CN102348074B - 固态成像器件和照相机系统 - Google Patents
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Abstract
提供了固态成像器件和照相机系统，该固态成像器件包括：像素部分，其中，以矩阵形状布置执行光电转换的多个像素；以及像素信号读取部分，其具有AD转换部分，所述AD转换部分通过多个像素单位来从所述像素部分读取像素信号，并执行AD转换。所述像素信号读取部分包括：多个比较器，其各自将具有斜坡波形的参考信号与对应列中的像素的所读取的模拟信号电位相比较；多个计数锁存器，其各自被布置为对应于所述多个比较器的每个，能够对对应的比较器的比较时间进行计数，当对应的比较器的输出反转时停止计数，并保持对应的计数值；以及调整部分，其针对被执行了AD转换的每行，对所述参考信号执行偏移调整。
Description
技术领域
本公开涉及以CMOS图像传感器为代表的固态成像器件、以及照相机系统。
背景技术
可通过使用与典型的CMOS集成电路相同的制造工艺来制造CMOS图像传感器，并且，可用单个电源来驱动CMOS图像传感器。由此，通过使用CMOS工艺，可以在同一芯片中一起提供模拟电路和逻辑电路。
由此，存在诸如减小外围IC数目的多个显著优点。
主流使用中的CCD的输出电路是单通道(ch)输出型，其使用具有浮动扩散(FD，Floating Diffusion)层的FD放大器。
相比之下，由于CMOS图像传感器具有用于每个像素的FD放大器，主流使用中的其输出电路是列并行输出型，其中，选择像素阵列的单个行，并在列方向上同时读取整行。
被置于每个像素中的FD放大器难以显示出充分的驱动能力，由此，有必要降低数据速率。这是并行处理具有优势的原因。
提出了列并行输出型CMOS图像传感器的各种像素信号读取(输出)电路。
其最先进的一种是这样的像素信号读取电路，其具有用于每个列的模数转换器(下文中简称为ADC)，以便作为数字信号提取每个像素信号。
例如，在JP-A-2005-278135或非专利文献“Integrated 800x600 CMOSImage System”(W. Yang等，ISSCC Digest of Technical Papers，pp.304-305，Feb.，1999)中，公开了配备有列并行ADC的CMOS图像传感器。
图1是图示配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)的示例结构的框图。
如图1所示，固态成像器件1包括像素部分2、垂直扫描电路3、水平传输扫描电路4、以及由ADC群形成的列处理电路群5。
固态成像器件1还包括数模转换器(下文中简称为DAC)6和放大电路(S/A)7。
例如，像素部分2被配置为使得以矩阵形状(行和列的形状)布置单位像素21，其各自包括光电二极管(光电转换器件)和像素内放大器。
在列处理电路群5中，布置了多列列处理电路51，其各自形成每列中的ADC。
每个列处理电路(ADC)51包括比较器51-1，其将当由DAC 6生成的参考信号以步阶(stepwise)方式改变时得到的具有RAMP(斜坡)波形的参考信号RAMP(Vslop)、与经由垂直信号线8从每个行线的像素得到的模拟信号Vsl进行比较。
每个列处理电路(ADC)51还包括计数锁存器(存储器)51-2，其对比较器51-1的比较时间进行计数，并保持计数结果。
列处理电路51具有n比特数字信号转换功能，并被布置用于垂直信号线(列线)8-1至8-n中的每个，由此构成列并行ADC块。
各个计数锁存器(存储器)51-2的输出连接到水平传输线9，其具有例如k比特宽度。
另外，布置了对应于水平传输线9的k个放大电路7。
图2是图示图1的电路的时序图的图。
在每个列处理电路(ADC)51中，为每个列布置的比较器51-1将被读取到垂直信号线8的模拟信号(电位Vsl)与以步阶方式改变的参考信号RAMP(Vslop)进行比较。
此时，计数锁存器51-2执行计数，直到模拟电位Vsl和参考信号RAMP(Vslop)的电平彼此相交、且比较器51-1的输出被反转为止，随后，垂直信号线8的电位(模拟信号)Vsl被转换为数字信号(被AD转换)。
通过一次读取执行AD转换两次。
在第一次转换中，单位像素21的复位电平(P相)被读取到垂直信号线8(8-1至8-n)，并执行AD转换。
复位电平的P相包括像素之间的变化。
在第二次转换中，由各个单位像素21光电转换的信号被读取到垂直信号线8(8-1至8-n)(D相)，并执行AD转换。
D相也包括像素之间的变化，由此，执行(D相电平-P相电平)的计算，从而实现相关双采样(CDS)。
将被转换为数字信号的信号记录在计数锁存器51-2中，随后由水平(列)传输扫描电路4通过水平传输线9依次将其读取到放大电路7，并最终输出。
这样，执行了列并行输出处理。
另外，P相时的计数锁存器51-2的计数处理被称为一次采样，而D相时的计数锁存器51-2的计数处理被称为二次采样。
发明内容
即使在忽略光电二极管(PD)的暗电流和特性的影响时，也执行上述CDS，以便读取放大器晶体管的阈值的变化抵消被读取到垂直信号线8的信号电位Vsl的变化。
在CDS中，取复位电平和信号电平(复位电平+净信号电平)之间的差，由此，理论上，如果净信号为0，则该差为0。
这里，即使在无入射光时，在某些情况下，该差也可能不为0。
对于这样的情况，可考虑多个原因。一个原因为：根据噪声的影响、以及斜坡波的复位特性和比较器的复位特性的影响，偏移值被加到一次采样值和二次采样值中的任一个上。
即使在所述采样之间加入偏移值时，AD转换的取整(rounding)情况(way)也可能无差异。在此情况下，对图像质量无影响。
然而，在取整的情况存在差异的情况下，即，在出现了量化误差的情况下，CDS难以抵消所述变化。
此外，由于为每列提供一个比较器，所以，每列中存在高相关性，并且，在某些条件下，存在较易于出现量化误差的列、以及较不易于出现量化误差的列。
为此原因，在分辨率高的情况下，可得到离散值的范围增大。相反，在分辨率低的情况下，在图像中出现固定的竖条纹。
由此，期望提供这样的固态成像器件和照相机系统，其能够抑制由AD转换时的量化误差引起的量化竖条纹的出现，由此提高图像质量。
本公开的实施例的一种固态成像器件包括：像素部分，其中，以矩阵形状布置执行光电转换的多个像素；以及像素信号读取部分，其具有AD转换部分，所述AD转换部分通过多个像素单位从所述像素部分读取像素信号，并执行模数(AD)转换。所述像素信号读取部分包括：多个比较器，其各自将具有斜坡波形的参考信号与对应列中的像素的所读取的模拟信号电位相比较；多个计数锁存器，其各自被布置为对应于所述多个比较器的每个，能够对对应的比较器的比较时间进行计数，当对应的比较器的输出反转时停止计数，并保持对应的计数值；以及调整部分，其针对被执行了AD转换的每行，对所述参考信号执行偏移调整
本公开的另一实施例的一种照相机系统包括：固态成像器件；以及光学系统，其在所述固态成像器件上形成对象图像。所述固态成像器件包括：像素部分，其中，以矩阵形状布置执行光电转换的多个像素；以及像素信号读取部分，其具有AD转换部分，所述AD转换部分通过多个像素单位从所述像素部分读取像素信号，并执行模数(AD)转换。所述像素信号读取部分包括：多个比较器，其各自将具有斜坡波形的参考信号与对应列中的像素的所读取的模拟信号电位相比较；多个计数锁存器，其各自被布置为对应于所述多个比较器的每个，能够对对应的比较器的比较时间进行计数，当对应的比较器的输出反转时停止计数，并保持对应的计数值；以及调整部分，其针对被执行了AD转换的每行，对所述参考信号执行偏移调整。
根据本公开的实施例，可以抑制由AD转换时的量化误差引起的量化竖条纹的出现，由此也可提高图像质量。
附图说明
图1是图示配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)的示例结构的框图；
图2是图示图1的电路的时序图的图；
图3是图示根据本公开的实施例的配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)的示例结构的框图；
图4是更具体地图示图3的配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)中的ADC群的框图；
图5是图示根据实施例的由四个晶体管构成的CMOS图像传感器的示例像素的图；
图6是图示根据实施例的比较器的示例结构的电路图；
图7是图示根据实施例的电流控制DAC的基本示例结构的图；
图8图示了根据实施例的基于伪随机数的DAC控制的具体示例的图；
图9是图示在向每行选择性地应用偏移调整功能的情况下的操作波形的图；
图10是图示在P相时和D相时的任一时段期间不执行偏移调整且在自动调零时段(auto zero period)期间执行偏移调整的情况下的操作波形的图；
图11示出了图示根据实施例的基于伪随机数的DAC控制的具体示例的图，其使P相时和D相时的偏移值彼此相等；以及
图12是图示根据本公开的实施例的使用固态成像器件的照相机系统的示例结构的图。
具体实施方式
下文中，将参照附图来描述本公开的实施例。
此外，以下面项目的次序给出描述。
1、固态成像器件的示例总体结构
2、列ADC的示例配置
3、使用DAC的参考信号形成的示例
4、照相机系统的示例结构
图3是图示根据本公开的实施例的配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)的示例结构的框图。
图4是更具体地图示图3的配备有列并行ADC的固态成像器件(CMOS图像传感器)中的ADC群的框图。
<1、固态成像器件的示例总体结构>
如图3和图4所示，固态成像器件100包括作为成像部分的像素部分110、垂直扫描电路120、水平传输扫描电路130、以及定时控制电路140。
固态成像器件100还包括：列处理电路群150，其是作为像素信号读取部分的ADC群；以及DAC偏置电路160，其包括DAC(数模转换器)161。
调整部分被配置为具有定时控制电路140、列处理电路群(ADC群)150、以及DAC偏置电路160的各个功能。
固态成像器件100包括放大电路(S/A)170、信号处理电路180、以及线存储器(line memory)190。
在上面的组件中，像素部分110、垂直扫描电路120、水平传输扫描电路130、列处理电路群(ADC群)150、DAC偏置电路160、以及放大电路(S/A)170由模拟电路构成。
定时控制电路140、信号处理电路180、以及线存储器190由数字电路构成。
根据本实施例的固态成像器件100还包括判定部分200，其基于放大电路170的输出来判定对象的亮度。
如将在后面描述的，在关于是否执行钳位DAC(clamp DAC)的偏移调整而切换时，使用判定部分200的判定结果。
在像素部分110中，以具有m行和n列的二维形状(矩阵形状)来布置多个单位像素110A，单位像素110A各自具有光电二极管(光电转换器件)和像素内放大器。
[单位像素的示例结构]
图5是图示根据实施例的由四个晶体管构成的CMOS图像传感器的示例像素的图。
例如，单位像素110A包括作为光电转换器件的光电二极管111。
单位像素110A还包括作为每个光电二极管111的有源器件的以下四个晶体管：作为传输器件的传输晶体管112、作为复位器件的复位晶体管113、放大晶体管114、以及选择晶体管115。
光电二极管111将入射光光电转换为电荷(这里是电子)，所述电荷的量对应于光量。
传输晶体管112连接在光电二极管111和作为输出节点的浮动扩散FD之间。
传输晶体管112在其栅极(传输栅极)通过传输控制线LTx接收到驱动信号TG时，将由作为光电转换器件的光电二极管111光电转换的电子传输到浮动扩散FD。
复位晶体管113连接在电源线LVDD和浮动扩散FD之间。
复位晶体管113在其栅极通过复位控制线LRST接收到复位信号RST时，将浮动扩散FD的电位复位到电源线LVDD的电位。
浮动扩散FD连接到放大晶体管114的栅极。放大晶体管114通过选择晶体管115连接到垂直信号线116。放大晶体管114和像素部分外的恒流源构成源极跟随器。
另外，通过选择控制线LSEL可将控制信号(地址信号或选择信号)提供到选择晶体管115的栅极，由此导通选择晶体管115。
当选择晶体管115导通时，放大晶体管114将浮动扩散FD的电位放大，并将对应于该电位的电压Vsl输出到垂直信号线116。通过垂直信号线116，将从每个像素输出的电压输出到作为像素信号读取部分的列处理电路群150。
例如，传输晶体管112、复位晶体管113、以及选择晶体管115的各个栅极按行连接。因而，对与单个行对应的每个像素同时并行执行这样的操作。
在像素部分110中布置复位控制线LRST、传输控制线LTx和选择控制线LSEL，作为像素布置中的每行的一组。
由作为像素驱动部分的垂直扫描电路120驱动复位控制线LRST、传输控制线LTx和选择控制线LSEL。
在固态成像器件100中，布置了：定时控制电路140，作为用于从像素部分110依次读取信号的控制电路，其生成内部时钟；垂直扫描电路120，其控制行地址和行扫描；以及水平传输扫描电路130，其控制列地址和列扫描。
定时控制电路140生成像素部分110、垂直扫描电路120、水平传输扫描电路130、列处理电路群150、DAC偏置电路160、信号处理电路180、以及线存储器190中的信号处理所需的定时信号。
定时控制电路140包括DAC控制部分141，其控制DAC偏置电路160中的DAC 161的参考信号RAMP(Vslop)的生成。
DAC控制部分141执行控制，以便针对被执行了列处理电路群150的各自列处理电路(ADC)151的AD转换的每个行，调整参考信号RAMP的偏移。
DAC控制部分141能够在列处理电路群150中的CDS(相关双采样)时执行控制，以便调整一次采样(P相时)和二次采样(D相时)的各个参考信号RAMP的偏移。
此时，在P相时、在D相时、或在P相时和D相时，DAC控制部分141将对于每行来说随机的偏移信号(小于±0.5LSB)加到参考信号RAMP。在此情况下，叠加了噪声，结果，改变了其真实值。
此外，作为使真实值不变的方法，DAC控制部分141还采用这样的方法：不在P相和D相时，而是仅在在开始行操作时确定每列的操作点的初始化处理(自动调零(AZ))的时候，将偏移信号施加到每个比较器的输入部分。
像素部分110通过使用线快门的光子累积和释放，来对每个像素行的视频和屏幕图像进行光电转换，由此将模拟信号VSL输出到列处理电路群150的每个列处理电路151。
在ADC群150中，每个ADC块(每个列部分)使用来自DAC 161的参考信号(斜坡信号)RAMP，对像素部分110的模拟输出进行APGA适应(APGA-adaptable)的集成(integrated)ADC和数字CDS，并输出若干比特的数字信号。
<2、列ADC的示例配置>
在据该实施例的列处理电路群150中，作为ADC块的列处理电路(ADC)151被排成多列。
具体地，列处理电路群150具有k比特的数字信号转换功能。在各个垂直信号线(列线)116-1至116-n中布置列处理电路(ADC)151，由此构成列并行ADC块。
每个ADC 151具有比较器151-1，其将当由DAC 161生成的参考信号以步阶方式改变时得到的具有斜坡波形的参考信号RAMP(Vslop)与经由垂直信号线从每个行线的像素得到的模拟信号Vsl进行比较。
每个ADC 151还包括计数锁存器151-2，其对比较时间进行计数，并保持计数结果。
各个计数锁存器151-2的输出连接到具有例如k比特宽度的水平传输线LTRF。
另外，布置了与水平传输线LTRF相对应的k个放大电路170、以及信号处理电路180。
在ADC群150中，为每列布置的每个比较器151-1将被读取到垂直信号线116的模拟信号电位Vsl与参考信号Vslop(斜坡信号RAMP，其具有线性变化且有某一斜率的倾斜波形)进行比较。
此时，为每列布置的计数锁存器151-2与比较器151-1类似地操作。
当具有斜坡波形的参考信号RAMP(电位Vslop)和计数值在彼此一一对应的同时改变时，ADC 151将垂直信号线116的电位(模拟信号)Vsl转换为数字信号。
ADC 151将参考信号RAMP(电位Vslop)的电压的变化转换为时间的变化，并通过以某一周期(时钟)计时，而将改时间转换为数字值。
当模拟信号Vsl和参考信号RAMP(Vslop)彼此相交时，比较器151-1的输出反转，并且，计数锁存器151-2的输入时钟停止，或者，停止输入的时钟被输入到计数锁存器151-2，由此完成AD转换。
在上述AD转换时段结束之后，水平传输扫描电路130将在计数锁存器151-2中保持的数据传输到水平传输线LTRF，并将该数据通过放大器170输入到信号处理电路180，由此通过预定的信号处理生成了二维图像。
水平传输扫描电路130执行多通道同时并行传输，以保证传输速度。
定时控制电路140生成像素部分110、列处理电路群150等块中的信号处理所需的定时。
后级的信号处理电路180根据存储在线存储器190中的信号执行垂直线缺陷或点缺陷的校正；对所述信号执行钳位处理；并执行数字信号处理，如并串转换、压缩、编码、相加、平均和间歇(intermittent)操作。
将为每个像素行传送的数字信号存储在线存储器190中。
在根据该实施例的固态成像器件100中，传送信号处理电路180的数字输出，作为对ISP或基带LSI的输入。
这里，将描述根据该实施例的ADC群(像素信号读取电路群)150中的执行初始化处理(自动调零处理)的每个比较器151的结构和功能。
下文中，通过附图标号300来表示该比较器。
图6是图示根据实施例的比较器的示例结构的电路图。
如图6所示，在比较器300中，级联地连接第一放大器和第二放大器。第一放大器310在第一级执行低速信号比较操作，以缩窄操作带宽，第二放大器320增大第一放大器310的输出的增益。
第一放大器310包括p沟道MOS(PMOS)晶体管PT311至PT314和n沟道MOS(NMOS)晶体管NT311至NT313。
第一放大器310包括第一电容器C311和第二电容器C312，作为AZ电平采样电容。
PMOS晶体管PT311和PT312的源极连接到电源电位VDD。
PMOS晶体管PT311的漏极连接到NMOS晶体管NT311的漏极，且其间的连接点构成节点ND311。此外，PMOS晶体管PT311的漏极和栅极连接，且其间的连接点连接到PMOS晶体管PT312的栅极。
PMOS晶体管PT312的漏极连接到NMOS晶体管NT312的漏极，且其间的连接点构成第一放大器310的输出节点ND312。
NMOS晶体管NT311和NT312的发射极彼此连接，且其间的连接点连接到NMOS晶体管NT313的漏极。NMOS晶体管NT313的源极连接到地电位GND。
NMOS晶体管NT311的栅极连接到第一电容器C311的第一电极，且其间的连接点构成节点ND313。另外，第一电容器C311的第二电极连接到用于斜坡信号RAMP的输入端子TRAMP。
NMOS晶体管NT312的栅极连接到电容器C312的第一电极，且其间的连接点构成节点ND314。另外，电容器C312的第二电极连接到用于模拟信号VSL的输入端子TVSL。
此外，NMOS晶体管NT313的栅极连接到用于偏置信号BIAS的输入端子TBIAS。
PMOS晶体管PT313的源极连接到节点ND311，且其漏极连接到节点ND313。PMOS晶体管PT314的源极连接到节点ND312，且其漏极连接到节点ND314。
另外，PMOS晶体管PT313和PMOS晶体管PT314的栅极共同连接到低电平有效的第一控制脉冲CPL的输入端子TCPL。
在具有上述结构的第一放大器310中，PMOS晶体管PT311和PT312构成电流镜像电路。
此外，NMOS晶体管NT311和NT312构成使用NMOS晶体管NT313作为电流源的差分比较部分。
另外，NMOS晶体管NT311的栅极构成第一信号输入端子，且NMOS晶体管NT312的栅极构成第二信号输入端子。
此外，PMOS晶体管PT313和PT314用作AZ开关，且电容器C311和C312用作AZ电平采样电容。
另外，将第一放大器310的输出信号1stcomp从输出节点ND312输出到第二放大器320。
第二放大器320具有PMOS晶体管PT321、NMOS晶体管NT321和NT322、以及AZ电平采样电容C321。
PMOS晶体管PT321的源极连接到电源电位VDD，且其栅极连接到第一放大器310的输出节点ND312。
PMOS晶体管PT321的漏极连接到NMOS晶体管NT321的漏极，且其间的连接点构成输出节点ND321。
NMOS晶体管NT321的源极连接到地电位GND，且其栅极连接到电容器C321的第一电极，且其间的连接点构成节点ND322。电容器C321的第二电极连接到地电位GND。
NMOS晶体管NT322的漏极连接到节点ND321，且源极连接到节点ND322。
另外，NMOS晶体管NT322的栅极共同连接到高电平有效的第二控制脉冲XCPL的输入端子TXCPL。
第二控制脉冲XCPL取与被提供到第一放大器310的第一控制脉冲信号CPL互补的电平。
在具有上述结构的第二放大器320中，PMOS晶体管PT321构成输入电路和电流源电路。
此外，NMOS晶体管NT322用作AZ开关，且电容器C321用作AZ电平采样电容。
另外，将第二放大器320的输出节点ND321连接到比较器300的输出端子TOUT。
接下来，将描述根据该实施例的比较器300的操作。
在比较器300中，在校准时段(AZ时段)，为在行操作开始时确定每列的操作点，第一控制脉冲信号CPL被提供为低电平，而第二控制脉冲信号XCPL被提供为高电平。
由此，导通作为第一放大器310的AZ开关的PMOS晶体管PT313和PT314。类似地，导通作为第二放大器320的AZ开关的NMOS晶体管NT322。
如上所述，在ADC群150中，通过使用比较器300，首先，对每列的DAC偏移电平、像素复位电平、以及AZ电平进行采样，并且，在作为AZ电平采样电容的电容器C311、C312和C321中累积电荷。
在在校准时段期间提供的控制脉冲CPL中，例如，其幅度被给定为使得在导通用于初始化(校准)的AZ开关晶体管时所需的电压Vgs时钟被设置为最小必要电压。
这样，在实施例中，所生成的偏移量被最小化。因此，也抑制了偏移量的波动范围。
接下来，执行P相操作。响应于接收到像素的复位信号RST，模拟信号VSL改变、并与来自DAC 161的斜坡信号RAMP相比较，由此执行每列的AD转换。
在模拟信号VSL的耦合信号与要被提供给在比较器300的AZ操作之后已变为高阻抗(HiZ)的第一放大器310的节点ND313和ND314的斜坡信号RAMP相交时，比较器300的输出改变。基于比较器300的输出，通过控制后级的计数操作来执行AD转换。
例如，紧接在P相时段开始之后，比较器300的输出信号compout暂时变为低电平，随后，在RAMP波与模拟信号VSL相交时变为高电平。
接下来，执行D相操作。在与P相相同的路径中执行AD转换。然而，与P相操作相比，在D相操作中的像素中光电转换的信号量更大，由此，AD转换的动态范围通常被扩展。
由此，当以与P相RAMP波相同的梯度(gradation)执行AD转换的时，D相时段变为比P相时段长。
在此情况下，在模拟信号VSL的耦合信号与要被提供给在比较器300的AZ操作之后已变为高阻抗(HiZ)的第一放大器310的节点ND313和ND314的斜坡信号RAMP相交时，比较器300的输出也改变。通过基于比较器300的输出来控制后级的计数操作，类似于P相的情况，执行AD转换。
在此情况下，紧接在P相时段结束之后，比较器300的输出信号compout再次变为低电平，随后，在D相时段期间，在RAMP波与模拟信号VSL相交时变为高电平。
如上所述，由于在每个行操作中以相同的路径对每列重复执行AZ、P相和D相操作，所以，通过模拟CDS移除了各列的固有变化或kTC噪声。
此外，作为用于CMOS图像传感器的像素信号读取的方法，存在这样的方法，通过该方法：通过MOS开关在其之前的电容器中对要用作由诸如光电二极管的光电转换器件生成的光信号的信号电荷进行暂时采样，并读取信号电荷，其中，该MOS开关被置于光电转换器件附近。
在采样电路中，通常，叠加了与采样电容器值具有逆相关的噪声值。在像素中，当将信号电荷传输到采样电容时，通过使用电位梯度来完全传输信号电荷。由此，在采样过程中将不出现噪声，但是，当采样的先前阶段的电容的电压电平被复位到某一基准值时，噪声值被叠加。
为了消除噪声，通常使用CDS。
如上所述，在CDS中，读取并存储紧挨在信号电荷的采样之前的状态(复位电平)，随后，读取采样之后的信号电平，并且，从所存储的电荷的信号电平减去所读取的信号电平，由此消除噪声。
在DAC控制部分141的控制下，DAC 161生成具有线性改变并具有某一斜率的倾斜波形的参考信号(斜坡信号)，并将参考信号RAMP提供到列处理电路群150。
在DAC控制部分141的控制下，DAC 161针对被执行了列处理电路群150的各自的列处理电路(ADC)151的AD转换的每行生成接受了偏移调整的参考信号RAMP。
在DAC控制部分141的控制下，DAC 161在列处理电路群150的CDS期间生成在一次采样和二次采样的每个中的采样处理期间接受了偏移调整的参考信号RAMP。
在DAC控制部分141的控制下，DAC 161在P相时(一次采样)、D相时(二次采样)、或者在P相时和D相时，将对于每行来说随机的偏移信号(小于±0.5LSB)加到参考信号RAMP上。在此情况下，叠加了噪声，结果，其真实值改变。
此外，在DAC控制部分141的控制下，DAC 161施加偏移信号，其中在P相和D相时不施加、而仅在自动调零(AZ)时施加该偏移信号，以便不改变真实值。
如图4所示，DAC 161被配置为包括斜坡DAC(倾斜DAC)162、钳位DAC 163、以及加法部分164。
<3、使用DAC的参考信号形成的示例>
图7是图示根据实施例的电流控制DAC的基本示例结构的图。
电流控制DAC 161被配置为具有电源VDD作为基准的电源基准型DAC。电流控制DAC 161还可被配置为具有接地GND作为基准的接地基准型DAC。
具体地，基准电阻器R1的一端连接到电源VDD，而基准电阻器R1的另一端连接到斜坡DAC 162的输出、以及钳位DAC 163的输出。斜坡输出节点ND161由所述输出的连接点形成。
基准电阻器R1和输出节点ND161构成加法部分164。
斜坡DAC 162包括x个电流源I1-1至I1-x、以及开关SW1-1至SW1-x。
开关SW1-1至SW1-x的端子a分别连接到与接地GND连接的电流源I1-1至I1-x。
开关SW1-1至SW1-x的端子b共同连接到输出节点ND161。
开关SW1-1至SW1-x根据由DAC控制部分141生成的控制信号CTL1选择性地导通和关断。
钳位DAC 163包括y个电流源I2-1至I2-y、以及开关SW2-1至SW2-y。
开关SW2-1至SW2-y的端子a分别连接到与接地GND连接的电流源I2-1至I2-y。
开关SW2-1至SW2-y的端子b共同连接到输出节点ND161。
开关SW2-1至SW2-y根据由DAC控制部分141生成的控制信号CTL2选择性地导通和关断。
在钳位DAC 163中，执行电流输出，其不仅包括与控制信号CTL2对应的固定值，还包括偏移值。
如图7所示，在DAC 161中，通过累加用于DC电平控制的钳位DAC 163的输出信号S163以及斜坡DAC 162的输出信号S162，来生成积分ADC中的参考信号RAMP(斜坡波)。
在现有技术的控制方法中，在为每行执行AD转换时，生成参考信号，其中钳位DAC 163的输出信号被设置为固定值。
由此，当在列之间、在一次采样和二次采样中的AD转换时的取整情况存在差异时，可能存在由量化误差引起的竖条纹。
在该实施例中，在为每行执行AD转换时，钳位DAC 163的输出信号S163不固定(即，该控制信号未被设置为固定值)，并且，使用基于伪随机数的控制信号CTL2。
在该实施例中，在第一方法中，在P相时(一次采样)、D相时(二次采样)、或在P相时和D相时(所述两个采样)，执行基于伪随机数的控制。换句话说，在第一方法中，通过改变真实值，改变了AD转换中的取整(量化)情况。
在该实施例中，在第二方法中，在P相(一次采样)和D相(二次采样)时不施加、而仅在自动调零(AZ)时施加偏移信号，以便不改变真实值。
下面将描述基于伪随机数的DAC控制的具体例子。
图8图示了根据实施例的基于伪随机数的DAC控制的具体示例的图。
图8的部分(A)示出了不应用偏移调整的情况。图8的部分(B)示出了应用偏移调整的情况。
在图8中，部分(X)指示AD转换之前的模拟值，部分(Y)指示AD转换之后的数字值，而部分(Z)指示CDS之后的值。
在此例子中，在不应用偏移调整的情况下的P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.9”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.7”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.9”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.4”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.5”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.3”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.6”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.5”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.4”。
例如，如图8所示，设置偏移值，使得“a”行中的设置值被设置为等价于+0.3LSB(该控制原本是模拟控制，但为了更容易理解，对该值进行数字转换)，下一“b”行中是+0.2LSB，下一“c”行中是+0.1LSB。
结果，在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.9”变为“1.2”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.7”变为“0.9”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.9”变为“1.0”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.4”变为“0.7”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.5”变为“0.7”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.3”变为“0.4”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.6”变为“1.9”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.5”变为“1.7”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.4”变为“1.5”。
在不应用偏移调整的情况下的D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.2”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.3”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.8”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.8”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.6”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.9”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.6”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.7”。
例如，如图8所示，设置偏移值，使得“a”行中的设置值被设置为等价于+0.1LSB(该控制原本是模拟控制，但为了更容易理解，对该值进行数字转换)，下一“b”行中是+0.0LSB，下一“c”行中是+0.0LSB。
结果，在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“1.2”变为“1.3”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值仍为“1.1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值仍为“1.3”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.8”变为“0.9”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值仍为“0.8”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值仍为“0.6”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.9”变为“2.0”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值仍为“1.6”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值仍为“1.7”。
在不应用偏移调整的情况下，AD转换之后的数字值如下所述。
在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.7”变为数字值“0”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.4”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.5”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.3”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.5”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.4”变为数字值“1”。
在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.2”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.1”变为数字值“1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.3”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.6”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.9”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.7”变为数字值“1”。
此外，下面描述CDS之后的数字值。
“a”行和“A”列中的数字值变为“1”，“b”行和“A”列中的数字值变为“1”，“c”行和“A”列中的数字值变为“1”。
“a”行和“B”列中的数字值变为“0”，“b”行和“B”列中的数字值变为“0”，“c”行和“B”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“C”列中的数字值变为“0”，“b”行和“C”列中的数字值变为“0”，“c”行和“C”列中的数字值变为“0”。
在此情况下，在“A”列中，由于行之间的相关性很高，所以，量化误差容易呈现为固定的竖条纹。
在应用偏移调整的情况下，AD转换之后的数字值如下所述。
在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.2”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.0”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.7”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.7”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.4”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.9”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.7”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.5”变为数字值“1”。
在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.3”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.1”变为数字值“1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.3”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.6”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“2.0”变为数字值“2”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.7”变为数字值“1”。
此外，下面描述CDS之后的数字值。
“a”行和“A”列中的数字值变为“0”，“b”行和“A”列中的数字值变为“1”，“c”行和“A”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“B”列中的数字值变为“0”，“b”行和“B”列中的数字值变为“0”，“c”行和“B”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“C”列中的数字值变为“1”，“b”行和“C”列中的数字值变为“0”，“c”行和“C”列中的数字值变为“0”。
在此情况下，在各列中，由于行之间的相关性不高，所以，不担心会出现固定的竖条纹。
如该实施例所述，当对钳位DAC 163的输出执行偏移调整时，钳位DAC163的输出改变。
当钳位DAC 163的输出改变时，对于每个采样，整个参考信号RAMP的电平偏移。结果，比较器151-1的输出反转之前的时间提前或延迟，并且，计数器的输出值增大或减小。
在此情况下，将计数锁存器151-2的输出值的增减幅度减小到小于1LSB(对于在AD转换期间改变取整情况来说足够的调整：±0.5LSB)的钳位DAC被安装，由此，可抑制在CDS之后出现量化竖条纹。
偏移调整的效果等同于抖动(dither)处理的效果。然而，可以通过设计没有后续处理的现有电路而在模拟处理中实现偏移调整。
这里，积分ADC测量比较器的输出被反转之前的时间作为信号值。
另外，每个计数锁存器151-2的输出值是CDS之后的输出值。
如上所述，根据该实施例的固态成像器件100包括判定部分200，其根据放大电路170的输出来判定对象的亮度。
如后所述，判定部分200的判定结果被用于切换是否执行钳位DAC的偏移调整。
例如，如果亮度高于某一阈值、且从DAC 161输出的参考信号RAMP被设置为高增益，则判定部分200关断开关SW3，并控制钳位DAC 163的输出，使其被设置为固定值。
相反，如果亮度低于所述某一阈值、且从DAC 161输出的参考信号RAMP被设置为低增益，则判定部分200导通开关SW3，并控制钳位DAC 163的输出，使其接受偏移调整，而不是被设置为固定值。
当调整了增益(输出信号被放大)时，作为斜坡波的参考信号RAMP的斜率改变，并且，比较器的输出被反转之前的时间被调整。然而，参考信号RAMP的斜率的改变意味着分辨率的改变。
通常，随着分辨率变低，量化竖条纹在图像中出现得更多。因此，如果在低增益的使用中执行使偏移调整功能工作的控制，则由于在不出现量化误差时不会损害图像质量，所以这是有效的。
此外，由于竖条纹在暗时间中显著，所以，在光量小时使偏移调节功能工作的控制也是有效的。
图9是图示在向每行选择性地应用偏移调整功能的情况下的操作波形的图。
在图9示出的例子中，不将偏移调整功能应用到第n行，而是将偏移调整功能应用到第(n+1)行。
下面描述基于上述配置的操作。
在下面的例子的描述中，在P相和D相中执行钳位DAC输出的偏移调整。
这仅是示例。因而，也有可能在一次采样中、二次采样中、或所述两个采样中，执行基于伪随机数的偏移调整控制。也有可能为每行选择性地执行偏移调整控制。
在P相时，DAC 161将用于DC电平控制的钳位DAC 163的输出信号S163和接受了偏移调整的斜坡DAC 162的输出信号S162相加，并生成参考信号RAMP(Vslop)。
在每个列处理电路(ADC)151中，为每个列布置的比较器151-1将被读取到垂直信号线116的模拟信号电位Vsl与参考信号RAMP相比较。
在模拟电位Vsl和参考信号RAMP彼此相交、且比较器151-1的输出反转之前，计数锁存器151-2执行计数。
计数锁存器151-2与例如时钟CLK同步地执行计数操作，在比较器151-1的输出电平反转时停止计数操作，并保持那时的值。
复位电平的P相包括像素之间的变化。
在第二次转换中，由各个单位像素110A光电转换的信号被读取到垂直信号线116(116-1至116-n)(D相)，并执行AD转换。
在D相时，DAC 161也将用于DC电平控制的钳位DAC 163的输出信号S163和接受了偏移调整的斜坡DAC 162的输出信号S162相加，并生成参考信号RAMP(Vslop)。
在每个列处理电路(ADC)151中，为每个列布置的比较器151-1将被读取到垂直信号线116的模拟信号电位Vsl与参考信号RAMP相比较。
在模拟电位Vsl和参考信号RAMP彼此相交、且比较器151-1的输出反转之前，计数锁存器151-2执行计数。
计数锁存器151-2与例如时钟CLK同步地执行计数操作，在比较器151-1的输出电平反转时停止计数操作，并保持那时的值。
除了P相和D相转换的结果之外，还执行(D相电平-P相电平)的计算，由此实现相关双采样(CDS)。
由水平(列)传输扫描电路130通过水平传输线LTRF将被转换为数字信号的信号被依次读取到放大电路170，并最终将其输出。
这样，执行了列并行输出处理。
上面的描述给出了在P相和D相中执行钳位DAC输出的偏移调整的示例情况。
具体地，在根据图9中示出的实施例的第一方法中，在P相时(一次采样)、D相时(二次采样)、或在P相时和D相时(所述两个采样)，执行基于伪随机数的控制。换句话说，在第一方法中，通过改变真实值，改变了AD转换中的取整(量化)情况。
在该实施例中，在第二方法中，可如下执行控制：在P相(一次采样)和D相(二次采样)时不施加、而仅在自动调零(AZ)时施加偏移信号，以便不改变真实值。
图10是图示在P相时和D相时的任一时段期间不执行偏移调整且在自动调零时段期间执行偏移调整的情况下的操作波形的图。
如图10所示，偏移调整时段仅限于自动调零时段(AZ时段)。
在此情况下，类似于图8的第一方法，由量化误差引起的量化竖条纹变得不显著。
此外，在P相(一次采样)和D相(二次采样)时不施加偏移信号、而仅在自动调零(AZ)时施加该信号而执行的控制等同于使P相时和D相时的偏移值彼此相等的方式。
图11示出了图示根据实施例的基于伪随机数的DAC控制的具体示例的图，其使P相时和D相时的偏移值彼此相等。
图11的部分(A)示出了不应用偏移调整的情况。图11的部分(B)示出了应用偏移调整的情况。
在图11中，部分(X)指示AD转换之前的模拟值，部分(Y)指示AD转换之后的数字值，而部分(Z)指示CDS之后的值。
在此例子中，在不应用偏移调整的情况下的P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.9”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.7”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“0.9”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.4”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.5”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.3”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.6”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.5”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.4”。
例如，如图11所示，设置偏移值，使得“a”、“b”和“c”行中的设置值被设置为等价于+0.2LSB(该控制原本是模拟控制，但为了更容易理解，对该值进行数字转换)。
结果，在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.9”变为“1.1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.7”变为“0.9”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“0.9”变为“1.1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.4”变为“0.6”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.5”变为“0.7”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.3”变为“0.5”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.6”变为“1.8”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.5”变为“1.7”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.4”变为“1.6”。
在没有偏移调整的情况下的D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.2”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值为“1.3”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.8”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.8”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值为“0.6”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.9”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.6”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值为“1.7”。
例如，如图11所示，设置偏移值，与P相时类似，使得“a”、“b”和“c”行中的设置值被设置为等价于+0.2LSB(该控制原本是模拟控制，但为了更容易理解，对该值进行数字转换)。
结果，在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“1.2”变为“1.4”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“1.1”变为“1.3”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值从“1.3”变为“1.5”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.8”变为“1.0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.8”变为“1.0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值从“0.6”变为“0.8”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.9”变为“2.1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.6”变为“1.8”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值从“1.7”变为“1.9”。
在不应用偏移调整的情况下，AD转换之后的数字值如下面所述。
在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.7”变为数字值“0”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.4”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.5”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.3”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.5”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.4”变为数字值“1”。
在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.2”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.1”变为数字值“1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.3”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.6”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.9”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.7”变为数字值“1”。
此外，下面描述CDS之后的数字值。
“a”行和“A”列中的数字值变为“1”，“b”行和“A”列中的数字值变为“1”，“c”行和“A”列中的数字值变为“1”。
“a”行和“B”列中的数字值变为“0”，“b”行和“B”列中的数字值变为“0”，“c”行和“B”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“C”列中的数字值变为“0”，“b”行和“C”列中的数字值变为“0”，“c”行和“C”列中的数字值变为“0”。
在此情况下，在“A”列中，由于行之间的相关性很高，所以，量化误差容易出现为固定的竖条纹。
在应用偏移调整的情况下，AD转换之后的数字值如下面所述。
在P相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.1”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“0.9”变为数字值“0”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.1”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.6”变为数字值“0”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.7”变为数字值“0”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.5”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.8”变为数字值“1”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.7”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.6”变为数字值“1”。
在D相中，“a”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.4”变为数字值“1”，“b”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.3”变为数字值“1”，“c”行和“A”列中的数字转换的模拟值“1.5”变为数字值“1”。
“a”行和“B”列中的数字转换的模拟值“1.0”变为数字值“1”，“b”行和“B”列中的数字转换的模拟值“1.0”变为数字值“1”，“c”行和“B”列中的数字转换的模拟值“0.8”变为数字值“0”。
“a”行和“C”列中的数字转换的模拟值“2.1”变为数字值“2”，“b”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.8”变为数字值“1”，“c”行和“C”列中的数字转换的模拟值“1.9”变为数字值“1”。
此外，下面描述CDS之后的数字值。
“a”行和“A”列中的数字值变为“0”，“b”行和“A”列中的数字值变为“1”，“c”行和“A”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“B”列中的数字值变为“1”，“b”行和“B”列中的数字值变为“1”，“c”行和“B”列中的数字值变为“0”。
“a”行和“C”列中的数字值变为“1”，“b”行和“C”列中的数字值变为“0”，“c”行和“C”列中的数字值变为“0”。
在此情况下，在各列中，由于行之间的相关性不高，因此，尽管此方法略不如第一方法有效，但不担心会出现固定的竖条纹。
如上所述，根据该实施例的固态成像器件，可以获得如下效果。
根据该实施例，可以仅通过偏移值的调整来以高精度控制采样值。
为每行执行该调整，由此，实现了模拟格式中的抖动处理。可抑制量化竖条纹的出现，由此可以防止对象图像质量恶化。
可以仅通过向现有电路添加新的控制功能来实现这些功能。不会增大电路尺寸。
具有这些效果的固态成像器件可被用作数码相机或照相机机的成像器件。
<4、照相机系统的示例结构>
图12是图示根据本公开的实施例的使用固态成像器件的照相机系统的示例结构的图。
如图12所示，照相机系统400包括成像器件410，可对其应用根据实施例的固态成像器件100。
照相机系统400还包括将入射光导向成像器件410的像素区域(在其上形成对象图像)的光学系统，如透镜420，其在成像面上形成入射光(图像光)的像。
照相机系统400还包括：驱动电路(DRV)430，其驱动成像器件410；以及信号处理电路(PRC)440，其处理成像器件410的输出信号。
驱动电路430包括定时生成器(未示出)，其产生各种定时信号，包括开始脉冲和时钟脉冲，用于驱动成像器件410的电路。驱动电路430通过使用预定的定时信号来驱动成像器件410。
此外，信号处理电路440对成像器件410的输出信号执行预定的信号处理。
信号处理电路440处理的图像信号被记录在诸如存储器的记录介质中。通过使用打印机等，使被记录在记录介质上的图像信息形成硬拷贝。此外，信号处理电路440处理的图像信号也作为视频图像而被显示在由液晶显示器等形成的监视器上。
如上所述，在诸如数码相机的图像捕获装置中，通过并入作为成像器件410的上述固态成像器件100，可以实现高精度的照相机系统。
本公开包括与分别在2009年7月27日和2010年7月26日向日本专利局提交的日本在先专利申请JP 2009-174367和JP 2010-167543所公开的主题相关的主题，通过引用将其全部内容合并于此。
本领域的技术人员应当理解，取决于设计要求和其它因素，在所附的权利要求的范围或等同物的范围内，可以作出各种修改、组合、子组合和替代。
Claims (9)
1.一种固态成像器件，包括：
像素部分，其中，以矩阵形状布置执行光电转换的多个像素，以及
像素信号读取部分，其具有模数转换部分，所述模数转换部分通过多个像素单位来从所述像素部分读取像素信号，并执行模数转换，
其中，所述像素信号读取部分包括：
多个比较器，其各自将具有斜坡波形的参考信号与对应列中的像素的所读取的模拟信号电位相比较，
多个计数锁存器，其各自被布置为对应于所述多个比较器中的每个，能够对对应的比较器的比较时间进行计数，当对应的比较器的输出反转时停止计数，并保持对应的计数值，以及
调整部分，其针对被执行了模数转换的每行，针对信号的亮度水平低于预设水平的暗时间，对所述参考信号执行偏移调整，
其中，所述像素信号读取部分能够通过执行与由所述计数锁存器执行的计数操作相关的一次采样和二次采样，来执行相关双采样处理，并且，
其中，所述调整部分能够对与所述一次采样和所述二次采样中的至少一个采样相关的参考信号执行偏移调整，以及
其中，所述像素信号读取部分能够在开始行操作时，对所述比较器的输入部分执行初始化处理，所述初始化处理确定每列的操作点。
2.根据权利要求1所述的固态成像器件，
其中，所述调整部分对与所述一次采样和所述二次采样相关的参考信号的偏移调整应用不同的偏移值，并执行偏移调整。
3.根据权利要求1所述的固态成像器件，
其中，所述调整部分对与所述一次采样和所述二次采样相关的参考信号的偏移调整应用相同的偏移值，并执行偏移调整。
4.根据权利要求1所述的固态成像器件，
其中，所述调整部分在所述一次采样和所述二次采样时不执行偏移调整，而在初始化处理时段期间执行偏移调整。
5.根据权利要求1所述的固态成像器件，
其中，所述调整部分基于响应于控制信号而设置的设置值，对所述参考信号执行钳位处理。
6.根据权利要求5所述的固态成像器件，
其中，能够为每个读取的行设置所述设置值。
7.根据权利要求5所述的固态成像器件，
其中，将所述设置值设置为使得每个计数锁存器的输出值的改变量在±0.5LSB内。
8.根据权利要求1所述的固态成像器件，还包括判定部分，其接收所述像素信号读取部分的输出信号，并判定对应信号的亮度水平是否低于预设水平，
其中，当所述判定部分判定所述信号的亮度水平低于所述预设水平时，所述调整部分对所述参考信号执行偏移调整。
9.一种照相机系统，包括：
固态成像器件；以及
光学系统，其在所述固态成像器件上形成对象图像，
其中，所述固态成像器件包括：
像素部分，其中，以矩阵形状布置执行光电转换的多个像素，以及
像素信号读取部分，其具有模数转换部分，所述模数转换部分通过多个像素单位从所述像素部分读取像素信号，并执行模数转换，
其中，所述像素信号读取部分包括：
多个比较器，其各自将具有斜坡波形的参考信号与对应列中的像素的所读取的模拟信号电位相比较，
多个计数锁存器，其各自被布置为对应于所述多个比较器的每个，能够对对应的比较器的比较时间进行计数，当对应的比较器的输出反转时停止计数，并保持对应的计数值，以及
调整部分，其针对被执行了模数转换的每行，针对信号的亮度水平低于预设水平的暗时间，对所述参考信号执行偏移调整，
其中，所述像素信号读取部分能够通过执行与由所述计数锁存器执行的计数操作相关的一次采样和二次采样，来执行相关双采样处理，并且，
其中，所述调整部分能够对与所述一次采样和所述二次采样中的至少一个采样相关的参考信号执行偏移调整，以及
其中，所述像素信号读取部分能够在开始行操作时，对所述比较器的输入部分执行初始化处理，所述初始化处理确定每列的操作点。
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