔27连接到谐振器23上。导体层24、25被连接到端子电极22上。该多层基片20中，由谐振器23和电容器用导体层26和与它们对置的电容器用导体层24、25形成连接到谐振器23的电容器。
用这样的多层基片的导体层形成电容器时，由于可以减小对置的导体层的间隔，可以容易形成具有大电容的电容器。另外，在用多层基片的导体层形成电容器的情况下，通过变更构成电容器的导体层的面积，容易变更电容值。再者，如图7所示，通过用3层以上的导体层构成电容器，容易形成电容比用2层导体层构成的电容器更大的电容器。
下面就关于本实施例的层叠型带通滤波器1的具体结构的第一至第四例进行说明。
[第一结构例]
图8是第一结构例的层叠型带通滤波器1的电路图。该层叠型带通滤波器1包含：不平衡输入端2，平衡输出端3A、3B，设置在不平衡输入端2与平衡输出端3A、3B之间的带通滤波器部分4。带通滤波器部分4均由两端开路的1/2波长谐振器41构成，设有并排配置的3个谐振器40。在3个谐振器40中，最接近于不平衡输入端2的位置上配置的谐振器40是输入谐振器40I。在输入谐振器40I上，通过电容器44连接不平衡输入端2。另外，在最接近于平衡输出端3A、3B的位置上配置的谐振器40是平衡输出用1/2波长谐振器41A。在平衡输出用1/2波长谐振器41A上，分别通过电容器45A、45B连接平衡输出端3A、3B。以下，将谐振器40I与谐振器41A之间配置的谐振器40称为中间谐振器40M。输入谐振器40I与中间谐振器40M电磁耦合，中间谐振器40M与平衡输出用1/2波长谐振器41A也电磁耦合。另外，在3个谐振器40的各开路端与地之间设有电容器C。
图9是表示一例实现图8所示的层叠型带通滤波器1的多层基片30的结构的分解透视图。在该例中，多层基片30包含从下起依次层叠的7个介质层31a～31g。在介质层31b的上面，形成兼作屏蔽的接地用导体层32。在介质层31c的上面，形成输入谐振器40I、中间谐振器40M和平衡输出用1/2波长谐振器41A。
在介质层31d的上面形成电容器用导体层81、82A、82B以及分别连接到导体层81、82A、82B的端子用导体层33、34A、34B。在端子用导体层33上与导体层81相反的一侧的端部形成不平衡输入端2。在端子用导体层34A、34B上与导体层82A、82B相反侧的端部形成平衡输出端3A、3B。另外，在介质层31d的上面，在对应于谐振器40I、40M、40A的两端部的位置上，形成6个通孔35。
在介质层31e的上面，在对应于6个通孔35的位置上，形成6个电容器用导体层36及连接于这些导体层的6个通孔37。各电容器用导体层36分别经由通孔35、37连接到谐振器40I、40M、41A的各端部。在介质层31d的上面形成的电容器用导体层81，与被连接到谐振器40I的一个端部的电容器用导体层36相对置。图8中的电容器44由该对置的导体层81、36形成。在介质层31d的上面形成的电容器用导体层82A，与连接到谐振器41A的一个端部上的电容器用导体层36相对置。图8中的电容器45A由该对置的导体层82A、36形成。在介质层31d的上面形成的电容器用导体层82B，与连接在谐振器41A的另一端部的电容器用导体层36相对置。图8中的电容器45B由该对置的导体层82B、36形成。
在介质层31f的上面，形成兼作屏蔽的接地用导体层38。图8中的电容器C由电容器用导体层36和接地用导体层38形成。
图10是表示一例图9所示的多层基片30的外观的透视图。该例中，在多层基片30的上面、下面和侧面上形成多个端子电极39。该端子电极39被连接到多层基片30的内部的导体层上，用于导体层与外部装置的连接。
多层基片30由例如低温煅烧的陶瓷多层基片构成。这时，多层基片30例如用以下的方法制造。亦即，首先在预先形成通孔用的孔的陶瓷生片上，例如用银为主要成分的导电膏形成预定图案的导电层。然后，层叠这样形成导体层的多个陶瓷生片，同时煅烧它们。于是，通孔也同时形成。接着，形成端子电极39，完成多层基片30。
在第一结构例的层叠型带通滤波器1中，由于排列均由两端开路的1/2波长谐振器41构成的3个谐振器40来构成带通滤波器部分4，平衡信号的平衡良好。另外，在该层叠型带通滤波器1中，由于在谐振器40的各开路端与地之间设置了电容器C，比起不设置电容器C的情况来，可减小具有所要谐振频率的谐振器40的物理长度。
[第二结构例]
图11是第二结构例的层叠型带通滤波器1的电路图。在该层叠型带通滤波器1中，在图8所示的第一结构例的层叠型带通滤波器1上，增加了直流电压施加用端子5。直流电压施加用端子5直接连接在平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的中央附近的平衡输出用1/2波长谐振器41A上。另外，在第二例中，平衡输出端3A被直接连接在平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的一个对半部分上，平衡输出端3B被直接连接在平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的另一个对半部分上。直流电压施加用端子5用于将直流电压加到平衡输出用1/2波长谐振器41A上。该直流电压用于驱动连接于平衡输出端3A、3B的集成电路。
图12是表示一例实现图11所示的层叠型带通滤波器1的多层基片的结构的透视图。在该例中，在多层基片30中，在图9所示的多层基片30上的介质层31c的上面，形成连接到平衡输出用1/2波长谐振器41A的端子用导体层50。在端子用导体层50上与谐振器41A相反侧的端部上，形成直流电压施加用端子5。另外，在该例中，在图9所示的多层基片30的介质层31d的上面，形成端子用导体层91A、91B，代替电容器用导体层82A、82B及端子用导体层34A、34B。端子用导体层91A、91B的各一个端部被连接到连接到平衡输出用1/2波长谐振器41A的各端部的通孔35上。在端子用导体层91A、91B上的各另一端部构成平衡输出端3A、3B。
第二结构例的层叠型带通滤波器1的其它构成与第一结构例的层叠型带通滤波器1相同。
[第三结构例]
图13是第三结构例的层叠型带通滤波器1的电路图。该层叠型带通滤波器1包含不平衡输入端2，平衡输出端3A、3B，设置在不平衡输入端2与平衡输出3A、3B之间的带通滤波器部分4。带通滤波器部分4包含并列配置的3个谐振器40。3个谐振器40之中，配置在最接近于不平衡输入端2的位置上的谐振器40是输入谐振器40I。在输入谐振器40I上，通过电容器44连接不平衡输入端2。另外，配置在最接近于平衡输出端3A、3B的位置上的谐振器40是平衡输出用1/2波长谐振器41A。在平衡输出用1/2波长谐振器41A上，分别通过电容器45A、45B连接平衡输出端3A、3B。输入谐振器40I和中间谐振器40M，采用1/4波长谐振器43。输入谐振器40I与中间谐振器40M电磁耦合，中间谐振器40M与平衡输出用1/2波长谐振器41A也电磁耦合。
图14是表示一例实现图13所示的层叠型带通滤波器1的多层基片30的结构的分解透视图。该例中，多层基片30包含从下起依次层叠的6个介质层51a～51f。在介质层51b的上面，形成兼作屏蔽的接地用导体层52。在介质层51c的上面，形成输入谐振器40I、中间谐振器40M和平衡输出用1/2波长谐振器41A。在介质层51d的上面，形成电容器用导体层83、84A、84B和分别连接在导体层83、84A、84B上的端子用导体层53、54A、54B。在端子用导体层53上与导体层83相反侧的端部，构成不平衡输入端2。在端子用导体层54A、54B上与导体层84A、84B相反侧的端部，构成平衡输出端3A、3B。电容器用导体层83对置于输入谐振器40I的一个端部附近，从而形成图13中的电容器44。电容器用导体层84A对置于平衡输出用1/2波长谐振器41A的一个端部附近，从而形成图13中的电容器45A。电容器用导体层84B对置于平衡输出用1/2波长谐振器41A的另一端部附近，从而形成图13中的电容器45B。在介质层51e的上面形成兼作屏蔽的接地用导体层55。
第三结构例中的多层基片30的外观，例如与第一结构例中的多层基相同。在第三结构例中，输入谐振器40I和中间的谐振器40M采用1/4波长谐振器43，因此，与第一结构例相比，能够将层叠型带通滤波器1小型化。
[第四结构例]
图15是第四结构例的层叠型带通滤波器1的电路图。该层叠型带通滤波器1包含：不平衡输入端2，平衡输出端3A、3B，以及设置在不平衡输入端2与平衡输出端3A、3B之间的带通滤波器部分4。带通滤波器部分4包含均由两端开路的1/2波长谐振器41构成、并列配置的两个谐振器40。配置在接近于不平衡输入端2附近的位置上的谐振器40是输入谐振器40I。在输入谐振器40I上，直接连接不平衡输入端2。另外，配置在接近于平衡输出端3A、3B的位置上的谐振器40是平衡输出用1/2波长谐振器41A。平衡输出用1/2波长谐振器41A，分别通过电容器45A、45B连接于平衡输出端3A、3B。输入谐振器40I与平衡输出用1/2波长谐振器41A电磁耦合。另外，在两个谐振器40的各开路端与地之间设置电容器C。
图16是表示一例实现图15所示的层叠型带通滤波器1的多层基片30的结构的透视图。在该例中，多层基片30包含从下起依次层叠的7个介质层61a～61g。在介质层61b的上面，形成兼作屏蔽的接地用导体层62。在介质层61c的上面，形成电容器用导体层85A、85B和分别连接于导体层85A、85B的端子用导体层64A、64B。端子用导体层64A、64B上与导体层85A、85B相反侧的端部，构成平衡输出端3A、3B。
在介质层61d的上面，形成输入谐振器40I和平衡输出用1/2波长谐振器41A。在介质层61d的上面，还形成连接到谐振器40I、41A的各一个端部的两个电容器用导体层65A以及连接到谐振器40I、41A的各另一端部的两个电容器用导体层65B。连接到谐振器41A的一个端部的电容器用导体层65A对置于电容器用导体层85A。连接在谐振器41A的另一端部的电容器用导体层65B对置于电容器用导体层85B。在介质层61d的上面，还形成与连接于输入谐振器40I的一个端部的电容器用导体层65A相连的端子用导体层67。端子用导体层67上与电容器用65A相反侧的端部，构成不平衡输入端2。
在介质层61e的上面，形成两个接地用导体层68A和两个接地用导体层68B。两个接地用导体层68A被配置在对置于两个电容器用导体层65A的位置上。同样，两个接地用导体层68B被配置在对置于两个电容器用导体层65B的位置上。在介质层61f的上面形成兼作屏蔽的接地用导体层69。
图15中的电容器C，由电容器用导体层65A、65B和接地用导体层68A、68B形成。图15中的电容器45A，由电容器导体层85A和与其对置的电容器用导体层65A形成。图15中的电容器45B，由电容器导体层85B和与其对置的电容器导体层65B形成。
第四结构例中的多层基片30的外观，例如与第一结构例中的多层基片30相同。在第四结构例中，由于在谐振器40的各开路端与地之间设置电容器C，与不设置电容器C的情况相比，可以减小具有所要的谐振频率的谐振器40的物理长度。另外，在第四结构例中，由于用两个谐振器40构成带通滤波器部分4，与由3个谐振器40构成带通滤波器部分4的情况相比，减小了介入损耗。
图17至图20表示一例第一结构例的层叠型带通滤波器1的特性。图17示出层叠型带通滤波器1的衰减、介入损耗特性。图18示出层叠型带通滤波器1的反射损耗特性。从图17和图18可知，该层叠型带通滤波器1具有作为使预定频带内的频率的信号选择性地通过的带通滤波器的作用。图19示出层叠型带通滤波器1的平衡输出端3A、3B的输出信号的振幅差的频率特性。图20示出层叠型带通滤波器1的平衡输出端3A、3B的输出信号相位差的频率特性。从图19和图20可知，该层叠型带通滤波器1中，由平衡输出端3A、3B输出平衡信号。
如上所述，采用本实施例的层叠型带通滤波器1，可输出由彼此相位相差约180°、振幅大致相等的两个信号构成的平衡信号。
另外，采用本实施例的层叠型带通滤波器1，可以不用平衡-不平衡转换器输出平衡信号。再者，在本实施例的层叠型带通滤波器1中，集成了用多层基片30构成的多个谐振器40。据此，采用本实施例，可实现层型叠带通滤波器1的小型化。
再者，本实施例的层叠型带通滤波器1包含设置在不平衡输入端2与输入谐振器40I之间和各平衡输出端3A、3B与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间这两处中的至少一处的电容器。由于该电容器由多层基片的一部分构成，所以，采用本实施例，容易形成具有大电容的电容器，并容易变更电容器的电容。因而，采用本实施例，可使层叠型带通滤波器1的特性调整变得容易。
还有，本实施例中，在不平衡输入端2与输入谐振器40I之间设置电容器44的场合，可以阻止直流在不平衡输入端2与输入谐振器40I之间通过。同样，在平衡输出3A、3B与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间设置电容器45A、45B的场合，可以阻止直流在平衡输出端3A、3B与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间通过。依据本实施例，通过电容器44、45A、45B，可以防止不需要的直流流到连接于层叠型带通滤波器1的IC(集成电路)等其它元件上，因而，可以保护其它元件。可是，在将为了保护这样的元件而外接的电容器设置在带通滤波器与元件之间的场合，考虑到外接的电容器，必需在带通滤波器与元件之间取得匹配。为此，在本实施例中，电容器44、45A、45B被包含在层叠型带通滤波器1中。因而，在本实施例中，可以考虑电容器44、45A、45B来设计层叠型带通滤波器1，使层叠型带通滤波器1与外部电路取得匹配。因而，依据本实施例，可以容易地取得层叠型带通滤波器1与外部电路的匹配。
[第二实施例]
下面，参照图21，就本发明的第二实施例的层叠型带通滤波器的基本结构进行说明。如图21所示，本实施例的层叠型带通滤波器71包含输入不平衡信号的一个不平衡输入端2，输出平衡信号的两个平衡输出端3A、3B，设置在不平衡输入端2与平衡输出端3A、3B之间的带通滤波器部分4。带通滤波器部分4包含分别由TEM线路构成的多个谐振器。另外，层叠型带通滤波器71还包含用于集成多个谐振器的多层基片。构成带通滤波器部分4的多个谐振器的谐振频率相等。还有，多个谐振器排列成相互之间电磁耦合。于是，多个谐振器发挥了作为使预定频带内的频率的信号选择性地通过的带通滤波器的功能。
带通滤波器部分4包含由两端开路的1/2波长谐振器41构成的平衡输出用1/2波长谐振器41A以及设置在平衡输出用1/2波长谐振器41A和平衡输出端3A、3B之间的平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B，作为谐振器。平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B分别由1/4波长谐振器43构成。平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B设置成多级，以一对谐振器72A、72B为1级。各平衡输出端3A、3B分别通过输出用电容器45A、45B连接到最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B上。不平衡输入端2通过输入用电容器44连接到输入谐振器40I上。再有，与第一实施例一样，在本实施例中，也可仅设置电容器44、45A、45B中的电容器44，将平衡输出端3A、3B直接连接到平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B上。另外，也可仅设置电容器44、45A、45B中的电容器45A、45B，将不平衡输入端2直接连接到输入谐振器40I上。
带通滤波器部分4还可包含设置在不平衡输入端2和平衡输出用1/2波长谐振器41A之间的一个或一个的谐振器。作为该谐振器，可以采用两端开路的1/2波长谐振器、两端短路的1/2波长谐振器和1/4波长谐振器中的任意一种。图21表示一例设置在不平衡输入端2与平衡输出用1/2波长谐振器41A之间的至少一个输入谐振器40I。但是，也可以不在不平衡输入端2和平衡输出用1/2波长谐振器41A之间设置其它谐振器，而在平衡输出用1/2波长谐振器41A上连接不平衡输入端2，将平衡输出用1/2波长谐振器41A兼作输入谐振器40I。
下面，就本实施例的层叠型带通滤波器71的作用进行说明。首先，作为平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B，就仅设置最终级的平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B时的层叠型带通滤波器71的作用进行说明。这时，一方的谐振器72A与平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的一个对半部分相耦合，另一方的谐振器72B与平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的另一个对半部分相耦合。
如第一实施例所述，在平衡输出用1/2波长谐振器41A中，纵向上的一个对半部分与另一对半部分电场相位相差180°。因此，在平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B中的电场相位也相差180°所以，可以使平衡信号从平衡输出端3A、3B输出。
如上所述，依据本实施例的层叠型带通滤波器71，与第一实施例一样，可以不用平衡-不平衡转换器地输出平衡信号。另外，在本实施例的层叠型带通滤波器71中，用多层基片30集成多个谐振器40。基于这些理由，采用本实施例，可以实现层叠型带通滤波器71的小型化。
另外，本实施例的层叠型带通滤波器71包含设置在不平衡输入端2与输入谐振器40I之间和各平衡输出端3A、3B与平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B之间这两处中的至少一处的电容器。因而，依据本实施例，容易进行层叠型带通滤波器71的特性调整。
这里，参照图22至图28，就平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B与平衡输出用1/2波长谐振器41A的耦合方式进行说明。作为两个谐振器的耦合方法，有叉指型耦合方法和梳状线耦合方法。所谓叉指型耦合，是如图22所示配置谐振器301、302，使一方的谐振器301的开路端301a与另一方的谐振器302的短路端302b相对，一方的谐振器301的短路端301b与另一方的谐振器302的开路端302a相对构成的耦合方法。所谓梳状线耦合，是如23所示那样配置谐振器301、302，使一方的谐振器301的开路端301a与另一方的谐振器302的开路端302a相对，一方的谐振器301的短路端301b与另一方的谐振器302的短路端302b相对构成的耦合方法。叉指耦合与梳状线耦合相比，叉指的耦合更强。
在平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B与平衡输出用1/2波长谐振器41A的耦合方法中，认为有图24至图26所示的3种耦合方法。图24所示的耦合方法是平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B的两者相对于平衡输出用1/2波长谐振器41A作叉指耦合的方法。图25所示的耦合方法是平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B的两者相对于平衡输出用1/2波长谐振器41A作梳状线耦合的方法。图26所示的耦合方法是平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B中的一方(图26中的谐振器72B)相对于平衡输出用1/2波长谐振器41A作叉指耦合，另一方(图26中的谐振器72A)相对于平衡输出用1/2波长谐振器41A作梳状线耦合的方法。
在图26所示的耦合方法中，平衡信号的振幅的平衡变差。因而，如图24或图25所示，平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B最好用相同的耦合方法与平衡输出用1/2波长谐振器41A相耦合。
另外，如图27所示，如果平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B的一方(图27中的谐振器72B)与平衡输出用1/2波长谐振器41A纵向上的一个对半部分41Aa和另一对半部分41Ab二者相耦合，则平衡信号的平衡变差。因而，最好这样：如图28所示，平衡输出用1/4波长谐振器72A仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A上的纵向上的一个对半部分41Aa上，平衡输出用1/4波长谐振器72B仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A上的纵向上的另一对半部分41Ab上。
下面，作为平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B，就设置多级平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B时的层叠型带通滤波器71的作用进行说明。这时，最接近于平衡输出用1/2波长谐振器71A的第一级的一对谐振器72A、72B中的一方的谐振器72A被耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A纵向上的一个对半部分上，另一方的谐振器72B被耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A纵向上的另一对半部分上。后级的谐振器72A被耦合在前级的谐振器72A上，后级的谐振器72B被耦合在前级的谐振器72B上。
如前所述，在平衡输出用1/2波长谐振器41A中，在纵向上的一个对半部分与另一对半部分中，电场的相位相差180°。因此，各级中的平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B中的电场的相位也相差180°。所以，可以使平衡信号从平衡输出端3A、3B输出。
基于与参照图24至图26作的说明相同的理由，第一级的平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B最好用相同的耦合方法与平衡输出用1/2波长谐振器41A耦合。另外，出于同样的理由，如图29或图30所示，各级的一对平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B最好用相同的耦合方法与其前级或后级的一对平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B耦合。图29表示相邻的两个级的谐振器72A彼此间和谐振器72B彼此间都用梳状线耦合作耦合的情况。另外，图30表示相邻的2级的谐振器72A彼此间和72B彼此间都用叉指耦合进行耦合的情况。
另外，基于与参照图27和图28的说明相同的理由，最好这样：第一级的平衡输出用1/4波长谐振器72A仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的一个对半部分41Aa部分上，第一级的平衡输出用1/4波长谐振器72B仅耦合在平衡输出用1/2波长谐振器41A的纵向上的另一对半部分41Ab部分上。
本实施例中的多层基片30的结构是：例如，在第一实施例中的平衡输出用1/2波长谐振器41A与平衡输出端3A、3B用的导体层之间配置有1级或1级以上的平衡输出用1/4波长谐振器72A、72B。另外，本实施例中的多层基片30的外观例如是与图10所示的多层基片30一样。本实施例的其它结构、作用和效果与第一实施例相同。
[第三实施例]
下面，参照图31至图33，就本发明第三实施例的层叠型带通滤波器进行说明。本实施例的层叠型带通滤波器与第一或第二实施例的层叠型带通滤波器的不同点在于，构成带通滤波器部分4的多个谐振器中至少有一个作成与其形状是矩形时相比电容或电感成为更大的形状。
下面，就本实施例中谐振器的4例具体形状进行说明。
[谐振器形状的第一例]
图31是表示第一例的谐振器101和用于与该谐振器101相比较的矩形谐振器102的说明图。谐振器101、102都是两端开路的1/2波长谐振器。谐振器101、102的谐振频率相等。在谐振器101中，开路端附近的两个部分101a、101b的宽度形成比101a、101b部分101c之间的部分更宽。101c部分的宽度与谐振器102的宽度相等。在谐振器101中，与谐振器102相比，开路端附近的电容大。其结果，谐振器101的物理长度比谐振器102的物理长度更小。
图32表示一例实现图31所示的谐振器101的多层基片30的结构的分解透视图。另外，图32仅示出多层基片30中谐振器101附近的部分。图32所示的多层基片30包含从下面起依次集成的9个介质层111a～111i。在介质层111b的上面，形成接地用导体层112。在介质层111c的上面，形成单方向长的导体层113。在介质层111d的上面，形成接地用导体层114和两个通孔115。再有，通孔115不与接地用导体层114接触。在介质层111e的上面，形成两个电容器用导体层116a、116b和分别与各电容器用导体层116a、116b连接的两个通孔117。在介质层111f的上面，形成接地用导体层118和两个通孔119。另外，通孔119不与接地用导体层118接触。在介质层111g上面，形成两个电容器用导体层120a、120b和分别与各电容器用导体层120a、120b连接的两个通孔121。在介质层111h的上面，形成接地用导体层122。
电容器用导体层116a、116b、120a、120b的宽度比导体层113的宽度更大。电容器用导体层116a、120a经由通孔115、117、119、121连接到导体层113的一个端部附近。电容器用导体层116b、120b经由通孔115、117、119、121连接到导体层113的另一端部附近。导体层113和电容器用导体层116a、116b、120a、120b构成图31所示的谐振器101。电容器用导体层116a、120a对应于图31中的部分101a。电容器用导体层116b、120b对应于图31中的部分101b。
[谐振器形状的第二例]
图33是表示第二例的谐振器131和用于与该谐振器131比较的矩形谐振器132的说明图。谐振器131、132都是两端短路的1/2波长谐振器，谐振器131、132的谐振频率相等。在谐振器131中，纵向上的中央附近部分131c的宽度比短路端附近的两个部分131a、131b的宽度更大。部分131a、131b的宽度与谐振器132的宽度相等。在谐振器131中，与谐振器132相比，纵向中央附近的电容变大。其结果，谐振器131的物理长度变得比谐振器132的物理长度小。
图34是表示一例实现图33所示的谐振器131的多层基片30的结构的分解透视图。另外，图34仅示出多层基片30中的谐振器131附近的部分。图34所示的多层基片30包含从下起依次集成的8个介质层141a～141h。在介质层141b的上面，形成接地用导体层142。在介质层141c的上面，形成单方向长的导体层143。在介质层141d的上面，形成电容器用导体层144和连接该电容器用导体层144的通孔145。在介质层141e的上面，形成接地用导体层146和通孔147。另外，通孔147不与接地用导体层146接触。在介质层141f的上面，形成电容器用导体层148和连接该电容器用导体层148的通孔149。在介质层141g的上面，形成接地用导体层150。
电容器用导体层144、148的宽度比导体层143的宽度更大。电容器用导体层144、148经由通孔145、147、149连接到导体层143的纵向上的中央部分。导体层143和电容器用导体层144、148构成图33所示的谐振器131。
[谐振器形状的第三例]
图35是表示第三例的谐振器151和用于与该谐振器151相比较的矩形谐振器152的说明图。谐振器151、152都是一端被短路，另一端开路的1/4波长谐振器。谐振器151、152的谐振频率相等。在谐振器151中，开路端一侧的部分151a的宽度比短路端一侧的部分151b的宽度更大。部分151b的宽度与谐振器152的宽度相等。在谐振器151中，与谐振器152相比，开路端一侧的部分151a中的电容变大。其结果，谐振器151的物理长度变得比谐振器152的物理长度小。
图36是表示一例实现图35所示的谐振器151的多层基片30的结构的分解透视图。另外，图36仅示出多层基片30中的谐振器151附近的部分。图36所示出的多层基片30包含从下面起依次集成的8个介质层161a～161h。在介质层161b的上面，形成接地用导体层162。在介质层161c的上面，形成单方向长的导体层163。在介质层161d的上面，形成电容器用导体层164和连接该电容器用导体层164的通孔165。在介质层161e的上面，形成接地用导体层166和通孔167。另外，通孔167不与接地用导体层166接触。在介质层161f的上面，形成电容器用导体层168和连接在该电容器用导体层168上的通孔169。在介质层161g的上面，形成接地用导体层170。
电容器用导体层164、168的宽度比导体层163的宽度更大，电容器用导体层164、168经由通孔165、167、169连接到导体层163的开路端附近。导体层163和电容器用导体层164、168构成图35所示的谐振器151。
这里，就采用第一至第三例的谐振器，与矩形谐振器相比，可以减小物理长度的理由进行说明。在第一至第三例的谐振器中，都是将谐振器的电场构成为最大的部分的附近部分的宽度做得比其它部分的宽度更大。这种形状的谐振器的等效电路示于图37。图37所示的电路包含并联连接的电感器171、电容器172和电容器173。电感器171、电容器172和电容器173各有一端被接地。电感器171和电容器172对应于矩形的谐振器中的电感成分和电容成分。电容器173对应于由于加大该矩形的谐振器的一部分的宽度产生的电容成分。
这里，将电感器171的电感设为L0，电容器172的电容设为设为C0，电容器173的电容设为Cadd。另外，将从图37所示的电路中除去电容器173后的电路的谐振频率设为f0，把图37所示的电路的谐振频率设为f1。谐振频率f0、f1分别用下式表示。
f0＝1/{2π√(L0C0)}
f1＝1/[2π√{L0(C0+Cadd)}]
从上述2式可知，在加大矩形谐振器的一部分来产生电容Cadd的谐振器中，与矩形谐振器相比，谐振频率变低。因而，如果不改变谐振频率，可以通过加大矩形谐振器的一部分的宽度来减小谐振器的物理长度。
[谐振器形状的第四例]
第四例的谐振器与矩形谐振器相比，在谐振器的电场为零部分的附近部分形成为电感成分增大的形状。具体地说，在第四例的谐振器中，谐振器的电场为零部分的附近部分，形成螺旋状的电感器。采用这样形状的谐振器，与矩形谐振器的物理长度相比，可以减小该谐振器的占有区域的物理长度。
图38是表示一例实现第四例的谐振器的多层基片30的结构的分解透视图。另外，图38仅示出多层基片中第四例的谐振器附近部分。图38所示的多层基片30包含从下面起依次层叠的8个介质层181a～181h。在介质层181b的上面，形成接地用导体层182。在介质层181c的上面，形成约3/4圈形状的电感器用导体层183。在介质层181d的上面，形成约3/4圈的形状的电感器用导体层184和连接在该电感器用导体层184一端部的通孔185。在介质层181e的上面，形成接地用导体层186和通孔187。另外，通孔187不与接地用导体层186相接触。在介质层181f的上面，形成电容器用导体层188和连接该电容器用导体层188的通孔189。在介质层181g的上面，形成接地用导体层190。
电容器用导体层188的宽度形成得比导体层183、184的宽度更大。在导体层183的一个端部经未图示的端子电极连接在接地用导体层182、186、190上。导体层183的另一端部经由通孔185连接到导体层184的一端部。导体层184的另一端部经由通孔187、189连接到电容器用导体层188上。导体层183、184、188构成谐振器。
本实施例中的其它结构、作用和效果与第一或第二实施例相同。
[第四实施例]
下面，参照图39至图41，就涉及本发明的第四实施例的层叠型带通滤波器进行说明。如图39所示，本实施例的层叠型带通滤波器中，第一至第三的实施例中的带通滤波器部分4中所包含的至少一个两端开路的1/2波长谐振器191的两端经由电容器192连接。1/2波长谐振器191可以是平衡输出用1/2波长谐振器41A，也可以是其它的两端开路的1/2波长谐振器。
图39中，标记193标示的虚线表示1/2波长谐振器191的纵向上的中央位置和构成电容器192的两导体间的中央位置。在图39所示的电路中，标记193标示的位置上电位为零。图39表示的电路与图40表示的电路等效。图40所示的电路中包含1/4波长谐振器191a和电容器192a。1/4波长谐振器191a的短路端被接地。1/4波长谐振器191a的开路端被连接到电容器192a的一端。电容器192a的另一端接地。电容器192a的电容是图39所示的电容器192的电容的2倍。
因而，依据图39所示的结构，比起将1/2波长谐振器191的两端分别通过个别电容器接地的情况来，可以用少的电容器来减小1/2波长谐振器191的物理长度。
图41是表示一例实现图39所示的谐振器191和电容器192的多层基片30的结构的分解透视图。另外，图41仅示出多层基片中的谐振器191和电容器192的附近部分。图41所示的多层基片30包含从下起依次层叠的9个电解质层201a～201i。在介质层201b的上面，形成接地用导体层202。在介质层201c的上面，形成单方向长的导体层203。在介质层201d的上面，形成电容器用导体层204和连接在该电容器用导体层204上的通孔205。在介质层201e的上面，形成电容器用导体层206和连接在该电容器用导体层206上的通孔207。在介质层201f的上面，形成电容器用导体层208和连接在该电容器用导体层208上的通孔209。在介质层201g的上面，形成电容器用导体层210和连接在该电容器用导体层210上的通孔211。在介质层201h的上面，形成接地用导体层212。
电容器用导体层204、206、208、210的宽度形成得比导体层203的宽度更大。电容器用导体层204、208经由通孔205、209连接到导体层203的一个端部的附近。另外，电容器用导体层206、210经由通孔207、211连接到导体层203的另一端部附近。导体层203构成图39中的谐振器191。电容器用导体层204、206、208、210构成图39中的电容器192。
本实施例中的其它构成、作用和效果与第一至第三的实施例相同。
另外，本发明不局限于上述各实施例，可以有种种的变更。例如，作为构成带通滤波器部分4的谐振器40，可以有实施例中举例以外的种种组合。
以上说明，明确了本发明的种种可能实施方式和变形例。在与权利要求相当的范围内，即使在上述最佳方式以外的方式中也能够实施本发明。

Claims (4)

1.一种层叠型带通滤波器，其中设有输入不平衡信号的不平衡输入端，输出平衡信号的两个平衡输出端，含有分别由TEM线路构成的多个谐振器的、设于所述不平衡输入端与所述平衡输出端之间的带通滤波器部分，以及用于集成所述多个谐振器的多层基片，其特征在于：
所述带通滤波器部分包含由两端开路的1/2波长谐振器构成的平衡输出用1/2波长谐振器，以及分别由1/4波长谐振器构成的、在所述平衡输出用1/2波长谐振器与所述平衡输出端之间设置的1级或1级以上的平衡输出用1/4波长谐振器，作为所述谐振器，其中，以一对1/4波长谐振器为1级；
各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器各自连接；
层叠型带通滤波器还设有由所述多层基片的一部分构成的电容器，设于不平衡输入端与同它相连的谐振器之间和各平衡输出端与最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器之间这两处中的至少一处；
作为所述平衡输出用1/4波长谐振器，仅设置最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器，该最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的一个对半部分相耦合，所述最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的另一对半部分相耦合；
所述最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器，用相同的耦合方法与所述平衡输出用1/2波长谐振器相耦合。
2.如权利要求1所述的层叠型带通滤波器，其特征在于：所述最终级的一对平衡输出用1/4波长谐振器中的一个只与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的一个对半部分相耦合，所述一对平衡输出用1/4波长谐振器中的另一个只与所述平衡输出用1/2波长谐振器的纵向上的另一对半部分相耦合。
3.如权利要求1所述的层叠型带通滤波器，其特征在于：所述多个谐振器中至少有一个作成与其形状为矩形时相比电容或电感成为更大的形状。
4.如权利要求1所述的层叠型带通滤波器，其特征在于：所述带通滤波器部分包含至少一个其两端通过电容器连接的两端开路的1/2波长谐振器。
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Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE602005016508D1 (de) 2004-09-30 2009-10-22 Taiyo Yuden Kk Gegentakt-Filtervorrichtung
JP4184359B2 (ja) * 2005-05-30 2008-11-19 太陽誘電株式会社 バランスフィルタ
KR20060111850A (ko) * 2005-04-25 2006-10-30 쿄세라 코포레이션 밴드패스 필터, 고주파 모듈 및 무선통신기기
US7825746B2 (en) * 2005-06-03 2010-11-02 The Chinese University Of Hong Kong Integrated balanced-filters
JP4236663B2 (ja) 2005-07-28 2009-03-11 Ｔｄｋ株式会社 電子デバイスおよびフィルタ
JP4596266B2 (ja) * 2005-12-27 2010-12-08 Ｔｄｋ株式会社 フィルタ
JP4169757B2 (ja) 2005-12-27 2008-10-22 Ｔｄｋ株式会社 高周波フィルタ
TWM292793U (en) * 2005-12-29 2006-06-21 Walsin Technology Corp Miniature multilayer band pass filter with BALUN signal conversion
JP4169760B2 (ja) 2006-01-16 2008-10-22 Ｔｄｋ株式会社 高周波フィルタ
JP4211994B2 (ja) 2006-01-31 2009-01-21 Ｔｄｋ株式会社 高周波フィルタ
JP4537328B2 (ja) * 2006-02-10 2010-09-01 太陽誘電株式会社 バランスフィルタ
JP4596269B2 (ja) 2006-03-03 2010-12-08 Ｔｄｋ株式会社 積層型共振器およびフィルタ
EP2034551B1 (en) * 2006-05-29 2012-05-16 Kyocera Corporation Bandpass filter, high-frequency module using the same, and radio communication device using them
JP4849959B2 (ja) * 2006-05-29 2012-01-11 京セラ株式会社 バンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれらを用いた無線通信機器
EP2048737A4 (en) * 2006-08-02 2009-11-25 Murata Manufacturing Co RECEPTION DEVICE
JP4618441B2 (ja) 2006-09-29 2011-01-26 Ｔｄｋ株式会社 積層型フィルタ
CN101361222A (zh) * 2006-09-29 2009-02-04 株式会社村田制作所 平衡不平衡转换元件和平衡不平衡转换元件的制造方法
WO2008117632A1 (ja) * 2007-03-27 2008-10-02 Kyocera Corporation バンドパスフィルタならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
WO2008132892A1 (ja) * 2007-04-17 2008-11-06 Kyocera Corporation バンドパスフィルタならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP5132236B2 (ja) * 2007-09-27 2013-01-30 京セラ株式会社 バンドパスフィルタならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP5213419B2 (ja) * 2007-04-18 2013-06-19 京セラ株式会社 バンドパスフィルタならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP4780476B2 (ja) * 2007-11-12 2011-09-28 Ｔｄｋ株式会社 電子部品
JP4949212B2 (ja) * 2007-11-29 2012-06-06 京セラ株式会社 バンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器
JP4949213B2 (ja) * 2007-11-29 2012-06-06 京セラ株式会社 バンドパスフィルタおよびそれを用いた高周波モジュールならびにそれを用いた無線通信機器
TWI361513B (en) * 2008-03-21 2012-04-01 Univ Nat Chiao Tung Compact single-to-balanced bandpass filter
JP5367333B2 (ja) 2008-09-29 2013-12-11 双信電機株式会社 受動部品
JP5294013B2 (ja) * 2008-12-25 2013-09-18 富士通株式会社 フィルタ、通信モジュール、および通信装置
JP5464864B2 (ja) * 2009-02-25 2014-04-09 京セラ株式会社 フィルタ回路ならびにそれを用いた無線通信モジュールおよび無線通信機器
JP5012883B2 (ja) * 2009-12-11 2012-08-29 株式会社村田製作所 積層バランスフィルタ
US8339218B2 (en) * 2010-08-30 2012-12-25 Cyntec Co., Ltd. Single-to-balanced band pass filter
TWI442622B (zh) * 2010-11-11 2014-06-21 Murata Manufacturing Co Laminated bandpass filter
FR2971629A1 (fr) * 2011-02-10 2012-08-17 Thales Sa Filtre radiofrequences reglable en technologie coplanaire et procede de reglage du filtre
US8610637B1 (en) * 2011-05-31 2013-12-17 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Method for enabling the electronic propagation mode transition of an electromagnetic interface system
TWI552521B (zh) * 2014-09-19 2016-10-01 Univ Nat Taiwan Electromagnetic Noise Filter and Its Equivalent Filter Circuit
US9634639B2 (en) * 2015-09-10 2017-04-25 Harris Corporation Tunable electronic circuit which converts balanced signals to unbalanced signals
JP6547707B2 (ja) * 2016-07-29 2019-07-24 株式会社村田製作所 積層フィルタ
US10454148B2 (en) 2017-05-11 2019-10-22 Eagantu Ltd. Compact band pass filter
US10581132B2 (en) 2017-05-11 2020-03-03 Eagantu Ltd. Tuneable band pass filter
CN107947752A (zh) * 2017-12-29 2018-04-20 中国电子科技集团公司第四十三研究所 一种带通滤波器
US11056783B2 (en) * 2018-09-17 2021-07-06 Htc Corporation Communication device and communication method
US11595013B2 (en) 2018-12-20 2023-02-28 KYOCERA AVX Components Corporation Multilayer electronic device including a high precision inductor
JP7288055B2 (ja) * 2018-12-20 2023-06-06 キョーセラ・エイブイエックス・コンポーネンツ・コーポレーション 少なくとも２つのビアと接続されたコンデンサを備える多層フィルタ
US11509276B2 (en) 2018-12-20 2022-11-22 KYOCERA AVX Components Corporation Multilayer filter including a return signal reducing protrusion
JP2022515134A (ja) 2018-12-20 2022-02-17 エイブイエックス コーポレイション 高周波数多層フィルタ
JP7355827B2 (ja) 2018-12-20 2023-10-03 キョーセラ・エイブイエックス・コンポーネンツ・コーポレーション 精密に制御された容量性エリアを有するコンデンサを備える多層電子デバイス
KR102640750B1 (ko) 2021-11-24 2024-02-27 주식회사 에스에스솔루션 밴드패스 필터를 이용한 유해물질 혼합가스의 검출 장치

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000022404A (ja) * 1998-07-07 2000-01-21 Ngk Insulators Ltd 積層型誘電体フィルタ及び高周波回路基板
EP1045469A2 (en) * 1999-04-06 2000-10-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dielectric filter, dielectric duplexer and communication apparatus
US6294965B1 (en) * 1999-03-11 2001-09-25 Anaren Microwave, Inc. Stripline balun
US6351192B1 (en) * 1999-03-25 2002-02-26 Industrial Technology Research Institute Miniaturized balun transformer with a plurality of interconnecting bondwires
JP2002217616A (ja) * 2001-01-15 2002-08-02 Alps Electric Co Ltd 平衡不平衡変換器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2910807B2 (ja) * 1991-10-25 1999-06-23 株式会社村田製作所 誘電体共振器装置、誘電体フィルタおよびそれらの製造方法
EP0917234B1 (en) * 1993-08-24 2003-01-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Laminated dielectric filter
DE69723809T2 (de) * 1996-12-27 2004-04-15 Murata Mfg. Co., Ltd., Nagaokakyo Filtervorrichtung
JP2000217616A (ja) 1999-02-03 2000-08-08 Namiki Seisakusho:Kk 装飾チェーン用のデザインパーツとそれを用いた装飾チェーン
GB2343236B (en) 1999-03-25 2000-10-04 Fmc Corp Gate valve actuator override mechanism
JP3480368B2 (ja) 1999-06-02 2003-12-15 株式会社村田製作所 誘電体フィルタ、誘電体デュプレクサおよび通信機
JP2001211010A (ja) * 1999-11-16 2001-08-03 Murata Mfg Co Ltd 平衡−不平衡変換回路、平衡−不平衡変換器および通信機
JP3642276B2 (ja) * 2000-01-20 2005-04-27 株式会社村田製作所 アンテナ装置および通信機
JP2001217607A (ja) 2000-02-03 2001-08-10 Ngk Insulators Ltd アンテナ装置
JP2003087008A (ja) 2001-07-02 2003-03-20 Ngk Insulators Ltd 積層型誘電体フィルタ
CN1495963A (zh) * 2002-08-30 2004-05-12 ���µ�����ҵ��ʽ���� 滤波器、高频模块、通信设备以及滤波方法
KR100526239B1 (ko) * 2002-09-27 2005-11-08 삼성전기주식회사 3 라인 발룬 트랜스포머

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000022404A (ja) * 1998-07-07 2000-01-21 Ngk Insulators Ltd 積層型誘電体フィルタ及び高周波回路基板
US6294965B1 (en) * 1999-03-11 2001-09-25 Anaren Microwave, Inc. Stripline balun
US6351192B1 (en) * 1999-03-25 2002-02-26 Industrial Technology Research Institute Miniaturized balun transformer with a plurality of interconnecting bondwires
EP1045469A2 (en) * 1999-04-06 2000-10-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Dielectric filter, dielectric duplexer and communication apparatus
JP2002217616A (ja) * 2001-01-15 2002-08-02 Alps Electric Co Ltd 平衡不平衡変換器

Also Published As

Publication number Publication date
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