CN1437791A - 同步电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

具有检出同步电动机电流的电流检出器，将从该电流检出器得到的电流用角频率w坐标转换为旋转的旋转二轴坐标(d－q轴)上的电流的坐标转换器，输出旋转二轴坐标(d－q轴)上的电压指令，使旋转二轴坐标(d－q轴)上的电流服从于旋转二轴坐标(d－q轴)上的电流指令的电流控制器，将从电流控制器得到的旋转二轴坐标(d－q轴)上的电压指令坐标转换为三相电压指令的坐标转换器，根据旋转二轴坐标(d－q轴)上的电流与旋转二轴坐标(d－q轴)上的电压指令演算角频率w与同步动机的推定电流、推定转子磁通与推定转速的适应观察器，根据电压指令将电压施加于同步电动机的换流器，适应观察器算角频率w，使推定转子磁通的q轴成分变为零。

Description

同步电动机的控制装置

技术领域

该发明涉及一种不使用位置传感器、控制同步电动机的控制装置。

背景技术

控制同步电动机时，一般均需要编码器、解析器、霍尔元件之类的位置传感器。然而在同步电动机的控制装置中使用位置传感器，存在着价格因素以及传感器的可靠性以及布线麻烦等不利因素。出于这种观点，提出了采用不使用位置传感器控制同步电动机的方法。

例如作为根据惯性等机械性常数、由磁铁磁通等决定的感应电压系数、电感及电阻等同步电动机的电特性常数，演算同步电动机旋转位置及转速的方法，有美国专利第5,296,793号、美国专利第5,296,794号、特开平03-049589号公报、特开平03-049588号公报等发明。

另外，作为根据磁铁磁通等转子磁通的函数的感应电压系数和电感及电阻等同步电动机的电特性常数，演算同步电动机旋转位置及转速的方法，有特开平08-308286号公报，特开平09-191698号公报等发明。

然而，即便使用这些控制方法，仍存在惯性等机械常数仍属未知，在发生因电动机发热等原因引起磁铁磁通减磁时控制性能恶化的问题。

另一方面，不需要惯性等机械性常数、磁铁磁通等转子磁通函数的感应电压系数即可解决上述问题的控制手法已由日本电气学会学报第D113卷第5号(1993年)“利用适应观察器控制无电刷直流电动机的无位置传感器控制”提出。

图15为该电气学会学报D113卷5号中所示的现用的同步电动机的控制装置。在该图之中，1为同步电动机，2为电流检出器，3为换流器，4为电流控制器，5-8为座标转换器，9为适应观察器，10为旋转位置演算器。

同步电动机1转子中有永久磁铁，该转子磁通的大小为pdr，而转子磁通方向(d轴方向)的电感Ld和与其成正交方向(q轴方向)的电感Ld一致，其值为L。此外，同步电动机1的线圈电阻为R。

在此，设定为将同步电动机进行矢量控制，而且如大家所知，作为旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴的电流指令指令id^*已被付与任意值，此外，作为旋转二轴座标(d-q轴)上的q轴电流指令iq^*，同步电动机1也已被付与与所希望的矢量成比例的值。

电流控制器4输出旋转二轴座标轴(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*，使之与旋转位置演算器10输出的旋转位置同步，旋转的旋转二轴座标轴(d-q轴)上的检出电流id以及iq，分别服从上述d轴电流指令id^*以及上述q轴电流指令iq。

座标转换器5根据从旋转位置演算器10得出的余弦cos(th0)以及正弦sin(th0)，将旋转二轴座标轴(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*座标转换为静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电压指令va^*以及b轴电压指令vb^*。

座标转换器6将静止二轴座标(d-q轴)上的a轴电压指令va^*以及b轴电压指令vb^*座标转换为三相电压指令vu^*、vv^*、vw^*。

换流器(inverter)3给同步电动机1施加三相电压，使之与由座标转换器8得到的三相电压vu^*、vv^*、vw^*一致。

电流检出器2检出同步电动机1的U相电流iu和V相电流iv。座标转换器7将从电流检出器2得到的U相电流iu和V相电流iv，座标转换为静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电流ia以及b轴电流ib。

座标转换器8根据从旋转位置演算器10得出的余弦cos(th0)以及正弦sin(th0)，将上述静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电流ia以及b轴电流ib为旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴电流id以及q轴电流iq输出。

适应观察器9根据上述静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电压指令va^*以及b轴电压指令vb^*与静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电流ia以及b轴电流ib，输出静止二轴座标(a-b轴)上的a轴推定转子磁通par0以及b轴推定转子磁通pbr0和推定转速wr0。

旋转位置演算器10从上述静止二轴座标(a-b轴)上的a轴推定转子磁通par0以及b轴推定转子磁通pbr0，根据下述(1)-(3)式，演算推定磁通矢量的旋转位置th0的余弦cos(th0)、正弦sin(th0)。 $\cos \left(\mathrm{th}0\right)=\frac{\mathrm{par}0}{\mathrm{pr}0}..........\left(1\right)$ $\sin \left(\mathrm{th}0\right)=\frac{\mathrm{pbr}0}{\mathrm{pr}0}.........\left(2\right)$ $\mathrm{pr}0=\sqrt{{\mathrm{par}0}^2+{\mathrm{pbr}0}^2}........\left(3\right)$

图16表示图15所示的适应观察器9的内部结构。在该图中，11为电动机模型，12、13为减法器，14为速度同步器，15为增益演算器。16为偏差放大器。

电动机模型11根据静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电压指令va^*以及b轴电压指令vb^*、推定转速wr0、后述的偏差e1、e2、e3、e4，按照下述(4)式演算静止二轴座标(a-b轴)上的a轴推定电流ia0以及b轴推定电流ib0、a轴推定转子磁通par0以及b轴推定转子磁通pbr0。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{ia}0\\ \mathrm{ib}0\\ \mathrm{par}0\\ \mathrm{pbr}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& 0& 0& \frac{\mathrm{wr}0}{L}\\ 0& -\frac{R}{L}& -\frac{\mathrm{wr}0}{L}& 0\\ 0& 0& 0& -\mathrm{wr}0\\ 0& 0& \mathrm{wr}0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ia}0\\ \mathrm{ib}0\\ \mathrm{par}0\\ \mathrm{pbr}0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L}& 0\\ 0& \frac{1}{L}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{va}}^{*}\\ {\mathrm{vb}}^{*}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right]...\left(4\right)$

减法器12将从上述a轴推定电流ia0中，减去a轴电流ia的结果作为a轴电流偏差ea输出。减法器13将从上述b轴推定电流ib0中减去b轴电流ib的结果作为b轴电流偏差eb输出。

速度同步器14根据上述par0、pbr0、ea、eb，按照下述(5)式输出推定转速wr0。 $\mathrm{wr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})(\mathrm{ea}\·\mathrm{pbr}0-\mathrm{eb}\·\mathrm{par}0).......\left(5\right)$

增益演算器15根据上述推定转速wr0，按照下述(6)-(9)式，输出放大g1、g2、g3、g4。但是k为比1大的任意实数。 $g1=-(k-1)\frac{R}{L}........\left(6\right)$

g2＝(k-1)wr0                            …(7)

g3＝kR                                  …(8)

g4＝-kLwr0                              …(9)

偏差放大器16通过上述放大g1、g2、g3、g4将上述电流偏差ea、eb放大，输出偏差e1、e2、e3、e4。即，偏差放大器16按照下述(10)式，将偏差e1、e2、e3、e4输出到电动机模型11中。 $\left[\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}g1& -g2\\ g2& g1\\ g3& -g4\\ g4& g3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ea}\\ \mathrm{eb}\end{array}\right]..........\left(10\right)$

通过以上结构，适应观察器9输出推定转子磁通par0、pbr0以及推定转速wr0。

由于如上所述的现用的同步电动机的控制装置在静止二轴上构成适应观察器，因而在高速运转时，输入适应观察器的电压Va^*、Vb^*的频率成分也变高。所以，在将适应观察器的演算用计算机实现时，要实现高转速驱动，就必须以非常快的周期进行电压Va^*、Vb^*的取样。

此外，如上所述的现用的同步电动机的控制装置很难适用于转子磁通方向(d轴方向)的电感Ld和与其呈正交方向(q轴方向)的电感Lq不一致的同步电动机，即凸极比不是1的同步电动机。在凸极比不是1、的同步电动机的情况下，静止二轴座标上的电感，其电感值依转子位置的变化而变化。

现用的同步电动机的控制装置在静止二轴座标上构成适应观察器，由于无法将电感值作为定值来处理，因而很难适用于这样的同步电动机。

另外，如上所述的现用的同步电动机的控制装置规定了放大g1、g2、g3、g4，使适应观察器的极与同步电动机的极成比例。然而，由于在低转速驱动时同步电动机的极很小，因而适应观察器的极也随之变小。正因如此，存在着因推定磁通的应答性恶化，使控制系统自身的特性也恶化的问题。

此外，上述反馈增益器g1、g2、g3、g4放大的设定虽然规定为适应观察器9的极与同步电动机1的固有的极成比例，但在推定转速与实际转速间有偏差时，由于不能在进行状态推定的基础上适当放大，因而一旦实际转速wr与推定转速wr0之间产生偏差，就会出现磁通推定精度恶化的问题。

发明内容

正因如此，本发明的目的在于在旋转二轴上构成适用观察器，提供一种可以在更高转速上控制同步电动机的同步电动机的控制装置。

本发明同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：

检出同步电动机电流的电流检出器；

将从上述电流检出器得到的电流用角频率座标转换为旋转的旋转二轴座标(d-q轴)上的电流的座标转换器；

输出旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令，使旋转二轴座标(d-q轴)上的电流服从于旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令的电流控制器；

将从上述电流控制器得到的旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令座标转换为三相电压指令的座标转换器；

根据上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令，演算上述角频率与上述同步电动机的推定电流、推定转子磁通与推定转速的适应观察器(observer)；

根据上述电压指令，将电压施加于上述同步电动机的换流器，

上述适应观察器演算角频率，使推定转子磁通的q轴成分变为0。

依据本发明，由于设定为适应观察器演算角频率，使推定转子磁通的q轴成分变为0，因而可以在旋转二轴上构成适应观察器。

该发明所涉及的同步电动机的控制装置，其特征在于：

在上述发明之中，前述适应观察有凸极比不为1的电动机模型(model)。

依据本发明，由于适应观察器设定有凸极比不为1的电动机模型，因而即使使用低价格的计算机，也能够在高转速上控制同步电动机，此外还可将使用范围扩大到有凸极性的同步电动机。

该发明所涉及的同步电动机的控制装置，其特征在于：前述适应观察器具有由前述推定转速的函数付与的反馈增益，在上述发明中使从同步电动机的转速误差到磁通推定误差的传输特性在频域平均化。

依据本发明，由于规定其具有将从同步电动机的转速误差到磁通推定误差的传输特性在频域平均化的由前述推定转速的函数付与的反馈增益，因而即使在低转速驱动时也可以任意设定同步电动机的极而且还能够不产生磁通推定精度恶化地，稳定控制同步电动机。

该发明所涉及的同步电动机的控制装置，其特征在于：在上述发明之中，前述观察器根据前述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与前述推定电流的偏差的q轴成分，演算推定(估算)转速。

依据本发明，由于规定其根据旋转二轴座标(d-q轴上的电流和推定电流间的偏差的q轴成分演算推定转速，因而可通过省略与推定电流的偏差的q轴成分和推定转子磁通的积来削减演算所需要的乘除次数，从而可以缩短演算时间。

该发明所涉及的同步电动机的控制装置，其特征在于：

在上述发明之中，前述适应观察器根据将前述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与推定电流偏差的q轴成分除以前述推定转子磁通的值演算推定转速。

依据本发明，由于规定根据将旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与推定电流的偏差的q轴成分除以推定转子磁通的值演算推定转速，因而即使转子磁通因温度而变化也可使转速的推定应答保持一定。

该发明所涉及的同步电动机的控制装置，其特征在于：

具备输出前述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令的速度控制器，使在上述发明之中，电流指令根据从前述适应观察器得到的推定转速或前述角频率的至少一方的值与转速指令一致。

依据本发明，由于设置了给与旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令的速度控制器，使电流指令根据从前述适应观察器得到推定转速或角频率的至少一方的值，与转速指令一致。因而能够控制同步电动机的速度。

附图说明

图1示出本发明的实施形态1的同步电动机的控制装置的整体结构框图。

图2示出与实施形态1有关的适应观察器的结构框图。

图3示出电动机模型11a的结构。

图4示出适应观察器9b的结构。

图5示出电动机模型11b的结构。

图6示出适应观察器9c的结构。

图7示出电动机模型11c的结构。

图8示出系统噪声与检测噪声作为干扰输入时同步电动机1的框图。

图9是根据(46)式得到的反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42、的一例。

图10示出改变任意正数ε的值时，适应观察器的最大极的大小的曲线图。

图11是与可通过(46)式得到的凸极比不是1的同步电动机有关的反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的一例。

图12示出改变任意正数ε的值时，适应观察器最大极的大小的曲线图。

图13示出增益演算器15d的内部构成。

图14示出将转速指令与推定转速的偏差放大的周知的速度控制装置的构成图。

图15示出现用的同步电动机的控制装置的整体构成框图。

图16示出现用适应观察器9的内部构成。

具体实施方式

下面参照附图，详细说明本发明涉及的接收机的最佳实施形态。

实施形态1

首先就本发明所用的适应观察器的导出加以说明。若将(4)、(5)、(10)式所示的电动机模型用任意的角频率w，座标转换到旋转二轴座标(d-q轴)上，即可得到下面所示的(11)-(13)式。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\\ \mathrm{pdr}0\\ \mathrm{pqr}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \frac{\mathrm{wr}0}{L}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\frac{\mathrm{wr}0}{L}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}0\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\\ \mathrm{pdr}0\\ \mathrm{pqr}0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L}& 0\\ 0& \frac{1}{L}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{vd}}^{*}\\ {\mathrm{vq}}^{*}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right]...\left(11\right)$ $\mathrm{wr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})(\mathrm{ed}\·\mathrm{pqr}0-\mathrm{eq}\·\mathrm{pdr}0)........\left(12\right)$ $\left[\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\\ e4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}g1& -g2\\ g2& g1\\ g3& -g4\\ g4& g3\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ed}\\ \mathrm{eq}\end{array}\right]........\left(13\right)$

由于该(11)-(13)式用任意的角频率w在旋转的旋转二轴座标上成立，那么，用下述所示的(14)式给出的角频率w在旋转的旋转二轴座标上也当然成立。 $w=\mathrm{wr}0-\frac{e4}{\mathrm{pdr}0}.........\left(14\right)$

该(14)式给出的角频w的演算相当于演算角频率w，使推定转子磁通的q轴成分变为0。因而在该实施形态中，将由(14)式给出的在角频率w上旋转的旋转二轴座标定义为d-q轴。

将该(14)式代入(11)式的第4行，则得出下述(15)式。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{pqr}0=0.........\left(15\right)$

在本发明之中，使推定转子磁通矢量的方向与d轴一致，此时由于下述(16)式成立，所以将(15)、(16)式代入(11)、(12)式，即可得出下述(17)、(18)式。

pqr0＝0                          …(16) $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{rq}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\frac{R}{L}& w& 0\\ -w& -\frac{R}{L}& -\frac{\mathrm{wr}0}{L}\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{rq}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L}& 0\\ 0& \frac{1}{L}\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{vd}}^{*}\\ {\mathrm{vq}}^{*}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}e1\\ e2\\ e3\end{array}\right]...\left(17\right)$ $\mathrm{wr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})(\mathrm{eq}\·\mathrm{pdr}0).....\left(18\right)$

因而若能根据(13)、(14)、(17)、(18)式与由(4)-(10)式构成的现用的适应观察器进行同样的演算，则变为有可能在旋转二轴座标轴上进行。

再者，输入到现用的适应观察器的静止二轴座标上的电压指令va^*vb^*是交流，与此相反，这里所示的输入到(13)、(14)、(17)、(18)式构成的适应观察器中的电压指令vd^*、vq^*由于是旋转二轴座标轴上的变数，因而是直流量。

因而用计算机实现现用的适应观察器的演算时，要实现高转速驱动就必须以非常快的周期进行电压va^*、vb^*的取样。而这里所示的由(13)、(14)、(17)、(18)式构成的适应观察器，由于电压指令vd^*、vq^*是直流量，因而能够解决该问题。

继而就与本实施形态1有关的同步电动机的控制装置的构成加以说明。

图1示出与本实施形态1有关的同步电动机的控制装置。由于在该图之中，1、2、3、4与现用装置相同，因而在此将说明省略。5a、8a是座标转换器，9a是适应观察器，17是积分器。

座标转换器5a根据从积分器17得到的旋转位置th0将旋转二轴座标轴(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*座标转换为三相电压指令va^*、vv^*、vw^*。

座标转换器8a将从积分器17得到的旋转位置th0从电流检出器2得到的U相电流iu和V相电流iv，根据上述静止二轴座标(a-b轴)上的a轴电流ia以及b轴电流ib，输出旋转二轴座标(d-q轴)上d轴电流id以及q轴电流iq。

适应观察器9a根据上述旋转二轴座标轴(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*与旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴电流id以及q轴电流iq，输出推定转子磁通pdr0与角频率w和推定转速wr0。

积分器17将从上述适应观察器9a得到的角频率w积分，输出旋转位置th0。

图2示出适应观察器9a的内部结构。在该图之中，由于15与现用装置相同，因而将说明省略。11a是电动机模型，12a、13a是减法器，14a是速度同步器，16a是偏差放大器。

电动机模型11a根据旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*和推定转速wr0以及后述的偏差e1、e2、e3、e4，按照(14)、(17)式演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流iq0、d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

减法器12a将从上述d轴推定电流id0减去d轴电流id的结果作为d轴电流偏差ed输出。减法器13a将从上述q轴推定电流iq0减去q轴电流iq的结果作为q轴电流偏差eq输出。

速度同步器14a根据上述pdr0、eq，按照(18)式输出推定转速wr0。增益演算器15根据上述推定转速wr0，按照(6)-(9)式，输出放大q1、q2、q3、q4。

偏差放大器16a将上述电流偏差ed、eq用上述放大g1、g2、g3、g4放大，输出偏差e1、e2、e3、e4。即偏差放大器16a按照(13)式将偏差e1、e2、e3、e4输出到电动机模型11a。

通过以上结构，适应观察器9a输出推定转子磁通pdr0、角频率w以及推定转速wr0。

图3示出电动机模型11a的结构。在该图之中，18、19是矩阵放大器，20-23是加减法器，24-26是积分器，27是除法器。

矩阵增益器18根据输入的上述电压指令vd^*、vq^*，输出(17)式右边第2项的演算结果。矩阵放大器19根据输入的角频率w、推定转速wr0、推定电流id0、iq0以及推定转子磁通pdr0，输出(17)式右边第1项的演算结果。

加减法器20-22将(17)式右边第1项、第2项、第3项加减，分别输出d/dt id0、d/dt iq0、d/dt pdr0。积分器24通过将上述d/dt id0积分，输出id0。积分器25通过将上述d/dt iq0积分，输出iq0。积分器26通过将上述d/dt pdr0积分，输出pdr0。

除法器27根据输入的e4、pdr0，输出(14)式右边第2项的演算结果。减法器23通过从推定转速wr0减去上述除法器的输出，输出(14)式右边，即角频率w。

通过以上的结构，电动机模型9a按照(14)、(17)式，演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流iq0、d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

采用该实施形态，由于适应观察器在旋转二轴上构成，因而即使在高速运转时，输入到适应观察器中的电压vd^*、vq^*的频率成分是直流成分。因此在用计算机实现适应观察器的演算时也没有必要以非常快的周期进行电压vd^*、vq^*的取样。这样一来，即使使用低价计算机也能够在高转速时控制同步电动机。

实施形态2

然而，在上述实施形态中虽然能够适用于同步电动机的电感没有凸极性的情况，但却不能适用于有凸极性的同步电动机。为此，在本实施形态2之中，关于也有可能适用于有凸极性的同步电动机的控制装置加以说明。

众所周知，在有凸极性的同步电动机之中，由于转子磁通方向的电感值和与其成正交方向的电感值不同，因而在下文中将转子磁通方向的电感值定义为Ld，将与其成正交方向的电感值定义为Lq。

众所周知，在d轴与转子磁通方向同步旋转的旋转二轴座标(d-q轴)上，下述(19)式成立。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\\ \mathrm{pdr}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& \frac{\mathrm{Lq}}{\mathrm{Ld}}w& 0\\ -\frac{\mathrm{Ld}}{\mathrm{Lq}}w& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\frac{\mathrm{wr}}{\mathrm{Lq}}\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\\ \mathrm{pdr}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]...\left(19\right)$

因此，通过比较(17)式与(19)式的各种要素，作为与有凸极性的同步电动机有关联的适应观察器，就有可能导出下述(20)、(21)、(22)式。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& \frac{\mathrm{Lq}}{\mathrm{Ld}}w& 0\\ -\frac{\mathrm{Ld}}{\mathrm{Lq}}w& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\frac{\mathrm{wr}0}{\mathrm{Lq}}\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{vd}}^{*}\\ {\mathrm{vq}}^{*}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}e01\\ e02\\ e03\end{array}\right]...\left(20\right)$ $w=\mathrm{wr}0-\frac{e04}{\mathrm{pdr}0}........\left(21\right)$ $\left[\begin{array}{c}e01\\ e02\\ e03\\ e04\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}g11& g12\\ g21& g22\\ g31& g32\\ g41& g42\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ed}\\ \mathrm{eq}\end{array}\right]........\left(22\right)$

在(13)式之中，以g1-g4的4种要素构成了反馈增益器，而(21)式的系数则是考虑到凸极比的g11-g41的8种要素，例如参照下述(23)-(30)式，构成反馈增益器。 $g11=-(k-1)\frac{R}{\mathrm{Ld}}......\left(23\right)$ $g12=-(k-1)\frac{\mathrm{Ld}}{\mathrm{Lq}}\mathrm{wr}0........\left(24\right)$ $g21=(k-1)\frac{\mathrm{Lq}}{\mathrm{Ld}}\mathrm{wr}0.........\left(25\right)$ $g22=-(k-1)\frac{R}{\mathrm{Lq}}........\left(26\right)$

g31＝kR                               …(27)

g32＝kLqwr0                           …(28)

g41＝-kLdwr0                          …(29)

g42＝kR                               …(30)

该实施形态2的构成仅仅是用同步电动机1b取代图1的同步电动机1，用适应观察器9b取代适应观察器9a(未图示)。

同步电动机1b转子中有永久磁铁，其转子磁通的大小是pdr。且转子磁通方向(d轴方向)的电感值是Ld，与其成正交方向(q轴方向)的电感值是Lq。

图4示出适应观察器9b的构成。在该图之中，由于12a、13a、14a与上述实施形态相同，因而将其说明省略。11b是电动机模型，15b是增益演算器，16b是偏差放大器。

电动机模型11b根据旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*和推定转速wr0和后述的偏差e1、e2、e3、e4，按照(20)、(21)式演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流id0和d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

增益演算器15b根据上述推定转速wr0，按照(23)-(30)式输出放大g11、g12、g21、g22、g31、g32、g41、g42。偏差放大器16b将上述电流偏差ed、eq通过上述增益g11、g12、g21、g22、g31、g32、g41、g42放大，输出偏差e01、e02、e03、e04。即，偏差放大器16b按照(22)式将偏差e01、e02、e03、e04输出到电动机模型11b。

通过以上结构，适应观察器9b输出推定转子磁通pdr0、角频率w以及推定转速wr0。

图5示出电动机模型11b的构成。在该图中，因20-27与上述实施形态相同，因而将其说明省略。18b、19b是矩阵放大器。

矩形放大器18b根据输入的上述电压指令vd^*、vq^*输出(20)式右边第2项的演算结果。矩阵放大器19b根据输入的角频率w、推定转速wr0、推定电流id0、iq0以及推定转子磁通pdr0，输出(20)右边第1项的演算结果。

加减法器20-22，加减(20)式右边第1项，第2项和第3项。分别输出d/dt id0、d/dt iq0、d/dt pdr0。除法器27根据输入的e04、pdr0，输出(21)式第2项的演算结果。减法器23通过由推定转速wr0减去上述除法器的输出，输出(21)式的右边，即角频率w。

通过以上结构，电动机模型9b按照(20)、(21)式演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流iq0和d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

依据该实施形态2，与上述实施形态1一样，即便使用低价计算机也能够在高转速时控制同步电动机，而且还能将适用范围扩大到有凸极性的同步电动机。

实施形态3

然而，在上述实施形态2之中，虽然规定将适应观察器9b的状态变数作为id0、iq0、pdr0、pqr0(＝0)来处理，但也将状态变数作为pds0，pqs0、pdr0，pqr0。在这里，pds0、pqs0是根据下述所示的(31)式定义的旋转二轴座标上的推定电枢反应的d轴成分以及q轴成分。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}0\\ \mathrm{pqs}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Ld}& 0\\ 0& \mathrm{Lq}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ids}0\\ \mathrm{iqs}0\end{array}\right].......\left(31\right)$

于是，将该(31)式代入(20)-(22)式，即得出下示(32)-(35)式。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}0\\ \mathrm{pqs}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& w& 0\\ -w& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\mathrm{wr}0\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}0\\ \mathrm{pqs}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{vd}}^{*}\\ {\mathrm{vq}}^{*}\\ 0\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}f1\\ f2\\ f3\end{array}\right]...\left(32\right)$ $w=\mathrm{wr}0-\frac{f4}{\mathrm{pdr}0}.........\left(33\right)$ $\left[\begin{array}{c}f1\\ f2\\ f3\\ f4\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h13& h32\\ h41& h41\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{ed}\\ \mathrm{eq}\end{array}\right]........\left(34\right)$ $\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}0\\ \mathrm{iq}0\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}0\\ \mathrm{pqs}0\\ \mathrm{pdr}0\end{array}\right].......\left(35\right)$

这里，h11＝Ldg11，    h12＝Ldg12

h21＝Lqg21，    h22＝Lqg22

h31＝g31，      h32＝g32

h41＝g41，      h42＝g42

该实施形态3的结构只是用适应观察器9C取代了图1中的适应观察器9a。图6是表示适应观察器9C的构成图。在该图之中，由于12a、13a、14a与上述实施形态相同，因而将其说明省略。11C是电动机模型，15C是增益演算器，16C是偏差放大器。

电动机模型11C根据旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴电压指令vd^*以及q轴电压指令vq^*和推定转速wr0及下述的偏差f1、f2、f3、f4，按照(32)、(33)式演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流iq0和d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

增益演算器15C根据上述推定转速wr0输出放大h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42。偏差放大器16C通过上述放大h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42放大上述电流偏差ed、eq，输出偏差f1、f2、f3、f4。即，偏差放大器16C按照(34)式，将偏差f1、f2、f3、f4输出到电动机模型11C。

通过以上结构，适应观察器9C输出推定转子磁通Pdr0，角频率w以及推定转速wr0。

图7示出电动机模型11C的结构。在该图之中，30是放大器，31、32是矩阵放大器，33、34是加减法器，35是减法器，36-38是积分器，39是除法器。

矩阵放大器31根据输入的角频率w、推定转速wr0、推定电枢反应Pds0、Pqs0以及推定转子磁通pdr0，输出(32)式右边第1项第1行、第2行的演算结果。

加减法器33-34加减(32)式右边第1项、第2项和第3项的第2行以及第3行，分别输出d/dt pds0，d/dt pqs0，放大器30通过将f3放大一倍，演算(32)式右边第3行，输出d/dt pdr0。

积分器36-38分别将d/dt pds0，d/dt pqs0，d/dt pdr0积分，输出pds0、pqs0、pdr0。放大矩阵32根据上述pds0、pds0、按照(35)式输出推定电流id0、iq0。

除法器39根据输入的f4、pdr0，输出(33)式右边第2项的演算结果。减法器35通过从推定转速wr0减去上述除法器39的输出，输出(33)式右边，即角频率w。

通过以上结构，电动机模型9C按照(32)、(33)、(35)式演算旋转二轴座标(d-q轴)上的d轴推定电流id0以及q轴推定电流iq0和d轴推定转子磁通pdr0以及角频率w。

该实施形态3虽然与上述实施形态2状态变数不同，但其本质是等价的。因此，与上述实施形态2相同，即便使用低价计算机也能够在高转速时控制同步电动机，而且还能将适用范围扩大到有凸极性的同步电动机。

实施形态4

然而，在上述实施形态1之中，将适应观察器的反馈增益器规定为与同步电动机固有的极成比例。但是将适应观察器的极定为(6)-(9)式所示的放大q1、q2、q3、q4，低转速驱动时，同步电动机的极变小，适应观察器的极也随之变小。因此推定磁通的应答性恶化，控制系统自身的特性也恶化，而且，当实际转速wr与推定转速wr0之间有偏差时，产生推定磁通的推定精度恶化的问题。

因此，在本实施形态4之中，关于将从同步电动机的速度误差到磁通推定误差的传输特性使之在频域平均化的方法加以说明，在采用了本方法的同步电动机的控制装置之中，能够抑制起因于实际转速wr与推定转速wr0之间的偏差的磁通推定精度的恶化，而且由于能使观察器的极的大小保持所希望的值，因而能很好地进行转速推定。

首先就该放大器的设计方法加以说明。正如上述，以任意的角频率w旋转的旋转二轴座标上的同步电动机的方程式由下式结出。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \frac{\mathrm{wr}}{L}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\frac{\mathrm{wr}}{L}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{L}& 0\\ 0& \frac{1}{L}\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]...\left(36\right)$

在此将电枢反应Pds、Pqs用(37)式定义，将该式代入(36)式的状态方程式，即得出(38)式。 $\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}L& 0\\ 0& L\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right].......\left(37\right)$ $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \mathrm{wr}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\mathrm{wr}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]...\left(38\right)$

在此转速wr只改变Δwr，则(38)式变得与(39)式一样。 $\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \mathrm{wr}+\mathrm{\Δwr}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\mathrm{wr}-\mathrm{\Δwr}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}-\mathrm{\Δwr}\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}+\mathrm{\Δwr}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]$ $=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \mathrm{wr}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\mathrm{wr}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\mathrm{\Δwr}\left[\begin{array}{c}\mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]$ $=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& w& 0& \mathrm{wr}\\ -w& -\frac{R}{L}& -\mathrm{wr}& 0\\ 0& 0& 0& w-\mathrm{wr}\\ 0& 0& -w+\mathrm{wr}& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{pds}\\ \mathrm{pqs}\\ \mathrm{pdr}\\ \mathrm{pqr}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\\ 0& 0\\ 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}\\ \mathrm{vq}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}w2d\\ w2q\end{array}\right]...\left(39\right)$

这里， $\left[\begin{array}{c}w2d\\ w2q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\Δwr}& \mathrm{pdr}0\\ \mathrm{\Δwr}& \mathrm{pqr}0\end{array}\right]$

因此，(39)式可以解释为它是在(38)式所表现的理想的同步电动机之中，将(40)式中所示的系统噪声与检测噪声作为干扰输入的计算式。

系统噪声： $\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}w2d\\ w2q\end{array}\right]$ 检测噪声： $\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ϵ}& 0\\ 0& \mathrm{\ϵ}\end{array}\right]w1........\left(40\right)$

图8是此时的同步电动机1的框图。

由以上事实可知，将在转速与推定转速之间只有Δwr发生偏差时的干扰用(40)式公式化，若规定反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42，从该(40)式所示的干扰到推定磁通误差的传输行列放大定为最小，则即便在转速与推定转速间发生偏差，也能够抑制对于起因于速度偏差的推定转子磁通的影响。

首先用(41)、(42)、(43)、(44)式定义行列A、C、Q、R。在此，A是将w＝0代入(38)式右边第1项的行列，C是从磁通到电流的行列，Q是与系统噪声相关的共离散行列，R是与检测噪声相关的共离散行列。 $A=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{L}& 0& 0& \mathrm{wr}\\ 0& -\frac{R}{L}& -\mathrm{wr}& 0\\ 0& 0& 0& -\mathrm{wr}\\ 0& 0& \mathrm{wr}& 0\end{array}\right].....\left(41\right)$ $C=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{L}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{L}& 0& 0\end{array}\right]........\left(42\right)$ $Q=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\\ 0& -1\\ 1& 0\end{array}\right]}^T=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& -1& 0\\ 0& 1& 0& -1\\ -1& 0& 1& 0\\ 0& -1& 0& 1\end{array}\right]...\left(43\right)$ $R=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ϵ}& 0\\ 0& \mathrm{\ϵ}\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}\mathrm{\ϵ}& 0\\ 0& \mathrm{\ϵ}\end{array}\right]}^T=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\ϵ}}^2& 0\\ 0& {\mathrm{\ϵ}}^2\end{array}\right].....\left(44\right)$

接着，求出满足(44)式所示的李卡其方程式的正定的唯一解，而且若用(45)式给出反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42，则即便在转速与推定转速之间发生了偏差，也有可能抑制对于起因于速度偏差的推定转子磁通的影响。

  PA^T+AP-PC^TR^-1CP^T+Q＝0                    …(45)

但是，由于行列A含有转速wr，因而反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42亦成为转速的函数。

因此预先就各种转速准备一份反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的数值图表，作为推定转速的函数取代转速，即可决定反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42。

图9是给出适当ε，用(46)式得出的反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的一例，仅仅是在增益演算器之中预先准备了将图9的关系制成的图表。由于增益演算器不能检出实际转速，因而只要作为推定转速的函数放置即可。 $\left[\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\\ h41& h42\end{array}\right]={\mathrm{PC}}^T{R}^{-1}........\left(46\right)$

另外，图10是将使任意正数ε的值变化时的适应观察器的最大极的的大小图表化的图。从该图可知一改变ε的大小，观察器的最大极的大小也随之变化。若利用这一特性就可将观察器的极的大小设定在所希望的值上。

从图9可知，在实施形态1，凸极比为1的同步电动机的情况下，(47)-(50)式成立。

h11＝h22                             …(47)

h21＝-h12                            …(48)

h31＝h42                             …(49)

h41＝-h32                            …(50)

然而，由于在凸极比为1的同步电动机的情况下，(37)式成立，因而若用(51)-(54)式给出图2增益演算器内部的g1-g4，则可将从(40)式所示的干扰到推定磁通误差的传输行列放大定为最小。 $g1=\frac{h11}{L}........\left(51\right)$ $g2=\frac{h21}{L}........\left(52\right)$

  g3＝h31                        …(53)

  g4＝h41                        …(54)

若采用该实施形态4，即便在低转速驱动时，也可任意设定同步电动机的极，而且由于放大到适合在推定转速与实际转速之间存在误差时进行状态推定，因而不会产生磁通推定精度的恶化。能够稳定地控制同步电动机。

实施形态5

在上述实施形态4之中，虽然就与凸极比为1的同步电动机有关的控制装置。进行了说明，但也能够应用于实施形态3中说明的与凸极比不是1的同步电动机有关的控制装置。

即，在实施形态4之中，采用考虑到凸极比的(55)、(56)式取代(41)、(42)式，求出李卡其方程式(45)式的解P，将其解P代入(46)式即可。 $A=\left[\begin{array}{cccc}-\frac{R}{\mathrm{Ld}}& 0& 0& \mathrm{wr}\\ 0& -\frac{R}{\mathrm{Lq}}& -\mathrm{wr}& 0\\ 0& 0& 0& -\mathrm{wr}\\ 0& 0& \mathrm{wr}& 0\end{array}\right]......\left(55\right)$ $C=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1}{\mathrm{Ld}}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1}{\mathrm{Lq}}& 0& 0\end{array}\right].......\left(56\right)$

图11是给出适当的ε，用(46)式可得出的，与凸极比不是1的同步电动机1a有关的反馈增益h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的一例。

此外，图12是将改变任意正数ε的值时的适应观察器的最大极的大小图表化的图。从该图可知，一改变ε的大小，观察器最大极的大小也随之变化。关于装置的结构，只要在上述实施形态4的第6图之中将增益演算器15c置换为增益演算器15d即可。

图13示出该实施形态5之中的增益演算器15d的内部结构40-47是放大图表。放大图表40存储预先导出的图11所示的h11的关系。根据输入的推定转速wr0，输出反馈增益h11的值。放大图表41-47也一样，存储预先导出的图11所示的h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的关系，根据输入的推定转速wr0，分别输出反馈增益h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42的值。

依据该实施形态，即便是凸极比不是1的同步电动机，即便是在低转速驱动时，均能够任意设定同步电动的极，而且由于放大到适合在推定转速与实际转速之间存在误差时进行状态推定，因而不会产生磁通推定精度的恶化，能够稳定地控制同步电动机。

实施形态6

在上述实施形态之中，速度同步器(14)根据(18)式进行演算，但也可用任意正数乘除(18)式的右边。例如，转子磁通pdr以及推定转子磁通pdr0是正数，据此也可用将(18)式除以pdr0或(pdr0)2得出的(57)式或(58)式给出推定转速wr0。 $\mathrm{wr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})\frac{\mathrm{eq}}{\mathrm{pdr}0}.....\left(57\right)$ $\mathrm{wr}0=(\mathrm{kp}+\frac{\mathrm{ki}}{s})\mathrm{eq}.....\left(58\right)$

采用(57)式给出推定转速wr0时，即使转子磁通随温度变化也能够将转速的推定应答保持一定值，此外，采用(58)式给出的推定转速时，由于可以削减演算所需的乘除次数，因而可缩短演算时间。

实施形态7

在上述实施形态之中，关于根据矢量指令矢量控制同步电动机的装置进行了说明，但是众所周知，也可以采用将转速指令与推定转速的偏差放大的速度控制装置。

图14是表示将转速指令与推定转速的偏差放大的、众所周知的速度控制手段的结构图。在该图之中，48是减法器，49是速度控制器。

减法器48从转速指令wr^*中减去推定转速wr0，将其偏差输出到速度控制器49之中，速度控制器49根据转速指令wr^*和推定wr0的偏差，输出q轴电流指令iq^*。

采用该实施形态7可对上述同步电动机进行速度控制。再者，用角频率w取代推定转速wr0，也可取得同样效果。

如上所述，采用该发明，为使适应观察器推定转子磁通的q轴成分为零，可通过演算角频率w使适应观察器在旋转二轴上的构成变为可能。其结果，即使在高速运转时，由于输出到适应观察之中的电压vd^*、vq^*的频率成分是直流成分，因此在用计算机实现适应观察器的演算时，也没有必要以非常快的周期进行电压vd^*、vq^*的取样。所以即使使用低价计算机也能控制高转速的同步电动机。

采用该发明，由于适应观察器有凸极比不是1的型号，因此即使使用低价计算机也能控制高转速的同步电动机，而且可将其适用范围扩大到有凸极比的同步电动机。

采用该发明，由于具备在频域将从同步电动机的转速误差到磁通推定误差的传输特性平均化的，有由推定转速的函数给出的反馈增益的适应观察器，因此即使在低速驱动时，也能够任意设定同步电动机的极，而且还能够无磁通推定精度恶化地稳定控制同步电动机。

采用该发明，由于具备根据旋转二轴座标(d-q轴)上的电流和推定电流之间的偏差的q轴成分演算推定转速的适应观察器，由于可通过省略与推定电流的偏差的q轴成分与推定转子磁通的积而削减演算所需的乘除次数，因而可缩短演算时间。

采用该发明，由于具备根据将旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与上述推定电流之间的偏差的q轴成分除以上速推定转子磁通的值演算推定转速的适应观察器，因而即使转子磁通随温度变化也能够使转速的推定应答保持一定。

采用该发明，由于具备根据从适应观察器得出的推定转速或角频率w的至少一方的值，给与旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令使之与转速指令一致的速度控制器，因而能控制同步电动机的速度。

如上所述，本发明所涉及的同步电动机的控制装置适用于包含适应观察器的各种同步电动机。

Claims (6)

1、一种同步电动机的控制装置，其特征在于，包括：

检出同步电动机电流的电流检出器；

将从上述电流检出器得到的电流座标转换为用角频率旋转的旋转二轴座标(d-q轴)上的电流的座标转换器；

输出旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令，使旋转二轴座标(d-q轴)上的电流服从于旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令的电流控制器；

将从上述电流控制器得到的旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令座标转换为三相电压指令的座标转换器；

根据上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电压指令，计算上述角频率、上述同步电动机的推定电流、推定转子磁通和推定转速的适应观察器；

根据上述电压指令，将电压施加于上述同步电动机的换流器；

上述适应观察器计算角频率，使推定转子磁通的q轴成分变为零。

2、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

上述适应观察器有凸极比不为1的电动机模型。

3、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

上述适应观察器具有以上述推定转速的函数给出的反馈增益，使从同步电动机的转速误差到磁通推定误差的传递特性在频域平均化。

4、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

上述适应观察器根据上述旋转二轴座标(d-q轴)的电流与上述推定电流间的偏差的q轴成分计算推定转速。

5、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于：

上述适应观察器根据将上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流与上述推定电流间的偏差的q轴成分除以上述推定转子磁通的值，计算推定转速。

6、根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于包括：

速度控制器，输出上述旋转二轴座标(d-q轴)上的电流指令，根据从上述适应观察器获得的推定转速或上述角频率至少一方的值，使之与转速指令相一致。

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